CN113273072A - Dc·ac转换装置的控制装置 - Google Patents

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Abstract

DC·AC转换装置的控制装置(30)包括：第一设定部，上述第一设定部为了将所获取的电抗器电流控制为基于所获取的交流电压值而生成的电流指令值，通过峰值电流模式控制来设定一个开关周期中的驱动开关(SW5)的接通操作期间的比率即第一占空比；以及第二设定部，上述第二设定部为了将所获取的电抗器电流的平均值控制为电流指令值，通过平均电流模式控制来设定一个开关周期中的驱动开关的接通操作期间的比率即第二占空比。控制装置在所获取的交流电压值的绝对值为比所获取的交流电压值的振幅小的电压阈值以上的情况下，以第一占空比来操作驱动开关，在所获取的交流电压值的绝对值比电压阈值小的情况下，以第二占空比来操作驱动开关。

Description

DC·AC转换装置的控制装置
相关申请的援引
本申请以2019年1月7日申请的日本专利申请号2019-000842号的申请为基础，在此援引其记载内容。
技术领域
本公开涉及一种应用于将直流电压转换为交流电压的DC·AC转换装置的控制装置。
背景技术
专利文献1公开了一种控制装置，该控制装置通过众所周知的峰值电流模式控制来操作AC·DC转换装置的驱动开关，以将流过AC·DC转换装置的电抗器的电抗器电流控制为电流指令值。该控制装置通过将根据交流电的相位变化的修正值与电流指令值相加来使输出电流的失真减少。基于电抗器电流的平均值与指令值之间的偏离幅度来计算修正值。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2015-198460号公报
发明内容
此外，在将直流电压转换为交流电压的DC·AC电力转换装置中，也期望通过改善输出电压的失真来改善供给至交流电源的交流电力的功率因数。
本公开是鉴于上述技术问题作出的，其目的在于提供一种控制装置，能够在DC·AC转换装置的控制装置中对输出电流的失真进行抑制。
为了解决上述技术问题，本公开涉及一种DC·AC转换装置的控制装置，上述控制装置应用于DC·AC转换装置，上述DC·AC转换装置具有电抗器和驱动开关，将通过输入端子供给的直流电压转换为交流电压，并且将转换后的上述交流电压供给至连接到输出端子的交流电源。控制装置包括：电流获取部，上述电流获取部获取流过上述电抗器的电流值即电抗器电流；交流电压获取部，上述交流电压获取部获取上述交流电源的电压值即交流电压值；第一设定部，上述第一设定部为了将所获取的上述电抗器电流控制为基于所获取的上述交流电压值而生成的电流指令值，通过峰值电流模式控制来设定一个开关周期中的上述驱动开关的接通操作期间的比率即第一占空比；第二设定部，上述第二设定部为了将所获取的上述电抗器电流的平均值控制为上述电流指令值，通过平均电流模式控制来设定一个开关周期中的上述驱动开关的接通操作期间的比率即第二占空比；以及操作部，上述操作部在所获取的上述交流电压值的绝对值为比所获取的上述交流电压值的振幅小的电压阈值以上的情况下，以由上述第一设定部设定的上述第一占空比来操作上述驱动开关，在所获取的上述交流电压值的绝对值比上述电压阈值小的情况下，以由上述第二设定部设定的上述第二占空比来操作上述驱动开关。
在使用峰值电流模式控制的DC·AC转换装置中，为了改善供给至交流电源的交流电力的功率因数，基于交流电压来设定流过电抗器的电抗器电流的电流指令值。因此，在交流电的过零时刻附近，为了使电抗器电流为零附近的值，使表示一个开关周期中的接通操作期间的比率的占空比为最小的值。在此，在峰值电流模式控制中，有时会产生如下误关断的情况：由于在交流电压的过零时刻附近检测到的电抗器电流中重叠了噪声，从而使电抗器电流达到电流指令值，使驱动开关在不期望的时刻处进行断开操作。驱动开关的误关断是使输出电流产生失真的主要原因。
由于平均电流模式控制将电抗器电流的平均值控制为电流指令值，因此，与峰值电流模式控制相比，难以受到叠加在电抗器电流中的噪声的影响。因此，考虑使用平均电流模式控制来操作驱动开关。但是，与峰值电流模式控制相比，平均电流模式控制对电流指令值的响应性较差。因此，在DC·AC转换装置中，若在所有期间均通过平均电流模式控制来操作驱动开关，则对电流指令值的响应性会降低。
