JP2005218157A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 積分制御を用いることなく定常偏差を低減できるとともに、負荷変動や入力電圧変動に対して高速応答を可能にする。
【解決手段】 ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、直流電源８１、トランジスタ８２、還流ダイオード８３、リアクトル８４、抵抗器８５、コンデンサ８６、抵抗器８７、負荷８８、制御部１１等を備えたバックコンバータである。制御部１１は、入力電圧Vi、リアクトル電圧Vrct'及び出力電圧Voutに基づき、出力電圧Voutが目標電圧Vrefに一致するように制御信号ΔＤを生成する。リアクトル８４での電圧降下Vrct−Voutを用いて制御信号ΔＤを生成することは、フィードフォワード制御である。したがって、定常偏差が低減するとともに、応答性も向上する
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電圧を降圧又は昇圧して負荷へ供給するＤＣ／ＤＣコンバータ等に関する。

図８は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である（例えば特許文献１参照）。以下、この図面に基づき説明する。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータ８０は、トランジスタ８２、還流ダイオード８３、リアクトル８４、抵抗器８５、コンデンサ８６、抵抗器８７、制御部８９等を備え、入力側に直流電源８１が接続され、出力側に負荷８８が接続されている。直流電源８１は、入力電圧Vinを供給する。トランジスタ８２は、制御信号ΔＤに応じてオン・オフすることにより、リアクトル８４を介して入力電圧Vinを所定の出力電圧Voutに変換して負荷８８へ供給する。還流ダイオード８３は、リアクトル８４に蓄積されたエネルギを放出する。リアクトル８４は、フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能する。抵抗器８５は、リアクトル８４の抵抗成分を等価的に示したものである。コンデンサ８６は、リアクトル８４とともにローパスフィルタ９０を構成する。抵抗器８７は、コンデンサ８６の抵抗成分を等価的に示したものである。制御部８９は、出力電圧Voutが目標電圧Vref（図示せず）に一致するように制御信号ΔＤを生成する。

制御部８９は、出力電圧Voutを入力し、予め定められた目標電圧Vrefと出力電圧Voutとの差（以下「偏差」という。）に応じて、制御信号ΔＤのデューティ比を変えるＰＷＭ制御を実行する。例えば、デューティ比をオン時間／（オン時間＋オフ時間）とすると、出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも高ければ高いほどデューティ比を小さくし、逆に出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも低ければ低いほどデューティ比を大きくする。これは、制御信号ΔＤのデューティ比を偏差に比例した量とする、すなわち比例制御である。しかし、これだけではデューティ比の最小変化に対応する定常偏差が生じてしまう。そこで、比例制御に積分制御を加えて、定常偏差を時間的に累積し、ある大きさになったところでデューティ比を変えることにより、定常偏差を零にしている。このように、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ８０では、ＰＩ制御というフィードバック制御を採用している。

特開平９−２８０７６号公報

しかしながら、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ８０では、積分制御を用いているので、出力電圧Voutの応答が遅い、出力電圧Voutが振動する等の問題があった。

また、高速応答化を図るために、偏差の２乗をフィードバックするＶ２制御と呼ばれる技術が知られている。しかし、このＶ２制御は、比例制御の一種であるため定常偏差が発生する、スイッチング周波数が一定にならない、などの問題がある。なお、スイッチング周波数が一定にならないということは、広範囲の周波数帯を必要とするということである。このとき、スイッチング周波数が高過ぎるとデバイスのスイッチング損失が増加し、効率の低下やデバイス故障の原因となり、逆にスイッチング周波数が低すぎると出力電圧の脈動及びリアクトルやトランスの大型化の原因となる。

そこで、本発明の目的は、積分制御を用いることなく定常偏差を低減できるとともに、負荷変動や入力電圧変動に対して高速応答を可能にするＤＣ／ＤＣコンバータ等を提供することにある。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能するリアクトルと、制御信号に応じて開閉することにより、リアクトルを介して入力電圧を所定の出力電圧に変換して負荷へ供給するスイッチング素子と、少なくともリアクトルでの電圧降下分を用いて、出力電圧が目標電圧に一致するように制御信号を生成する制御部と、を備えたものである（請求項１）。

