CN107710588B - 转换设备以及对其进行控制的方法 - Google Patents

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Abstract

一种非绝缘类型的DC/AC转换设备，其包括：包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；DC/AC转换单元；连接至DC母线的第二电容器；以及包括DC电抗器的DC/DC转换单元。通过考虑所述滤波器电路、第二电容器和DC电抗器对于用于向负载供应AC电压的输出电压命令值的电气影响来确定针对两个转换单元的控制的负荷。所述DC/DC转换单元被控制以将DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的DC电压的时段的DC母线电压波形。所述DC/AC转换单元被控制为在所述DC电压的时段期间执行降压操作，因此执行到对应于所述DC电压的时段的AC电压的绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。

Description

转换设备以及对其进行控制的方法
技术领域
本发明涉及：一种被提供于独立型电源设备中并且在不使用变压器的情况下以非绝缘的方式将直流转换为交流的转换设备及其控制方法。
背景技术
例如，用于将太阳能电池模块的输出与商业电网进行互连的转换设备(功率调节器)包括DC/DC转换器和逆变器。所述太阳能电池模块的输出由所述DC/DC转换器来升压，并且因此预定电压被提供至平滑电容器与之连接的DC母线。以DC母线的电压为基础，AC电压和AC电流由逆变器输出(例如，参见专利文献1)。
此外，作为一种包括DC/DC转换器和逆变器的转换设备，提出了以下技术：处于先前级的DC/DC转换器生成具有脉动电流波形的电压，并且处于后续级的逆变器将在每一个脉动电流周期反转所生成电压的极性，由此生成AC电压波形(例如，参见专利文献2)。
此外，在一种由包括DC电抗器的DC/DC转换器和包括AC电抗器的极性开关逆变器所组成的电力互联逆变器设备中，提出了以下技术：为了减少AC侧的电流失真，中间级电容器电流在计算DC电抗器的电流命令值时以前馈的方式得到补偿(例如，参见专利文献3)。
引用列表
[专利文献]
专利文献1：日本专利公开No.2009-247184(图1)
专利文献2：日本专利No.5134263(图2，图3)
专利文献3：日本专利公开No.2002-369544(第[0015]，[0032]段)
发明内容
[技术问题]
在专利文献1所描述的转换设备中，DC/DC转换器和逆变器都不断地执行高频开关。因此，开关损失以及电抗器中的损失在整个操作时段上都有所发生。因此，并不能说转换效率足够高。
在专利文献2中所描述的转换设备中，处于后续级的逆变器仅执行极性反转，并且反转的次数是AC侧上的商用频率的两倍。因此，与如专利文献1中的使得逆变器执行高频开关的转换设备相比，开关损失和AC电抗器中的损失有所减少。
然而，在专利文献2中的转换设备中，脉动电流波形的零点变为了无法在其处加以区分的奇点。因此，所生成的AC波形在其过零点附近不太平滑，因此会出现波形失真。
在专利文献3中所描述的电力互连逆变器中，在计算DC电抗器电流命令值时，有功功率分量被表示为(电网电压×DC电抗器电流命令值)，因此由于AC电抗器的阻抗所导致的压降不被考虑。另一方面，无功功率分量被表示为(电网电压×中间级电容器电流)。这里，在计算中间级电容器电流时，由于AC电抗器的电感所导致的压降被纳入考虑之中，但是要被乘以中间级电容器电流的电压是电网电压，并且对于该部分而言，由于AC电抗器的阻抗所导致的压降并不被考虑。因此，输出电压的相位与理想输出电压相比有所延迟，因此在输出电流中有失真出现。在专利文献3中，为了减少失真，通过调节中间级电容器电流命令值的振幅而执行反馈控制，使得输出电流变得接近于正弦波。
然而，在该控制方法中，存在有用于避免中间级电容器电流的振幅的反馈控制和DC/DC转换器的反馈控制之间的相互干扰的约束。专利文献3指出，DC电抗器电流控制由迟滞比较器执行，并且此时DC/DC转换器的控制周期等于开关周期。DC电容器电流的振幅的反馈控制的周期需要充分长于开关周期以便避免与DC/DC转换器的控制的干扰。因此，DC电容器电流振幅的反馈控制的响应被延迟。也就是说，在如专利文献3中的这种依赖于反馈控制来将输出电流波形调节为具有较少失真的正弦波的方法中，在AC电抗器电流命令值变化时，失真的波流动。