因此，在本公开中，包括：第一设定部，上述第一设定部为了将所获取的电抗器电流控制为基于所获取的交流电压值而生成的电流指令值，通过峰值电流模式控制来设定一个开关周期中的驱动开关的接通操作期间的比率即第一占空比；以及第二设定部，上述第二设定部为了将所获取的电抗器电流的平均值控制为电流指令值，通过平均电流模式控制来设定一个开关周期中的驱动开关的接通操作期间的比率即第二占空比。在所获取的交流电压值的绝对值为规定的电压阈值以上的情况下，以由第一设定部设定的第一占空比来操作驱动开关接通/断开，在交流电压值的绝对值比电压阈值小的情况下，以由第二设定部设定的第二占空比来操作驱动开关接通/断开。由此，在难以发生误关断的期间，通过峰值电流模式控制来接通/断开操作驱动开关，在容易发生误关断的期间，通过平均电流模式控制来接通/断开操作驱动开关。因此，能够抑制电抗器电流对电流指令值的响应性降低的同时，抑制误关断的发生以抑制输出电流的失真。
附图说明
参照附图和以下详细的记述，可以更明确本公开的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。
图1是第一实施方式的电力转换装置的结构图。
图2是控制装置的功能框图。
图3是对电力转换装置的动作进行说明的时序图。
图4是对第五开关的误关断进行说明的图。
图5是对第二修正值进行说明的图。
图6是对第一修正值进行说明的图。
图7是对电力转换装置的动作进行说明的时序图。
图8是对偏离幅度进行说明的图。
图9是变形例的电力转换装置的结构图。
图10是第二实施方式的控制装置的功能框图。
图11是对屏蔽时间的推移进行说明的时序图。
图12是对电力转换装置的动作进行说明的时序图。
图13是第三实施方式的控制装置的功能框图。
图14是前馈控制部的功能框图。
图15是第四实施方式的电力转换装置的结构图。
图16是控制装置的功能框图。
图17是对电力转换装置的动作进行说明的时序图。
图18是第五实施方式的电力转换装置的结构图。
具体实施方式
＜第一实施方式＞
对本实施方式的DC·AC转换装置(以下称为电力转换装置)进行说明。电力转换装置将通过直流端子供给的直流电力转换为交流电力，并供给至交流电源。
图1所示的电力转换装置100的第一直流端子TD1和第二直流端子TD2连接有未示出的直流电源，并且交流电源200连接到第一交流端子TA1和第二交流端子TA2。交流电源200例如是商用电源，直流电源是电池或DC·DC转换电路。
电力转换装置100包括电容器16、半桥电路15、电抗器13、全桥电路12以及第一配线LP1至第六配线LP6。
第一配线LP1的第一端连接到第一直流端子TD1，第二配线LP2的第一端连接到第二直流端子TD2。第一配线LP1和第二配线LP2通过电容器16连接。
半桥电路15连接到第一配线LP1和第二配线LP2的第二端。半桥电路15包括第五开关SW5和第六开关SW6。第五开关SW5和第六开关SW6是电压驱动型的开关，在本实施方式中，是N通道MOSFET。第五开关SW5的源极与第六开关SW6的漏极连接。第五开关SW5的漏极连接到第一配线LP1，第六开关SW6的源极连接到第二配线LP2。第五开关SW5和第六开关SW6分别包括反向并联连接的寄生二极管。在本实施方式中，第五开关SW5相当于驱动开关。
半桥电路15和全桥电路12通过第三配线LP3和第四配线LP4连接。第三配线LP3的第一端连接到第五开关SW5的源极与第六开关SW6的漏极之间的第一连接点K1。在第三配线LP3上设置有电抗器13。此外，第四配线LP4的第一端连接到第六开关SW6的源极。第三配线LP3和第四配线LP4各自的第二端连接到全桥电路12。
全桥电路12包括第一开关SW1至第四开关SW4。第一开关SW1至第四开关SW4是电压驱动型的开关，在本实施方式中是N通道MOSFET。第三开关SW3的源极与第四开关SW4的漏极连接。第一开关SW1的源极和第二开关SW2的漏极连接。第一开关SW1和第三开关SW3的各漏极连接到第三配线LP3，第二开关SW2和第四开关SW4的各源极连接到第四配线LP4。
第三开关SW3的源极与第四开关SW4的漏极之间的第二连接点K2连接到第六配线LP6的第一端，第六配线LP6的第二端连接到第二交流端子TA2。第一开关SW1与第二开关SW2的第三连接点K3连接到第五配线LP5的第一端，第五配线LP5的第二端连接到第一交流端子TA1。