リアクトルでの電圧降下分を用いて制御信号を生成することは、フィードフォワード制御である。フィードフォワード制御とは、直接外乱を検出し、この外乱の影響が零になるように制御する方法である。このため、フィードフォワード制御は外乱補償法とも呼ばれる。本発明において、出力電圧を不安定にする外乱には、負荷変動や入力電圧変動がある。つまり、負荷変動が発生すると、負荷への供給電流が変化し、これがリアクトルでの電圧降下の変化となって、出力電圧を変化させる。そのため、本発明では、予めリアクトルでの電圧降下を検出して出力電圧の変化を予測し、これにより制御信号を生成するので、積分制御を用いることなく定常偏差を低減できる。

本発明が従来技術よりも応答性を向上できる主な理由は、次のとおりである。（１）．積分制御を用いていない。（２）．フィードフォワード制御を用いている。フィードフォワード制御は、出力電圧が変化してから動作を開始するフィードバック制御に比べて、応答性に優れている。（３）．リアクトルの電圧降下は、そのインダクタンス成分により、電流の微分値となる。

請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御信号はＰＷＭ信号であり、制御部は、目標電圧と出力電圧との差にリアクトルでの電圧降下分を加味した偏差信号に応じて、ＰＷＭ信号のデューティ比を変える、というものである。このとき、ＰＷＭ信号は搬送波信号と直流電圧信号とを比較して得るものであり、制御部は偏差信号に応じて直流電圧信号のレベルを変える、としてもよい（請求項３）。

一般に、デューティ比をオン時間／（オン時間＋オフ時間）とすると、出力電圧が目標電圧よりも高ければデューティ比を小さくし、逆に出力電圧が目標電圧よりも低ければデューティ比を大きくする（フィードバック制御）。このとき、例えば、リアクトルでの電圧降下が小さければ、出力電圧の上昇が予想されるのでデューティ比を小さくし、逆にリアクトルでの電圧降下が大きければ、出力電圧の低下が予想されるのでデューティ比を大きくする（フィードフォワード制御）。このように、フィードバック制御とフィードフォワード制御とを組み合わせることにより、応答性がより向上する。なお、搬送波信号は、例えば鋸歯状波や三角波などである。

請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１〜３記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御信号はＰＷＭ信号であり、制御部は入力電圧に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を変える、というものである。このとき、ＰＷＭ信号は搬送波信号と直流電圧信号とを比較して得るものであり、制御部は入力電圧に応じて搬送波信号の振幅を変える、としてもよい（請求項５）。

例えば、入力電圧が高ければ、出力電圧の上昇が予想されるのでデューティ比を小さくし、逆に入力電圧が低ければ、出力電圧の低下が予想されるのでデューティ比を大きくする。このように、入力電圧に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を変えることは、フィードフォワード制御である。したがって、リアクトルでの電圧降下によってフィードフォワード制御することと相俟って、更に応答性が向上する。

請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１〜５記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御信号はＰＷＭ信号であり、制御部は、目標電圧と出力電圧との差が一定以上になると、ＰＷＭ信号のデューティ比を０％又は１００％にする、というものである。

例えば、出力電圧が目標電圧よりも一定以上高ければデューティ比を０％にし、逆に出力電圧が目標電圧よりも一定以上低ければデューティ比を１００％にする。このように、偏差が一定以上ある場合は極端なデューティ比を採用することによって、更に応答性が向上する。

請求項７記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１〜６記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトルとともにローパスフィルタを構成するコンデンサと、リアクトルに蓄積されたエネルギを放出する還流素子と、を更に備えたものである。そして、スイッチング素子と還流素子との直列回路に入力電圧が印加され、還流素子に並列にローパスフィルタが接続され、コンデンサに並列に負荷が接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、バックコンバータ又は降圧型コンバータと呼ばれるものであり、入力電圧よりも低い出力電圧が得られる。スイッチング素子としては、例えばトランジスタやサイリスタが用いられる。還流素子としては、一般にダイオードが用いられるが、導通時の抵抗を減らすためにスイッチング素子を用いてもよい。