鉴于以上常规问题，本发明的目的是在DC至AC转换设备中抑制由于高频开关所导致的损失并且实现AC波形的平滑性。本发明的另一个目的是减少当AC电抗器电流命令值变化时的失真。
[问题的解决方案]
本发明是一种以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载的转换设备。所述转换设备包括：连接至负载并且包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；在所述滤波器电路和DC母线之间提供的DC/AC转换单元；连接至所述DC母线的第二电容器；在所述DC母线和DC电源之间提供的并且包括DC电抗器的DC/DC转换单元；以及被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制单元。所述控制单元通过考虑所述滤波器电路、第二电容器和DC电抗器对于用于向所述负载供应AC电压的输出电压命令值的电气影响来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷，并且所述控制单元控制所述DC/DC转换单元将所述DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的DC电压的时段的DC母线电压波形，以及控制所述DC/AC转换单元在所述DC电压的时段期间执行降压操作，因此与所述DC电压的所述时段相对应地执行到AC电压的绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。
此外，本发明作为方法是一种用于转换设备的控制方法，所述转换设备以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载，所述转换设备包括：连接至负载并且包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；在所述滤波器电路和DC母线之间提供的DC/AC转换单元；连接至所述DC母线的第二电容器；在所述DC母线和DC电源之间提供的并且包括DC电抗器的DC/DC转换单元；以及被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制单元。用于所述转换设备的所述控制方法由所述控制单元执行并且包括：计算步骤，其通过考虑所述滤波器电路、第二电容器和DC电抗器对于用于向所述负载供应AC电压的输出电压命令值的电气影响来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷；第一转换步骤，其控制所述DC/DC转换单元将所述DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的DC电压的时段的DC母线电压波形；以及第二转换步骤，其控制所述DC/AC转换单元在所述DC电压的时段期间执行降压操作，因此与所述DC电压的所述时段相对应地执行到AC电压的绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。
[本发明的有益效果]
本发明的转换设备及其控制方法能够抑制由于高频开关所导致的损失并且实现AC波形的平滑性。
附图说明
图1是示出包括根据本发明实施例的转换设备的独立型电源设备的示例的单线连接图。
图2是所述转换设备的详细电路图的示例。
图3是用于基于输出电压命令值计算AC电抗器电流命令值的控制框图。
图4是用于基于输出电压命令值计算DC母线电压命令值的控制框图。
图5是用于计算DC/AC转换单元的参考波形阈值的AC电抗器电流控制的控制框图。
图6是用于计算DC电抗器电流命令值的控制框图。
图7是用于计算DC/DC转换单元的参考波形阈值的DC电抗器电流控制的控制框图。
图8是示出无负载情况下的主要波形的示图。
图9是示出其中20Ω(功耗：500W)的电阻负载作为AC负载进行连接的情况下的主要波形的示图。
具体实施方式
[实施例概述]
本发明的实施例的概述至少包括以下内容。