电力转换装置100包括第一电压传感器31、电流传感器32和第二电压传感器33。第一电压传感器31将通过第一直流端子TD1和第二直流端子TD2输入的直流电源的电压值检测为输入电压Vdc。电流传感器32设置于第四配线LP4，将流过电抗器13的电流值检测为电抗器电流ILr。第二电压传感器33将交流电源200的电压值检测为交流电压Vac。
电力转换装置100包括控制装置30。控制装置30操作第一开关SW1至第六开关SW6接通/断开。此外，控制装置30提供的各功能能够由例如存储在实体存储器装置中的软件和执行该软件的计算机、硬件或它们的组合来提供。
图2是控制装置30的功能框图。控制装置30通过众所周知的峰值电流模式控制来操作第五开关SW5、第六开关SW6接通/断开。控制装置30包括波形生成部34、乘法器35、绝对值计算部36、加法器37、电流修正部40、第一设定部50、占空比限制部70以及极性切换部55。在本实施方式中，控制装置30包括电流获取部和交流电压获取部。
波形生成部34生成交流电压Vac的基准波形sinθ。基准波形sinθ是表示交流电压Vac的半周期(T/2)中的电压变化的值，振幅为1，并且以与交流电压Vac相同的周期变动。在本实施方式中，基准波形sinθ与交流电压Vac同相位。波形生成部34将由第二电压传感器33检测到的交流电压Vac为0的时刻检测为过零时刻，并且将交流电压Vac从过零时刻变化到下一个过零时刻的期间设定为交流电压Vac的半周期(T/2)。
乘法器35将电抗器电流ILr的振幅指令值Ia*与基准波形sinθ相乘。振幅指令值Ia*是确定电抗器电流ILr的振幅的指令值。绝对值计算部36将来自乘法器35的输出值的绝对值设定为修正前指令电流IL*。
为了抑制输出电流Iac的失真，电流修正部40设定与修正前指令电流IL*相加的第一修正值Ic1。在后面详细描述电流修正部40。加法器37将修正前指令电流IL*与第一修正值Ic1相加，将相加后的值设定为电流指令值即第一指令电流ILa1*。
第一设定部50基于由电流传感器32检测到的电抗器电流ILr和第一指令电流ILa1*，输出操作第五开关SW5的第五栅极信号GS5和操作第六开关SW6的第六栅极信号GS6。在本实施方式中，第一设定部50通过众所周知的峰值电流模式控制来输出第五栅极信号GS5和第六栅极信号GS6。以下，将第五开关SW5的一个开关周期Tsw中的接通操作期间Ton的比率即由第一设定部50设定的比率称为第一占空比D1。
第一设定部50包括DA转换器351、比较器352、加法器353、RS触发器357、斜坡补偿部60、以及屏蔽时间设定部61。第一指令电流ILa1*被输入到DA转换器351。DA转换器351将输入的第一指令电流ILa1*从数字值转换为模拟值。转换为模拟值的第一指令电流ILa1*被输入到比较器352的反相输入端子。加法器353将电抗器电流ILr和由斜坡补偿部60设定的斜坡补偿信号Slope相加，并且输出补偿后的电抗器电流ILr。来自加法器353的输出被输入到比较器352的非反相输入端子。另外，斜坡补偿信号Slope对在电抗器13中流动的电流的变动引起的振荡进行抑制。
比较器352将第一指令电流ILa1*与电抗器电流ILr进行比较，在电抗器电流ILr比第一指令电流ILa1*小的期间，将低电平状态的判断信号DS输入到屏蔽时间设定部61。此外，比较器352在电抗器电流ILr比第一指令电流ILa1*大的期间，将高电平状态的判断信号DS输入到屏蔽时间设定部61。
屏蔽时间设定部61在第五开关SW5的一个切换周期Tsw中，在经过屏蔽时间之前判断信号DS为高电平状态的情况下，在经过屏蔽时间之后输出高电平状态的复位信号RE，并且在经过屏蔽时间之后判断信号DS为高电平状态的情况下，根据高电平状态的判断信号DS的输入来输出高电平状态的复位信号RE。屏蔽时间是根据第一占空比D1和一个开关周期Tsw确定的接通操作期间Ton的最小时间。复位信号RE是确定第五开关SW5的一个开关周期Tsw中的接通操作期间Ton的结束时刻的信号。
屏蔽时间设定部61包括脉冲生成部62和与门电路63。脉冲生成部62生成用于设定屏蔽时间的屏蔽信号MSS。在本实施方式中，屏蔽信号MSS的一个周期中的屏蔽信号MSS为低电平的期间的长度是屏蔽时间。在本实施方式中，屏蔽信号MSS的一个周期与第五开关SW5的一个开关周期Tsw为相同周期。