請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１〜６記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、負荷に並列に接続されたコンデンサと、このコンデンサに対する充電電流のみを通過させる充電素子と、を更に備えたものである。そして、リアクトルとスイッチング素子との直列回路に入力電圧が印加され、コンデンサと充電素子との直列回路にスイッチング素子が並列に接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、ブーストコンバータ又は昇圧型コンバータと呼ばれるものであり、入力電圧よりも高い出力電圧が得られる。充電素子としては、一般に逆流防止用のダイオードが用いられるが、導通時の抵抗を減らするためにスイッチング素子を用いてもよい。

請求項９記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１〜６記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトルとともにローパスフィルタを構成するコンデンサと、リアクトルに蓄積されたエネルギを放出する還流素子と、入力電圧と出力電圧とを電気的に絶縁するトランスと、このトランスの二次巻線側に設けられた整流部と、を更に備えたものである。そして、スイッチング素子とトランスの一次巻線との直列回路に入力電圧が印加され、整流部の出力側に還流素子が設けられ、還流素子に並列にローパスフィルタが接続され、コンデンサに並列に負荷が接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、フォワードコンバータと呼ばれるものであり、トランスの巻線数比を選択することによって降圧することも昇圧することもできる。

なお、請求項７〜９記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、単なる例示に過ぎない。本発明は、少なくとも請求項１記載の構成を有していれば、どのようなＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。例えば、バックブーストコンバータ、Ｃｕｋコンバータ、Ｓｅｐｉｃ、Ｚｅｔａコンバータ、共振スイッチコンバータ、プッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータなどが挙げられる。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御機能を方法として表現したものである（請求項１０〜１５）。

本発明によれば、次の効果を奏する。

予めリアクトルでの電圧降下を検出して出力電圧の変化を予測し、これにより制御信号を生成するので、積分制御を用いることなく定常偏差を低減できる。しかも、積分制御を用いない、フィードフォワード制御を用いる、リアクトルの電圧降下が電流の微分値である、これらの理由によって応答性を向上できる。

制御信号としてＰＷＭ信号を用い、リアクトルでの電圧降下分を加味した偏差信号に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を変えることにより、フィードバック制御とフィードフォワード制御とを組み合わせることになるので、より応答性を向上できる。

入力電圧に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を変えることにより、もう一つ別のフィードフォワード制御を実行することになるので、リアクトルでの電圧降下によってフィードフォワード制御することと相俟って、更に応答性を向上できる。

偏差が一定以上大きい場合は極端なデューティ比を採用することによって、更に応答性を向上できる。

図１は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第一実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。図１において図８と同じ部分は同じ符号を付す。

本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、トランジスタ８２、還流ダイオード８３、リアクトル８４、抵抗器８５、コンデンサ８６、抵抗器８７、制御部１１等を備えたバックコンバータであり、入力側に直流電源８１が接続され、出力側に負荷８８が接続されている。そして、トランジスタ８２と還流ダイオード８３との直列回路に入力電圧Vinが印加され、還流ダイオード８３に並列にローパスフィルタ９０が接続され、コンデンサ８６に並列に負荷８８が接続されている。

直流電源８１は、入力電圧Vinを供給する。トランジスタ８２は、ソース−ドレイン間に保護ダイオードが接続されたｎチャネル型電界効果トランジスタであり、制御信号ΔＤに応じてオン・オフすることにより、リアクトル８４を介して入力電圧Vinを所定の出力電圧Voutに変換して負荷８８へ供給する。還流ダイオード８３は、フリーホーイルダイオードとも呼ばれ、リアクトル８４に蓄積されたエネルギを放出する。リアクトル８４は、フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能する。抵抗器８５は、リアクトル８４の抵抗成分を等価的に示したものである。コンデンサ８６は、リアクトル８４とともにローパスフィルタ９０を構成する。抵抗器８７は、コンデンサ８６の抵抗成分を等価的に示したものである。制御部１１は、出力電圧Voutが目標電圧Vref（図２）に一致するように制御信号ΔＤを生成する。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作について説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バックコンバータであるので、入力電圧Vinよりも低い出力電圧Voutが得られる。トランジスタ８２のオン・オフによって発生する出力電圧Voutの脈動は、ローパスフィルタ９０によって抑制される。ローパスフィルタ９０の共振周波数は、スイッチング周波数よりも十分に低く設定されている。トランジスタ８２がオンのときは直流電源８１→トランジスタ８２→リアクトル８４→コンデンサ８６及び負荷８８のように電流が流れ、トランジスタ８２がオフのときはリアクトル８４→コンデンサ８６及び負荷８８→還流ダイオード８３のように電流が流れる。