(1)这是一种以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载的转换设备。所述转换设备包括：连接至负载并且包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；在所述滤波器电路和DC母线之间提供的DC/AC转换单元；连接至所述DC母线的第二电容器；在所述DC母线和DC电源之间提供的并且包括DC电抗器的DC/DC转换单元；以及被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制单元。所述控制单元通过考虑所述滤波器电路、第二电容器和DC电抗器对于用于向所述负载供应AC电压的输出电压命令值的电气影响来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷，并且所述控制单元控制所述DC/DC转换单元将所述DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的DC电压的时段的DC母线电压波形，以及控制所述DC/AC转换单元在所述DC电压的时段期间执行降压操作，因此执行到对应于所述DC电压的时段的AC电压的绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。
在如以上所描述地配置的转换设备中，所述DC/DC转换单元将DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及DC电压的时段的DC母线电压波形。进一步地，所述DC/AC转换单元在DC电压的时段期间执行降压操作以生成对应于该时段的AC电压的绝对值的波形，并且在每一个脉动电流周期执行极性反转，由此生成所期望的AC电压。
因此，可能提供其中由于高频开关所导致的损失得以被抑制并且实现了AC波形平滑性的转换设备。此外，相应转换设备的负荷例如通过考虑包括AC电抗器的滤波器电路的电气影响加以确定，因此在AC电抗器电流命令值变化时所导致的失真能够被抑制。
(2)例如，在(1)的转换设备中，电气影响是分别由于AC电抗器和DC电抗器所导致的电压变化、以及分别流过第一电容器和第二电容器的无功电流。
在这种情况下，能够通过考虑由于电抗器以及电容器的无功电流所导致的电压变化而针对输出电压命令值执行适当控制。
(3)在(1)的转换设备中，所述控制单元至少执行：用于通过考虑流过第一电容器的电流而基于输出电压命令值获得AC电抗器电流命令值的计算；用于通过考虑由于AC电抗器所导致的电压变化以及由于DC电抗器所导致的电压变化而基于输出电压命令值获得DC母线电压命令值的计算；用于基于AC电抗器电流命令值获得DC/AC转换单元的参考波形阈值的计算；用于基于由于流过第二电容器的电流所导致的无功功率以及DC/AC转换单元的功率获得DC电抗器电流命令值的计算；以及用于基于DC电抗器电流命令值获得DC/DC转换单元的参考波形阈值的计算。
通过执行这样的计算，能够在考虑由于电抗器的电压变化以及电容器的无功电流的同时针对输出电压命令值执行适当控制。
(4)在另一个方面，这是一种用于转换设备的控制方法，所述转换设备以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载，所述转换设备包括：连接至负载并且包括AC电抗器和第一电容器的滤波器电路；在所述滤波器电路和DC母线之间提供的DC/AC转换单元；连接至所述DC母线的第二电容器；在所述DC母线和DC电源之间提供的并且包括DC电抗器的DC/DC转换单元；以及被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制单元。
用于所述转换设备的所述控制方法由所述控制单元执行并且包括：计算步骤，其通过考虑所述滤波器电路、第二电容器和DC电抗器对于用于向所述负载供应AC电压的输出电压命令值的电气影响来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷；第一转换步骤，其控制所述DC/DC转换单元将所述DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的DC电压的时段的DC母线电压波形；以及第二转换步骤，其控制所述DC/AC转换单元在所述DC电压的时段期间执行降压操作，因此执行到对应于所述DC电压的时段的AC电压的绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。