来自脉冲生成部62的屏蔽信号MSS被输入到与门电路63的第一输入端子，并且来自比较器352的判断信号DS被输入到第二输入端子。在屏蔽信号MSS为高电平状态的期间，在判断信号DS处于高电平状态的情况下，与门电路63输出高电平状态的复位信号RE。另一方面，在屏蔽信号MSS为低电平状态的期间(即，屏蔽时间TM)中，即使判断信号DS处于高电平状态，与门电路63也会输出低电平状态的复位信号RE。
来自时钟354的置位信号SE被输入到RS触发器357的S端子。RS触发器357的Q端子经由占空比限制部70连接到第五开关SW5的栅极。从Q端子经由占空比限制部70输出到第五开关SW5的栅极的第一输出信号OUT1为操作第五开关SW5接通/断开的第五栅极信号GS5。
占空比限制部70在由第一设定部50设定的第一占空比D1比上限值DM大的情况下，将第一输出信号OUT1为高电平状态的期间限制为与上限值DM对应的长度。从占空比限制部70输出的第一输出信号OUT1被输入到反相器358。反相器358将第一输出信号OUT1的逻辑反相并输出。从反相器358输出到第六开关SW6的栅极的信号为第六栅极信号GS6。第六栅极信号GS6是将第五栅极信号GS5反相后的值。
极性切换部55根据交流电压Vac的极性使第二输出信号OUT2反相。极性切换部55在判断为交流电压Vac的极性为正极性的情况下，输出高电平状态的第二输出信号OUT2。另一方面，极性切换部55在判断为交流电压Vac的极性为负极性的情况下，输出低电平状态的第二输出信号OUT2。
从极性切换部55输出的第二输出信号OUT2被输入到第一开关SW1和第四开关SW4的各栅极。从极性切换部55的输出端子输出到第一开关SW1和第四开关SW4的各栅极的第二输出信号OUT2为第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4。此外，极性切换部55的输出端子经由反相器359连接到第二开关SW2和第三开关SW3的各栅极。第二输出信号OUT2的逻辑被反相器359反相后的信号为第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3。第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3是将第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4反相后的值。
接着，对电力转换装置100的动作进行说明。图3是电力转换装置100的时序图。图3的(a)表示交流电压Vac和输入电压Vdc的推移。图3的(b)表示将第一栅极信号GS1、第四栅极信号GS4以及第二栅极信号GS2、第三栅极信号GS3反相后的值的推移，图3的(c)表示将第五栅极信号GS5和第六栅极信号GS6反相后的值的推移。图3的(d)表示第一指令电流ILa1*的推移，图3的(e)表示电抗器电流ILr的推移。图3的(f)表示输出电流Iac的推移。另外，在图3中，时刻ta、tc、te是在交流电压Vac的一个周期T中交流电压Vac为零的过零时刻。具体而言，时刻ta，te是交流电压Vac从负向正切换的向上过零时刻，时刻tc是交流电压Vac从正向负切换的向下过零时刻。另外，时刻tb是交流电压Vac的一个周期T中的正的峰值时刻，时刻td是交流电压Vac的一个周期T中的负的峰值时刻。峰值时刻是在交流电压Vac的一个周期T中，交流电压Vac取正的最大值或负的最小值的时刻。
为了改善供给至交流电源200的交流电力的功率因数，控制装置30基于交流电压Vac来计算第一指令电流ILa1*。因此，第一指令电流ILa1*呈以周期T/2重复正弦波的正半波的波形。在图3中，第一指令电流ILa1*随着从交流电压Vac的过零时刻ta、tc变化至交流电压Vac的峰值时刻tb、td而增加。另外，第一指令电流ILa1*随着从交流电压Vac的峰值时刻tb、td变化至过零时刻tc、te而减少。
在交流电压Vac的一个周期T中，在交流电压Vac为正的第一期间P1中，第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4为高电平状态，第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3为低电平状态。由此，在全桥电路12中，第一开关SW1和第四开关SW4为接通状态，第二开关SW2和第三开关SW3为断开状态。在该第一期间P1中，控制器30通过第一期间P1中实施的峰值电流模式控制来设置第一占空比D1，以将电抗器电流ILr控制为指令电流。此时，一个开关周期Tsw中的电抗器电流ILr为与第一占空比D1对应的值。因此，电抗器电流ILr的平均值Iave为接近第一指令电流ILa1*的值。