制御信号ΔＤは、直流電圧信号としての偏差信号Ｅ３（図２）と搬送波信号Ｄ１（図２）とを比較して得るＰＷＭ信号である。制御部１１の特徴的な機能は、次の［Ａ］〜［Ｃ］のとおりである。

［Ａ］．目標電圧Vrefと出力電圧Voutとの差にリアクトル８４での電圧降下Vrct（図２）−Voutを加味した偏差信号Ｅ３に応じて、制御信号ΔＤのデューティ比を変える。このとき、搬送波信号Ｄ１との比較用の直流電圧信号として、偏差信号Ｅ３を用いる。

リアクトル８４での電圧降下Vrct−Voutを用いて制御信号ΔＤを生成することは、フィードフォワード制御である。本実施形態において、出力電圧Voutを不安定にする外乱には、負荷変動や入力電圧変動がある。つまり、負荷変動が発生すると、負荷への供給電流が変化し、これがリアクトル８４での電圧降下Vrct−Voutの変化となって、出力電圧Voutを変化させる。したがって、電圧降下Vrct−Voutを検出して出力電圧Voutの変化を予測し、これにより制御信号ΔＤを生成するので、積分制御を用いることなく定常偏差を低減できる。

また、デューティ比をオン時間／（オン時間＋オフ時間）とすると、出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも高ければデューティ比を小さくし、逆に出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも低ければデューティ比を大きくする（フィードバック制御）。このとき、電圧降下Vrct−Voutが小さければ、出力電圧Voutの上昇が予想されるのでデューティ比を小さくし、逆に電圧降下Vrct−Voutが大きければ、出力電圧Voutの低下が予想されるのでデューティ比を大きくする（フィードフォワード制御）。このように、フィードバック制御とフィードフォワード制御とを組み合わせることにより、応答性がより向上する。

［Ｂ］．入力電圧Vinに応じて制御信号ΔＤのデューティ比を変える。このとき、入力電圧Vinに応じて搬送波信号Ｄ１の振幅を変える。

入力電圧Vinが高ければ、出力電圧Voutの上昇が予想されるのでデューティ比を小さくし、逆に入力電圧Vinが低ければ、出力電圧Voutの低下が予想されるのでデューティ比を大きくする。このように、入力電圧Vinに応じて制御信号ΔＤのデューティ比を変えることは、フィードフォワード制御である。したがって、リアクトル８４での電圧降下Vrct−Voutによってフィードフォワード制御することと相俟って、更に応答性が向上する。

［Ｃ］．目標電圧Vrefと出力電圧Voutとの差が一定以上になると、制御信号ΔＤのデューティ比を０％又は１００％にする。

出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも一定以上高ければデューティ比を０％にし、逆に出力電圧Voutが目標電圧Vrefよりも一定以上低ければデューティ比を１００％にする。このように、偏差が一定以上ある場合に極端なデューティ比を採用することによって、更に応答性が向上する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が従来技術よりも応答性を向上できる主な理由は、次のとおりである。<1>.積分制御を用いていない。<2>.上記［Ａ］［Ｂ］のように、フィードフォワード制御を用いている。<3>.リアクトル８４の電圧降下Vrct−Voutは、そのインダクタンス成分により、電流の微分値となる。<4>.上記［Ａ］のように、フィードバック制御とフィードフォワード制御との組み合わせを用いている。<5>.上記［Ｃ］のように、偏差が一定以上になると、デューティ比を強制的に０％又は１００％にする。

図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御部の一例を示すブロック線図である。図３は、図２の制御部の動作を示す波形図である。以下、図１乃至図３に基づき説明する。

本実施形態における制御部１１は、基準電圧源１２、ローパスフィルタ１３、鋸歯状波発振器１４、比例要素１５，１６、コンパレータ１７，１８、マルチプレクサ１９、乗算器２０、加え合わせ点２１〜２３、引き出し点２４，２５等によって構成され、アナログ回路、又はＤＳＰ及びそのプログラムによって実現されている。