在如以上所描述的用于所述控制设备的控制方法中，所述DC/DC转换单元将DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及DC电压的时段的DC母线电压波形。进一步地，所述DC/AC转换单元在DC电压的时段期间执行降压操作以生成对应于该时段的AC电压的绝对值的波形，并且在每一个脉动电流周期执行极性反转，由此生成所期望的AC电压。
因此，可能抑制由于高频开关所导致的损失并且实现AC波形平滑性。此外，相应转换设备的负荷例如通过考虑包括AC电抗器的滤波器电路的电气影响加以确定，例如，因此在AC电抗器电流命令值变化时所导致的失真能够被抑制。
[实施例的细节]
<电源设备>
此后，将参考附图对实施例进行描述。
图1是示出包括根据本发明实施例的转换设备的独立型电源设备100的示例的单线连接图。在图1中，存储电池2连接至转换设备1的一端，并且AC负载3连接至其另一端。在电源设备100中，使得存储电池2以DC功率进行放电，所述DC功率被转换设备1转换为AC电力，并且所述AC电力随后被提供至AC负载3。
存储电池2的电压例如为大约48V，并且AC负载3的电压例如为大约100V。注意到，这些电压值并不局限于此。
转换设备1包括作为主要部件的：在存储电池2侧上提供的DC/DC转换单元10；在AC负载3侧上提供的DC/AC转换单元11；以及用于控制这两个转换单元的操作的控制单元12。
控制单元12例如包括计算机，并且通过所述计算机执行软件(计算机程序)来实现两个转换单元(10，11)所需的控制功能。所述软件被存储在控制单元12的存储设备(未示出)中。注意到，控制单元12可以由仅由硬件形成的电路进行配置而并不包括计算机。
<转换设备>
<电路配置>
图2是转换设备1的详细电路图的示例。
在图2中，在DC/DC转换单元10的低电位侧(图中的左侧)上提供电压传感器14、电流传感器17和平滑电容器15。电压传感器14与存储电池2并联连接并且检测存储电池2两端之间的电压。有关所检测电压的信息被提供至控制单元12。电流传感器17检测流过DC/DC转换单元10的电流。有关所检测电流的信息被提供至控制单元12。
DC/DC转换单元10包括DC电抗器16、开关元件Q1和开关元件Q2，并且形成DC斩波电路。作为开关元件Q1、Q2，例如可以使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。由MOSFET所形成的开关元件Q1、Q2分别具有二极管(体二极管)d1、d2。开关元件Q1、Q2由控制单元12进行控制。
平滑电容器19连接至DC母线18，所述DC母线18连接DC/AC转换单元11和DC/DC转换单元10。电容器19具有小的电容(μF级别)，使得电容器19对经受高频(例如，20kHz)开关的电压施加以平滑效应，但是并不对以大约为商用频率两倍的频率(100Hz或120Hz)变化的电压施加以平滑效应。
DC/AC转换单元11包括形成全桥电路的开关元件Q3至Q6。开关元件Q3至Q6例如是MOSFET。在使用MOSFET的情况下，开关元件Q3至Q6分别具有二极管(体二极管)d3至d6。开关元件Q3至Q6由控制单元12进行控制。
滤波器电路21被提供在DC/AC转换单元11和AC负载3之间。滤波器电路21包括AC电抗器22，以及关于AC电抗器22在AC负载一侧(图中的右侧)上所提供的平滑电容器23。滤波器电路21防止在DC/AC转换单元11处出现的高频噪声的通过，使得该噪声并不会泄漏至AC负载3侧。提供电流传感器24以便检测流过AC电抗器22的电流。有关由电流传感器24所检测的电流的信息被提供至控制单元12。
电压传感器25与电容器24和AC负载3并行地提供。电流传感器26被提供在连接AC负载3和转换设备1的电气路径上。有关由电压传感器25所检测的电压的信息以及有关由电流传感器26所检测的电流的信息被提供至控制单元12。
<<操作的概况>>
如以上所描述地进行配置的转换设备1基于来自存储电池2的放电功率而向AC负载3供应功率。DC/AC转换单元11和DC/DC转换单元10在AC半周期期间交替地执行开关操作。
特别地，在AC半周期期间，存在其中DC/DC转换单元10使DC电压升压且DC/AC转换单元11仅执行周期性极性反转的时段，以及其中DC/DC转换单元10使得其输入得以未加改变地被输出且DC/AC转换单元11执行降压逆变器功能和极性反转的时段。