在交流电压Vac为负的第二期间P2中，第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4为低电平状态，第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3为高电平状态。由此，在全桥电路12中，第一开关SW1和第四开关SW4为断开状态，第二开关SW2和第三开关SW3为接通状态。控制器30通过在第二期间P2中实施的峰值电流模式控制来设定第一占空比D1，以将电抗器电流ILr控制为第一指令电流ILa1*。
为了改善供给至交流电源200的交流电力的功率因数，控制装置30将交流电压Vac的基准波形sinθ乘以振幅指令值Ia*后的值设定为修正前指令电流IL*。因此，修正前指令电流IL*与第一修正值Ic1相加而得到的第一指令电流ILa1*呈以周期T/2重复正弦波的正半波的波形。在图4中，第一指令电流ILa1*随着从交流电压Vac的过零时刻ta、tc变化至交流电压Vac的峰值时刻tb、td而增加。另外，第一指令电流ILa1*随着从交流电压Vac的峰值时刻tb、td变化至过零时刻tc、te而减少。
与第一指令电流ILa1*同样地，电抗器电流ILr的平均值Iave以在过零时刻ta、tc、te处取零附近的值的方式正半波状地推移。因此，由于在峰值电流模式控制中，在交流电压Vac的过零时刻ta、tc、te附近检测到的电抗器电流ILr上重叠有开关噪声等噪声，有时会使补偿后的电抗器电流ILr超过第一指令电流ILa1*。其结果是，有可能会在与期望时刻不同的时刻处发生断开操作第五开关SW5的误关断。
使用图4对误关断进行说明。在图4中，由于第五开关SW5的误关断，在最初期望的接通操作期间Ton2的结束时刻之前，第五开关SW5的接通操作期间Ton1结束。因此，第五开关SW5的第一占空比D1比最初期望的占空比小。由第五开关SW5的误关断引起的占空比的下降是造成交流电压Vac的过零时刻附近的输出电流Iac产生下降的主要原因。
由于平均电流模式控制将电抗器电流ILr的平均值控制为指令电流，因此，认为与峰值电流模式控制相比，难以受到叠加在电抗器电流Ilr中的噪声的影响。因此，考虑使用平均电流模式控制来操作第五开关SW5。但是，由于与峰值电流模式控制相比，平均电流模式控制对指令电流的响应性较差，因此，在电力转换装置100中，若在所有期间均通过平均电流模式控制来操作第五开关SW5，则对指令电流的响应性有可能会降低。
因此，在本实施方式中，如图2所示，控制装置30除了第一设定部50以外，还包括第二设定部80，上述第二设定部80通过平均电流模式控制来设定第五开关SW5的第二占空比D2，以将电抗器电流ILr的平均值控制为指令电流。在交流电压Vac的绝对值为规定的电压阈值TH1以上的情况下，控制装置30利用第一设定部50所设定的第一占空比D1来操作第五开关SW5。另一方面，在交流电压Vac的绝对值比电压阈值TH1小的情况下，利用第二设定部80所设定的第二占空比D2来操作第五开关SW5。
电压阈值TH1只要是比交流电压Vac的振幅小的值即可，例如也可以设定为交流电压Vac的峰值的10％～20％的值。更优选地，电压阈值TH1也可以设定为交流电压Vac的峰值的10％的值。
控制装置30除了上述第二设定部80之外，还包括指令值变更部75和加法器76。
指令值变更部75基于交流电压Vac来设定与修正前指令电流IL*相加的第二修正值Ic2。图5表示第二修正值Ic2等的推移。图5的(a)表示Vac的推移，图5的(b)表示Ic2的推移。指令值变更部75在交流电压Vac的绝对值比电压阈值TH1大的期间中，将第二修正值Ic2设定为比零大的恒定值。以下，将交流电压Vac的绝对值为电压阈值TH1以下的期间称为临域期间CP1，将交流电压Vac的绝对值比电压阈值TH1大的期间称为远域期间CP2。
在本实施方式中，指令值变更部75在交流电压Vac的远域期间CP2中，将第二修正值Ic2设定为从电抗器13的额定电流减去修正前指令电流IL*的最大值后的值。另外，指令值变更部75在交流电压Vac的临域期间CP1中，将第二修正值Ic2设定为零。