基準電圧源１２は、レベルが一定の目標電圧Vrefを出力する。ローパスフィルタ１３は、トランジスタ８２とリアクトル８４との間のリアクトル電圧Vrct'から高周波成分を除去して、リアクトル電圧Vrctを得る。鋸歯状波発振器１４は、周波数及び振幅が一定の鋸歯状波信号Vrampを出力する。比例要素１５，１６のゲインは、それぞれＫ_１，Ｋ_２となっている。

次に、制御部１１の動作を説明する。

まず、加え合わせ点２１において、目標電圧Vrefと出力電圧Voutとの差である偏差信号Ｅ１（＝Vref−Vout）が得られる。偏差信号Ｅ１は、比例要素１５でＫ_１倍されて偏差信号Ｅ２となる。偏差信号Ｅ２は、加え合わせ点２２においてリアクトル電圧Vrctが加えられて、偏差信号Ｅ３となる。すなわち偏差信号Ｅ３は、Ｅ３＝Ｋ_１（Vref−Vout）＋Vrctである。

一方、偏差信号Ｅ２は、その絶対値が比例要素１６でＫ_２倍されて偏差信号Ｅ４となる。偏差信号Ｅ４は、加え合わせ点２３において目標電圧Vrefが引かれて、偏差信号Ｅ５となる。すなわち偏差信号Ｅ５は、Ｅ５＝Ｋ_１Ｋ_２｜Vref−Vout｜−Vrefである。この偏差信号Ｅ５は、コンパレータ１７の＋入力端子に印加され、コンパレータ１７の−入力端子に印加されたアース電位Egnd（＝０）と比較される。つまり、偏差が小さくＫ_１Ｋ_２｜Vref−Vout｜
＜ Vrefであれば、Ｅ５＜Egndであるから、コンパレータ１７の出力信号Ｓ０は‘０’となる。逆に、偏差が大きくＫ_１Ｋ_２｜Vref−Vout｜
＞ Vrefであれば、Ｅ５＞Egndであるから、コンパレータ１７の出力信号Ｓ０は‘１’となる。

マルチプレクサ１９は、コンパレータ１７の出力信号Ｓ０が‘０’のときに搬送波信号Ｄ１を出力し、同じく出力信号Ｓ０が‘１’のときに搬送波信号Ｄ０を出力する。搬送波信号Ｄ１は、乗算器２０で得られた、鋸歯状波信号Vrampと入力電圧Vinとの積である。つまり、搬送波信号Ｄ１は、鋸歯状波信号Vrampの振幅を入力電圧Vin倍した鋸歯状波電圧であり、入力電圧Vinの変動に応じてその振幅も変動する。一方、搬送波信号Ｄ０は、アース電位Egnd（＝０）である。すなわち、マルチプレクサ１９は、偏差が一定以下であれば鋸歯状波電圧からなる搬送波信号Ｄ１を出力し、偏差が一定以上であればアース電位からなる搬送波信号Ｄ０を出力する。

搬送波信号Ｄ０又はＤ１はコンパレータ１８の−入力端子に印加され、偏差信号Ｅ３はコンパレータ１８の＋入力端子に印加される。搬送波信号Ｄ１が出力されているとき、Ｄ１＜Ｅ３の時間が制御信号ΔＤのオン時間であり、Ｄ１＞Ｅ３の時間が制御信号ΔＤのオフ時間である（図３［１］）。ここで、Ｅ３＝Ｋ_１（Vref−Vout）＋Vrctであるから、出力電圧Voutが上昇するか又はリアクトル電圧Vrctが低下すると、偏差信号Ｅ３のレベルが低下してデューティ比が減少する（図３［２］）。このときは、電圧降下Vrct−Voutが小さくなり、出力電圧Voutの上昇が予想されるので、デューティ比を小さくする。逆に、出力電圧Voutが低下するか又はリアクトル電圧Vrctが上昇すると、偏差信号Ｅ３のレベルが上昇してデューティ比が増加する。このときは、電圧降下Vrct−Voutが大きくなり、出力電圧Voutの低下が予想されるので、デューティ比を大きくする。