如以上所描述的，在图2中，电容器19的电容C_DCBUS被设置为例如大约数十μF，使得不会对DC母线18的电压进行充分平滑。在这种情况下，能够输出具有较低失真率的正弦波。此外，DC/DC转换单元10和DC/AC转换单元11均具有开关停止时段，因此与诸如功率调节器(例如，专利文献1)的常规转换设备相比，开关损失有所减少并且电抗器的铁损也有所减少，使得设备的转换效率有所提高。此外，根据转换设备1，有可能直接使用非绝缘类型的转换设备的已知电路来提高转换效率，而不添加任何部件。
<<控制的具体示例>>
随后，作为控制单元12所进行的控制(控制单元12所执行的控制方法)，将对控制单元12例如通过执行程序而实现的计算处理功能进行具体描述。注意到，这仅是作为示例而并非被局限于以下所示出的过程。
(AC电抗器电流命令值)
图3是用于基于输出电压命令值计算AC电抗器电流命令值Igaci*的功能框图。简言之，这是用于通过考虑流过电容器23的电流而基于输出电压命令值来获得AC电抗器电流命令值的计算。
在图3中，输出电压命令值是Sinwave(正弦波)＝Vsin(ωt)，并且通过向输出电压检测值Vgaco应用低通滤波器所获得的值是Vgaco_lpf。应用低通滤波器的原因是将输出电压检测值平滑到某个程度，这是因为如果输出电压由于任何因素发生振荡，输出电压检测值自然也会发生振荡，并且该振荡分量使得控制是不稳定的。低通滤波器的截止频率例如是1kHz。
接下来，输出电压命令值Sinwave和输出电压检测值Vgaco_lpf之间的差被输入到IP补偿器以计算Igac_pi。随后，通过向输出电流检测值Igaco应用具有例如60Hz的截止频率的低通滤波器所获得的值是Igaco_lpf。接着，Igaco_lpf被添加至Igac_pi，由此计算出AC电抗器电流命令值Igaci*。向输出电流检测值应用低通滤波器的原因与Vgaco_lpf的情形相同。
(DC母线电压命令值)
图4是用于基于输出电压命令值计算DC母线电压命令值Vomax*的控制框图。简言之，这是用于通过考虑由于AC电抗器22所导致的电压变化以及由于DC电抗器16所导致的电压变化而基于输出电压命令值获得DC母线电压命令值的计算。在图中左下方被虚线所包围的部分是用于计算由于AC电抗器22的电感L_AC所导致的电压变化的模块。这里，由于AC电抗器22的电感L_AC所导致的电压变化被计算为：
V_acl＝(Igaci*-Igaci*0)×L_ACL×F_SW
为了使得随后所描述的针对电压变化而对DC电抗器16的电流控制中的控制稳定，关于相应控制周期中的V_acl的值取得若干控制周期上的移动平均值以获得V_acl_movingave。
随后，输出电压命令值Sinwave和V_acl_movingave被相加在一起以计算出DC/AC转换单元电压命令值Vgaco*。注意到，由于AC电抗器22的电阻部件R_ACL所导致的压降在这里并未被考虑，但是在考虑该压降的情况下，可以在Vgaco*的计算中加上Igaci×R_ACL。
接下来，计算出在不考虑中间电容器的充电/放电功率的情况时近似得到的DC电抗器电流命令值的近似值Igdc*_approx。如果DC电源电压检测值由Vgdc所表示，则该近似值被表示如下：
Igdc*_approx＝Igaci*×Vgaco*/Vgdc
随后，如图4中右侧被虚线所包围的部分中所示，由于DC电抗器的电感L_DCL所导致的电压变化被计算如下：
V_dcl＝(Igdc*_approx-Igdc*_approx0)×L_DCL×F_SW
随后，其移动平均值被计算为V_dcl_movingave。
接着，通过从DC电源电压检测值Vgdc中减去V_dcl_movingave所得到的值，即(Vgdc-V_dcl_movingave)，与DC/AC转换单元电压命令值Vgaco*的绝对值|Vgaco*|进行比较，并且较大的一个被用作DC母线电压命令值Vomax*(图4的右上方)。
注意到，在考虑由于DC电抗器16的电阻部件R_DCL所导致的压降的情况下，部分(Vgdc-V_dcl_movingave)被(Vgdc-V_dcl_movingave-Igdc*approx×R_DCL)所替代。
(转换标志)
这里，DC/DC转换单元10和DC/AC转换单元11的开关转换标志sw_flag被定义如下。