加法器76将修正前指令电流IL*与第二修正值Ic2相加，并且将相加后的值输出为第二指令电流ILa2*。如图5的(c)所示，在交流电压Vac的临域期间CP1中，由于第二修正值Ic2为零，因此，第二指令电流ILa2*为与虚线所示的修正前指令电流IL*相同的值。另一方面，在交流电压Vac的远域期间CP2中，由于第二指令电流ILa2*与第二修正值Ic2相加，因此，第二指令电流ILa2*为比修正前指令电流IL*大的值。在本实施方式中，指令值变更部75相当于平均侧变更部。
第二设定部80包括滤波部81、偏差计算器82、PI控制部83和限制器84。由电流传感器32检测到的电抗器电流ILr被输出到滤波部81。滤波部81作为切断高频带域的低通滤波器发挥作用。通过该功能，滤波部81获取一个开关周期Tsw中的电抗器电流ILr的平均值，并且将该平均值被输出到偏差计算器82。偏差计算器82对第二指令电流ILa2*与电抗器电流ILr的平均值之间的偏差进行计算，并且将计算出的偏差输出到PI控制部83。PI控制部83对第二占空比D2进行计算，以作为用于将从偏差计算器82输出的偏差反馈控制为零的操作量。在本实施方式中，作为反馈控制，使用比例积分(PI)控制。由PI控制部83计算出的第二占空比D2的值的上限由限制器84限制，并且输出到占空比限制部70。
占空比限制部70将由第二设定部80设定的第二占空比D2设定为用于限制由第一设定部50输出的第一输出信号OUT1的上限值DM。由此，在第一输出信号OUT1的第一占空比D1为由第二设定部80设定的第二占空比D2以下的情况下，第一输出信号OUT1直接成为第五栅极信号GS5。另一方面，在第一占空比D1比第二占空比D2大的情况下，占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1成为第五栅极信号GS5。在本实施方式中，占空比限制部70相当于操作部。
接着，使用图6对由电流修正部40输出的第一修正值Ic1进行说明。在将直流电压转换为交流电压的情况下，表示修正前指令电流IL*与产生失真的电抗器电流ILr的平均值Iave之间的差的偏离幅度Δi在过零时刻附近为最小的值。在此，偏离幅度Δi是输出电流Iac失真的主要原因。偏离幅度Δi能够使用从修正前指令电流IL*减去电抗器电流ILr的平均值Iave的下述式(1)进行运算。
[数学式1]
Figure BDA0003150194200000141
另外，在后面详细描述上述式(1)的导出方法。
通过上述式(1)，在将输入电压Vdc转换为交流电压Vac的情况下，偏离幅度Δi在交流电压Vac为零的过零时刻处取最小值，在交流电压Vac为最大的峰值时刻处取最大值。因此，根据通过上述式(1)计算出的偏离幅度Δi来计算第一修正值Ic1即可。在本实施方式中，电流修正部40设定第一修正值Ic1，以使第一修正值Ic1在交流电压Vac的过零时刻处取最小值，并且在交流电压Vac的峰值时刻处取最大值。
电流修正部40根据上述式(1)所示的偏离幅度Δi来设定第一修正值Ic1。在本实施方式中，如图6的(a)、图6的(b)所示，在交流电压Vac的临域期间CP1中，电流修正部40将第一修正值Ic1设定为比在交流电压Vac的远域期间CP2设定的第二修正值Ic2小且比零大的恒定值。具体而言，电流修正部40在临域期间CP1中将第一修正值Ic1设定为在远域期间CP2设定的第一修正值Ic1的最小值。在本实施方式中，电流修正部40相当于峰值侧变更部。
电流修正部40例如具有修正值映射，上述修正值映射记录了与基于交流电压Vac计算出的有效值Vrms、交流电压Vac和输入电压Vdc的组合对应的第一修正值Ic1。在修正值映射中，交流电源200的有效值Vrms越大，第一修正值Ic1的最大值取越大的值。
接着，使用图7对电力转换装置100的动作进行说明。图7的(a)表示交流电压Vac和输入电压Vdc的推移，图7的(b)表示将第五栅极信号GS5和第六栅极信号GS6反相后的值的推移。图7的(c)表示第一修正值Ic1的推移，图7的(d)表示第二指令电流ILa2*的推移。图7的(e)表示修正前指令电流IL*的推移，图7的(f)表示电抗器电流ILr的推移。图7的(g)表示输出电流Iac的推移。