一方、Ｄ１＝Vramp×Vinであるから、入力電圧Vinが上昇すると、搬送波信号Ｄ１の振幅が増加してデューティ比が減少する（図３［３］）。このときは、出力電圧Voutの上昇が予想されるので、デューティ比を小さくする。逆に、入力電圧Vinが低下すると、搬送波信号Ｄ１の振幅が減少してデューティ比が増加する。このときは、出力電圧Voutの低下が予想されるのでデューティ比を大きくする。

また、偏差が一定以上あるため、搬送波信号Ｄ０が出力されている場合は、次のように動作する。Vref >> Voutであるとき、Ｅ３＝Ｋ_１（Vref−Vout）＋Vrct ＞０となることにより、常にＥ３＞Ｄ０が成り立つので、デューティ比が１００％となる。このときは、出力電圧Voutが大幅に低下しているので、デューティ比を強制的に１００％にする。逆に、Vref
<< Voutであるとき、Ｅ３＝Ｋ_１（Vref−Vout）＋Vrct ＜０となることにより、常にＥ３＜Ｄ０が成り立つので、デューティ比が０％となる。このときは、出力電圧Voutが大幅に上昇しているので、デューティ比を強制的に０％にする。

図４及び図５は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける動作のシミュレーション結果を示す波形図である。以下、図１乃至図４に基づき説明する。

図４は１２Ａから１Ａのステップダウン時の状態であり、図４［１］が従来技術、図４［２］が本発明である。図５は１Ａから１２Ａのステップアップ時の状態であり、図５［１］が従来技術、図５［２］が本発明である。以下、図１乃至図５に基づき説明する。

従来技術は、図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータであり、制御部がＰＩ制御を用いている点を除き、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータと同じである。このシミュレーションで使用した主な数値は、次のとおりである。Vin＝５［Ｖ］、Vref＝３．３［Ｖ］、Ｋ_１＝１０、Ｋ_２＝１００、リアクトル８４のインダクタンスは３［μＨ］、コンデンサ８６のキャパシタンスは２００［μＦ］、ローパスフィルタ１３のカットオフ周波数は１００［Ｈｚ］。

次に、シミュレーション結果について説明する。電流スルーレートはおおよそ１［Ａ／μｓ］となった。電圧誤差が１％以内に達するまでの応答時間は、１２Ａから１Ａへのステップダウン時で従来技術が６８［μｓ］であるのに対し本発明が４８［μｓ］であり、１Ａから１２Ａへのステップアップ時で従来技術が６６７［μｓ］であるのに対し本発明が１２６［μｓ］であった。このように、本発明では、従来技術に比べて、応答性を十分に改善できている。また、本発明における定常偏差は、１［μｓ］毎のサンプリングで平均値を算出したところ、零となっていた。

図６は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第二実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。

本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、リアクトル３２、抵抗器３３、トランジスタ３４、充電ダイオード３５、コンデンサ３６、抵抗器３７、制御部３９等を備えたブーストコンバータであり、入力側に直流電源３１が接続され、出力側に負荷３８が接続されている。そして、リアクトル３２とトランジスタ３４との直列回路に入力電圧Vinが印加され、コンデンサ３６と充電ダイオード３５との直列回路にトランジスタ３４が並列に接続されている。

直流電源３１は、入力電圧Vinを供給する。リアクトル３２は、フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能する。抵抗器３３は、リアクトル３２の抵抗成分を等価的に示したものである。トランジスタ３４は、ｎチャネル型電界効果トランジスタであり、制御信号ΔＤに応じてオン・オフすることにより、リアクトル３２を介して入力電圧Vinを所定の出力電圧Voutに変換して負荷３８へ供給する。充電ダイオード３５は、コンデンサ３６に対する充電電流のみを通過させる。抵抗器３７は、コンデンサ３６の抵抗成分を等価的に示したものである。制御部３９は、入力電圧Vi、リアクトル電圧Vrct'及び出力電圧Voutに基づき、出力電圧Voutが目標電圧に一致するように制御信号ΔＤを生成する。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、ブーストコンバータであるので、入力電圧Vinよりも高い出力電圧Voutが得られる。トランジスタ３４がオンのときは直流電源３１→リアクトル３２→トランジスタ３４のように電流が流れ、トランジスタ３４がオフのときはリアクトル３２→充電ダイオード３５→コンデンサ３６及び負荷３８→直流電源３１のように電流が流れる。