如果Vgdc-V_dcl_movingave>Vomax*，
则sw_flag＝1(DC/AC转换单元11的降压开关操作)。
如果Vgdc-V_dcl_movingave≤Vomax*,
则sw_flag＝0(DC/DC转换单元10的升压开关操作)。
如上文所描述地定义的开关转换标志sw_flag在随后所描述的AC电抗器电流控制和DC电抗器电流控制中使用。sw_flag＝1的情形对应于其间仅DC/AC转换单元11执行开关操作(高频开关操作)的时段，而sw_flag＝0的情形则对应于其间仅DC/DC转换单元10执行开关操作的时段。
(AC电抗器电流控制)
图5是用于计算DC/AC转换单元11的参考波形阈值th_inv的AC电抗器电流控制的控制框图。简言之，这是用于基于AC电抗器电流命令值获得DC/AC转换单元11的参考波形阈值(控制的负荷)的计算。
在图5中，AC电抗器电流命令值Igaci*和AC电抗器电流检测值Igaci之间的差被输入到PI补偿器以获得Vgac_pi，并且随后输出电压命令值Sinwave被添加到Vgac_pi。所得到的和值除以DC母线电压命令值Vomax*，由此确定DC/AC转换单元11的参考波形阈值th_inv。
(DC电抗器电流命令值)
图6是用于计算DC电抗器电流命令值Igdc*的控制框图。简言之，这是用于基于由于流过电容器19的电流所导致的无功功率以及DC/AC转换单元11的功率而获得DC电抗器电流命令值的计算。
图中被虚线所包围的部分是用于计算在DC母线18处流过电容器19的电流的控制模块。这里，在DC母线18处流过电容器19的电流I_dcbus被表示如下：
I_dcbus＝(Vomax*-Vomax*0)×C_DCBUS×F_SW
在DC母线18处流过电容器19的无功功率P_dcbus被表示如下：
P_dcbus＝I_dcbus×Vomax*
输出功率命令值P_ac被表示如下：
P_ac＝Igaci*×Vgaco*
P_dcbus与P_ac之和被除以(Vgdc-V_dcl_movingave)，由此计算出DC电抗器电流命令值Igdc*。
(DC电抗器电流控制)
图7是用于计算DC/DC转换单元10的参考波形阈值th_cnv的DC电抗器电流控制的控制框图。简言之，这是用于基于DC电抗器电流命令值获得DC/DC转换单元10的参考波形阈值(控制的负荷)的计算。
在图7中，DC电抗器电流命令值Igdc*和DC电抗器电流检测值Igdc之间的差被输入至PI补偿器，并且所得到值与DC电源电压检测值Vgdc之和被除以DC母线电压命令值Vomax*，由此确定DC/DC转换单元10的参考波形阈值th_cnv。
以下示出了在使用以上控制方法的情况下由实际电路所进行的操作的结果。
操作条件如下：
DC电源电压：52V
开关频率：20kHz
输出电压命令值：101V
(示波器的波形图)
图8是示出无负载情况下的主要波形的示图。相应波形的名称如下。
(a)DC母线电压
(b)输出电压
(c)DC/AC转换单元11中的开关元件Q3、Q6的栅极电压
(d)DC/AC转换单元11中的开关元件Q4、Q5的栅极电压
(e)DC/DC转换单元10中的开关元件Q2的栅极电压
如(a)中所示，DC母线电压波形交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值(非零值)的DC电压的时段。在脉动电流波形的时段期间，DC/DC转换单元10所进行的升压操作如(e)中所示地执行。随后，通过如(c)和(d)中所示的DC/AC转换单元11的开关，在DC母线电压波形的DC电压时段期间执行降压操作，从而执行到对应于该时段的AC电压的绝对值的波形的转换。此外，DC/AC转换单元11在每一个脉动电流周期执行极性反转。
如(b)中所示，输出电压具有平滑正弦波的形状。
在其中输出电压等于或小于DC电源电压的时段期间执行DC/AC转换单元11的开关(高频开关)。在其它时段期间，栅极电压为ON或OFF并且不执行开关。
DC/DC转换单元10的开关在其中输出电压等于或大于DC电源电压的时段期间执行，但是在其它时段期间并不执行。DC/AC转换单元11和DC/DC转换单元10的开关时段并不互相重叠(注意到，即使它们互相稍有重叠也没有问题)。
由于开关停止时段的存在，开关损失整体上为小，AC电抗器22和DC电抗器16的铁损也小。输出电压有效值为101.9V且输出电压失真率为3.5％，这处于容许范围之内。