在交流电压Vac为正的第一期间P1中的临域期间CP1(t11－t12)中，第一修正值Ic1为比第二修正值Ic2大的值。因此，修正前指令电流IL*与第一修正值Ic1相加而得到的第一指令电流ILa1*为比修正前指令电流IL*与第二修正值Ic2相加而得到的第二指令电流ILa2*大的值。因此，在交流电压Vac的临域期间CP1中，第一设定部50所设定的第一占空比D1比第二设定部80所设定的第二占空比D2(上限值DM)大。其结果是，从占空比限制部70输出占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1。输出的第一输出信号OUT1被输出到第五开关SW5，输出的第一输出信号OUT1的逻辑反相后的信号被输出到第六开关SW6。由此，在临域期间CP1中，第五开关SW5以通过平均电流模式控制设定的第二占空比D2进行操作，进而抑制输出电流Iac的失真。
在交流电压Vac的临域期间CP1中，在过电流流过电抗器13而使电抗器电流ILr上升时，电抗器电流ILr的平均值也上升。在此，在平均电流模式控制中，与峰值电流模式控制相比，对指令电流的响应性较差，因此，随着电抗器电流ILr的平均值的上升，第二占空比D2增加。因此，通过使占空比限制部70的上限值DM比由第一设定部50设定的第一占空比D1大，从占空比限制部70将第一输出信号OUT1直接输出到第五开关SW5。由此，由于通过响应性较高的峰值电流模式控制来操作第五开关SW5接通/断开，因此，即使在过电流流过电抗器13的情况下，也能够迅速地切断该过电流。
之后，通过由第二设定部80进行的平均电流模式控制，电抗器电流ILr的平均值被控制为第二指令电流ILa2*，从而使第二占空比D2比第一占空比D1小。由此，从占空比限制部70向第五开关SW5输出占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1。
在第一期间P1中的交流电压Vac的远域期间CP2(t12－t14)中，由于第二修正值Ic2为比第一修正值Ic1大的值，第二指令电流ILa2*为比第一指令电流ILa1*大的值。因此，由第二设定部80设定的第二占空比D2(上限值DM)变得比由第一设定部50设定的第一占空比D1大。其结果是，从占空比限制部70将第一输出信号OUT1直接输出到第五开关SW5，并且将使该第一输出信号OUT1的逻辑反相后的信号输出到第六开关SW6。由此，在远域期间CP2中，利用由峰值电流模式控制设定的第一占空比D1操作第五开关SW5接通/断开，进而能够抑制对第一指令电流ILa1*的响应性降低。
即使在交流电压Vac的第二期间P2(t15－t19)中，在临域期间CP1(t15－t16，t18－t19)中，也从占空比限制部70输出占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1。另外，在交流电压Vac的远域期间CP2(t16－t18)中，第一输出信号OUT1从占空比限制部70直接输出。由此，能够同时抑制输出电流Iac的下降和抑制对第一指令电流ILa1*的响应性降低。
在交流电压Vac的远域期间CP2中，由于第一设定部50的动作异常而使过电流流过电抗器13的情况下，第一占空比D1以较高的值推移。在这种情况下，如果第二设定部80适当地动作，则由平均电流模式控制设定的第二占空比D2为比第一占空比D1小的值。由此，从占空比限制部70向第五开关SW5输出占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1。由于第五开关SW5以第二占空比D2操作，因此，能够抑制过剩的电流流过电抗器13。
接着，使用图8对修正值映射的制作方法进行说明。
在本实施方式中，偏离幅度Δi是从修正前指令电流IL*减去电抗器电流ILr的平均值Iave后的值。另外，在图8中，D表示第五开关SW5的接通操作期间的占空比。
根据图8，偏离幅度Δi能够视为接通操作期间(＝D×Tsw)中的斜坡补偿信号Slope的最大增加量Δslope与电抗器电流ILr的最大增加量ΔIL的一半值(ΔIL/2)相加而得到的值。因此，偏离幅度Δi通过下述式(2)计算。
Δi＝IL*－Iave＝Δslope+ΔIL/2…(2)
另外，电抗器电流ILr的最大增加量ΔIL能够使用在电抗器13的两端产生的电压和电抗器13的电感L通过下述式(3)来计算。
[数学式2]
Figure BDA0003150194200000171
另外，斜率补偿信号Slope的最大增加量Δslope能够通过下述式(4)进行计算。
Δslope＝ms×D×Tsw…(4)