制御部３９の構成及び動作は、第一実施形態に準ずる。したがって、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３０も第一実施形態と同様の効果を奏する。

図７は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第三実施形態を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。

本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、トランジスタ４２、還流ダイオード４３、トランス４４、整流ダイオード４５、還流ダイオード４６、リアクトル４７、抵抗器４８、コンデンサ４９、抵抗器５０、制御部５２等を備えたフォワードコンバータであり、入力側に直流電源４１が接続され、出力側に負荷５１が接続されている。そして、トランジスタ４２とトランス４４の一次巻線４４１との直列回路に入力電圧Vinが印加され、トランス４４の二次巻線４４２と整流ダイオード４５との直列回路に還流ダイオード４６が並列に接続され、還流ダイオード４６に並列にローパスフィルタ５３が接続され、コンデンサ４９に並列に負荷５１が接続されている。

直流電源４１は、入力電圧Vinを供給する。トランジスタ４２は、ｎチャネル型電界効果トランジスタであり、制御信号ΔＤに応じてオン・オフすることにより、トランス４４及びリアクトル４７を介して入力電圧Vinを所定の出力電圧Voutに変換して負荷５１へ供給する。トランス４４は、入力電圧Vinと出力電圧Voutとを電気的に絶縁するとともに、その巻線数比によって入力電圧Vinを降圧又は昇圧する。還流ダイオード４３は、トランス４４に蓄積されたエネルギを放出する。整流ダイオード４５は二次巻線４４２の出力電圧を整流する。還流ダイオード４６は、リアクトル４７に蓄積されたエネルギを放出する。リアクトル４７は、フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能する。抵抗器４８は、リアクトル４７の抵抗成分を等価的に示したものである。コンデンサ４９は、リアクトル４７とともにローパスフィルタ５３を構成する。抵抗器５０は、コンデンサ４９の抵抗成分を等価的に示したものである。制御部５２は、入力電圧Vi、リアクトル電圧Vrct'及び出力電圧Voutに基づき、出力電圧Voutが目標電圧に一致するように制御信号ΔＤを生成する。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作について説明する。トランジスタ４２がオンのとき、トランス４４の一次側では直流電源４１→一次巻線４４１→トランジスタ４２のように電流が流れ、二次側では二次巻線４４２→整流ダイオード４５→リアクトル４７→コンデンサ４９及び負荷５１のように電流が流れる。一方、トランジスタ４２がオフのとき、トランス４４の一次側では一次巻線４４１→直流電源４１→還流ダイオード４３のように電流が流れ、二次側ではリアクトル４７→コンデンサ４９及び負荷５１→還流ダイオード４６のように電流が流れる。

制御部５２の構成及び動作は、第一実施形態に準ずる。したがって、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ４０も第一実施形態と同様の効果を奏する。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第一実施形態を示す回路図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御部の一例を示すブロック線図である。 図２の制御部の動作を示す波形図であり、図３［１］は第一例、図３［２］は第二例、図３［３］は第三例である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける動作のシミュレーション結果を示す波形図である。詳しくは１２Ａから１Ａのステップダウン時の状態であり、図４［１］が従来技術、図４［２］が本発明である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける動作のシミュレーション結果を示す波形図である。詳しくは１Ａから１２Ａのステップアップ時の状態であり、図５［１］が従来技術、図５［２］が本発明である。 本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第二実施形態を示す回路図である。 本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第三実施形態を示す回路図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。

符号の説明

１０，３０，４０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１，３９，５２ 制御部
３１，４１，８１ 直流電源
３２，４７，８４ リアクトル
３４，４２，８２ トランジスタ（スイッチング素子）
３５ 充電ダイオード（充電素子）
３６，４９，８６ コンデンサ
３８，５１，８８ 負荷
４３，４６，８３ 還流ダイオード（還流素子）
４４ トランス
４５ 整流ダイオード（整流部）
５０，９０ ローパスフィルタ
Vi 入力電圧
Vout 出力電圧
Vrct，Vrct' リアクトル電圧
Vref 目標電圧
ΔＤ 制御信号