图9是示出其中20Ω(功耗：500W)的电阻负载作为AC负载3进行连接的情况下的主要波形的示图。相应波形的名称与图8中的那些相同。
如(b)中所示，输出波形具有平滑正弦波的形状。此外，如没有负载的情况那样，DC/DC转换单元10和DC/AC转换单元11均具有开关停止时段。输出电压有效值为101.3V且输出电压失真率为3.3％，这处于容许范围之内。
<<控制的概况>>
如以上的具体控制示例中所示，控制单元执行以下操作(步骤)：
(a)通过考虑滤波器电路21、电容器19和DC电抗器16对于用于向所述负载供应AC电压的输出电压命令值(Sinwave)的电气影响来确定针对DC/AC转换单元11和DC/DC转换单元10的控制的负荷(计算步骤)，
(b)控制DC/DC转换单元10将DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的DC电压的时段的DC母线电压波形(第一转换步骤)；以及
(c)控制DC/AC转换单元11在DC电压的时段期间执行降压操作，因此执行到对应于该时段的AC电压的绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转(第二转换步骤)。
在用于执行这样的操作(步骤)的转换设备和控制方法中，DC/DC转换单元10将DC电压转换为交替地具有对应于AC电压的绝对值的脉动电流波形的时段以及DC电压的时段的DC母线电压波形。进一步地，DC/AC转换单元11在DC电压的时段期间执行降压操作以生成对应于该时段的AC电压的绝对值的波形，并且在每一个脉动电流周期执行极性反转，由此生成所期望的AC电压。因此，可能提供其中由于高频开关所导致的损失得以被抑制并且实现了AC波形平滑性的转换设备1。此外，相应转换单元10、11的负荷例如通过考虑包括AC电抗器22的滤波器电路21的电气影响所确定，因此在AC电抗器电流命令值变化时所导致的失真能够被抑制。
<<其它>>
注意到，本文所公开的示例在所有方面仅是说明性的而并不应当被理解为作为限制。本发明的范围由权利要求的范围所限定，并且意在包括等同于权利要求的范围以及该范围内的所有修改的含义。
附图标记列表
1 转换设备
2 存储电池
3 AC负载
10 DC/DC转换单元
11 DC/AC转换单元
12 控制单元
14 电压传感器
15 电容器
16 DC电抗器
17 电流传感器
18 DC母线
19 电容器
21 滤波器电路
22 AC电抗器
23 电容器
24 电流传感器
25 电压传感器
26 电流传感器
100 电源设备
d1至d6 二极管
Q1至Q6 开关元件

Claims (4)

1.一种转换设备，其以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载，所述转换设备包括：
滤波器电路，所述滤波器电路被连接至所述负载并且包括AC电抗器和第一电容器；
DC/AC转换单元，所述DC/AC转换单元被提供在所述滤波器电路和DC母线之间；
第二电容器，所述第二电容器被连接至所述DC母线；
DC/DC转换单元，所述DC/DC转换单元被提供在所述DC母线和所述DC电源之间并且包括DC电抗器；以及
控制单元，所述控制单元被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元，
其中，所述控制单元：
通过将经由对输出电压检测值所应用的低通滤波器处理的值和经由对输出电流检测值所应用的低通滤波器处理的值合并到用于将所述AC电压供应至所述负载的输出电压命令值，来获得AC电抗器电流命令值，
通过考虑所述滤波器电路、所述第二电容器和所述DC电抗器对于用于所述输出电压命令值的电气影响，基于所述输出电压命令值和所述AC电抗器电流命令值，来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷，
控制所述DC/DC转换单元，以将所述DC电压转换为DC母线电压波形，所述DC母线电压波形交替地具有与所述AC电压的绝对值相对应的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的所述DC电压的时段，以及
控制所述DC/AC转换单元，以在所述DC电压的所述时段期间执行降压操作，并且因此与所述DC电压的所述时段相对应地执行到所述AC电压的所述绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。
2.根据权利要求1所述的转换设备，其中：
所述电气影响是分别由于所述AC电抗器和所述DC电抗器所导致的电压变化，以及分别流过所述第一电容器和所述第二电容器的无功电流。
3.一种转换设备，其以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载，所述转换设备包括：
滤波器电路，所述滤波器电路被连接至所述负载并且包括AC电抗器和第一电容器；
DC/AC转换单元，所述DC/AC转换单元被提供在所述滤波器电路和DC母线之间；
第二电容器，所述第二电容器被连接至所述DC母线；
DC/DC转换单元，所述DC/DC转换单元被提供在所述DC母线和所述DC电源之间并且包括DC电抗器；以及
控制单元，所述控制单元被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元，
其中，所述控制单元：
通过考虑所述滤波器电路、所述第二电容器和所述DC电抗器对于用于将所述AC电压供应至所述负载的输出电压命令值的电气影响，来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷，
控制所述DC/DC转换单元，以将所述DC电压转换为DC母线电压波形，所述DC母线电压波形交替地具有与所述AC电压的绝对值相对应的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的所述DC电压的时段，以及
控制所述DC/AC转换单元，以在所述DC电压的所述时段期间执行降压操作，并且因此与所述DC电压的所述时段相对应地执行到所述AC电压的所述绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转，
其中，所述控制单元至少执行：
用于通过考虑流过所述第一电容器的电流而基于所述输出电压命令值来获得AC电抗器电流命令值的计算；
用于通过考虑由于所述AC电抗器所导致的电压变化以及由于所述DC电抗器所导致的电压变化而基于所述输出电压命令值来获得DC母线电压命令值的计算；
用于基于所述AC电抗器电流命令值来获得所述DC/AC转换单元的参考波形阈值的计算；
用于基于由于流过所述第二电容器的电流所导致的无功功率以及所述DC/AC转换单元的功率来获得DC电抗器电流命令值的计算；以及
用于基于所述DC电抗器电流命令值来获得所述DC/DC转换单元的参考波形阈值的计算。
4.一种用于转换设备的控制方法，所述转换设备以非绝缘方式将从DC电源输入的DC电压转换为AC电压并且将所述AC电压供应至负载，所述转换设备包括：
滤波器电路，其被连接至所述负载并且包括AC电抗器和第一电容器；
DC/AC转换单元，其被提供在所述滤波器电路和DC母线之间；
第二电容器，其被连接至所述DC母线；
DC/DC转换单元，其被提供在所述DC母线和所述DC电源之间并且包括DC电抗器；以及
控制单元，其被配置为控制所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元，
所述控制方法由所述控制单元执行并且包括：
计算步骤：
通过将经由对输出电压检测值所应用的低通滤波器处理的值和经由对输出电流检测值所应用的低通滤波器处理的值合并到用于将所述AC电压供应至所述负载的输出电压命令值，来获得AC电抗器电流命令值，
通过考虑所述滤波器电路、所述第二电容器和所述DC电抗器对于用于将所述AC电压供应至所述负载的输出电压命令值的电气影响，基于所述输出电压命令值和所述AC电抗器电流命令值，来确定针对所述DC/AC转换单元和所述DC/DC转换单元的控制的负荷；
第一转换步骤：控制所述DC/DC转换单元，以将所述DC电压转换为DC母线电压波形，所述DC母线电压波形交替地具有与所述AC电压的绝对值相对应的脉动电流波形的时段以及作为脉动电流最小值的所述DC电压的时段；以及
第二转换步骤：控制所述DC/AC转换单元，以在所述DC电压的所述时段期间执行降压操作，并且因此与所述DC电压的所述时段相对应地执行到所述AC电压的所述绝对值的波形的转换，而且还在每一个脉动电流周期执行极性反转。
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