Claims (15)

1. フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能するリアクトルと、
   制御信号に応じて開閉することにより、前記リアクトルを介して入力電圧を所定の出力電圧に変換して負荷へ供給するスイッチング素子と、
   少なくとも前記リアクトルでの電圧降下分を用いて、前記出力電圧が目標電圧に一致するように前記制御信号を生成する制御部と、
   を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御信号はＰＷＭ信号であり、
   前記制御部は、前記目標電圧と前記出力電圧との差に前記リアクトルでの電圧降下分を加味した偏差信号に応じて、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変える、
   請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記ＰＷＭ信号は搬送波信号と直流電圧信号とを比較して得るものであり、
   前記制御部は前記偏差信号に応じて前記直流電圧信号のレベルを変える、
   請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御信号はＰＷＭ信号であり、
   前記制御部は前記入力電圧に応じて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変える、
   請求項１乃至３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記ＰＷＭ信号は搬送波信号と直流電圧信号とを比較して得るものであり、
   前記制御部は前記入力電圧に応じて前記搬送波信号の振幅を変える、
   請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記制御信号はＰＷＭ信号であり、
   前記制御部は、前記目標電圧と前記出力電圧との差が一定以上になると、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を０％又は１００％にする、
   請求項１乃至５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
   
7. 前記リアクトルとともにローパスフィルタを構成するコンデンサと、前記リアクトルに蓄積されたエネルギを放出する還流素子とを更に備え、
   前記スイッチング素子と前記還流素子との直列回路に前記入力電圧が印加され、
   前記還流素子に並列に前記ローパスフィルタが接続され、
   前記コンデンサに並列に前記負荷が接続された、
   請求項１乃至６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記負荷に並列に接続されたコンデンサと、このコンデンサに対する充電電流のみを通過させる充電素子とを更に備え、
   前記リアクトルと前記スイッチング素子との直列回路に前記入力電圧が印加され、
   前記コンデンサと前記充電素子との直列回路に前記スイッチング素子が並列に接続された、
   請求項１乃至６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記リアクトルとともにローパスフィルタを構成するコンデンサと、前記リアクトルに蓄積されたエネルギを放出する還流素子と、前記入力電圧と前記出力電圧とを電気的に絶縁するトランスと、このトランスの二次巻線側に設けられた整流部とを更に備え、
   前記スイッチング素子と前記トランスの一次巻線との直列回路に前記入力電圧が印加され、
   前記整流部の出力側に前記還流素子が設けられ、
   前記還流素子に並列に前記ローパスフィルタが接続され、
   前記コンデンサに並列に前記負荷が接続された、
   請求項１乃至６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
   
10. フィルタ要素又はエネルギ蓄積要素として機能するリアクトルと、
    制御信号に応じて開閉することにより、前記リアクトルを介して入力電圧を所定の出力電圧に変換して負荷へ供給するスイッチング素子と、
    前記出力電圧が目標電圧に一致するように前記制御信号を生成する制御部と、
    を備えたＤＣ／ＤＣコンバータを制御する方法であって、
    少なくとも前記リアクトルでの電圧降下分を用いて前記制御信号を生成する、
    ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
11. 前記制御信号としてＰＷＭ信号を用い、前記目標電圧と前記出力電圧との差に前記リアクトルでの電圧降下分を加味した偏差信号に応じて、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変える、
    請求項１０記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
12. 前記ＰＷＭ信号は搬送波信号と直流電圧信号とを比較して得るものであり、
    前記偏差信号に応じて前記直流電圧信号のレベルを変える、
    請求項１１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
13. 前記制御信号としてＰＷＭ信号を用い、前記入力電圧に応じて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を変える、
    請求項１０乃至１２のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
14. 前記ＰＷＭ信号は搬送波信号と直流電圧信号とを比較して得られるものであり、
    前記入力電圧に応じて前記搬送波信号の振幅を変える、
    請求項１３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
15. 前記制御信号としてＰＷＭ信号を用い、前記目標電圧と前記出力電圧との差が一定以上になると、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を０％又は１００％にする、
    請求項１０乃至１４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。

Images