例如，对偏离幅度Δi进行计算时的斜坡补偿信号Slope的斜率ms只要使用斜率ms的平均值即可。
第五开关SW5的接通操作期间Ton的占空比D能够使用交流电压Vac的有效值Vrms通过下述式(5)进行计算。
[数学式3]
Figure BDA0003150194200000181
通过上述式(2)至(5)，偏差宽度Δi作为上述式(1)计算出。在本实施方式中，使用上述式(1)所示的偏离幅度Δi来计算第一修正值Ic1。并且，能够通过针对每个有效值Vrms记录计算出的各第一修正值Ic1来制作修正值映射。
在以上说明的本实施方式中，能够实现以下的效果。
·占空比限制部70在交流电压Vac的远域期间CP2中，以由第一设定部50设定的第一占空比D1来操作第五开关SW5接通/断开，并且在交流电压Vac的临域期间CP1中，以由第二设定部80设定的第二占空比D2来操作第五开关SW5接通/断开。由此，能够抑制电抗器电流ILr对第一指令电流ILa1*的响应性降低，同时抑制伴随第五开关SW5的误导通导致的输出电流Iac的失真。
·占空比限制部70在交流电压Vac的临域期间CP1中，基于第一占空比D1和第二占空比D2中的较小的一方来操作第五开关SW5接通/断开。电流修正部40在交流电压Vac的临域期间CP1中，通过使与修正前指令电流IL*相加的第一修正值Ic1比第二修正值Ic2大，从而使第一占空比D1比第二占空比D2大。在交流电压Vac的临域期间CP1中，通过平均电流模式控制容易操作第五开关SW5接通/断开。另外，在电抗器电流ILr过度地变大的情况下，由于电抗器电流ILr的平均值上升，第二占空比D2上升，占空比限制部70的上限值DM比第一占空比D1大。由此，通过将第一输出信号OUT1直接输出到第五开关SW5，使第五开关SW5以第一占空比D1进行接通/断开操作，进而抑制过剩的电流流入电抗器电流ILr。
·指令值变更部75在交流电压Vac的远域期间CP2中，通过将第二修正值Ic2设为比第一修正值Ic1大，从而使第二占空比D2比第一占空比D1大。由此，在交流电压Vac的远域期间CP2中，通过峰值电流模式控制容易操作第五开关SW5接通/断开。另一方面，在由于峰值电流模式控制不适当地工作而使由第一设定部50设定的第一占空比D1上升的情况下，第一占空比D1容易变得比第二占空比D2大。在这种情况下，通过以第二占空比D2操作第五开关SW5接通/断开，抑制了电抗器电流ILr的上升。
＜第一实施方式的变形例＞
也可以分别设置对由第一设定部50使用的电抗器电流进行检测的电流传感器以及对由第二设定部80使用的电抗器电流进行检测的电流传感器。
图9是本实施方式的电力转换装置100的结构图。在本实施方式中，在第五开关SW5的源极与第一连接点K1之间设置有第一电流传感器38。在第四配线LP4上设置有第二电流传感器39。由第一电流传感器38检测到的电流用于第一设定部50的峰值电流模式控制。由第二电流传感器39检测到的电抗器电流ILr用于第二设定部80的平均电流模式控制。
在以上说明的本实施方式中，也可以实现与第一实施方式相同的效果。
<第二实施方式>
在第二实施方式中，主要对与第一实施方式不同的结构进行说明。另外，标注了与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。
在本实施方式中，如图10所示，将由第二电压传感器33检测到的交流电压Vac输入到屏蔽时间设定部61。在交流电压Vac的绝对值比电压阈值TH1小的期间中，脉冲生成部62通过增加屏蔽时间TM来改变占空比限制部70的上限值DM。在本实施方式中，控制装置30不包括指令值变更部75和加法器76。屏蔽时间设定部61相当于平均侧变更部。
使用图11，对根据交流电压Vac设定的屏蔽时间TM进行说明。在交流电压Vac的临域期间CP1中，脉冲生成部62将一个开关周期Tsw中的屏蔽时间TM设定为其最大值。屏蔽时间TM的最大值例如只要是第五开关SW5的一个开关周期Tsw的60％以上的长度即可，在本实施方式中，屏蔽时间TM的最大值设定为一个开关周期Tsw的100％的长度。
脉冲生成部62在交流电压Vac的远域期间CP2中将屏蔽时间TM设定为最小值。屏蔽时间TM的最小值是比0大的值，例如，在包括过零时刻的第五开关SW5的操作期间中，只要设定为比根据第一指令电流ILa1*所期望的接通操作期间Ton小的值即可。
接着，使用图12对电力转换装置100的动作进行说明。图12的(a)表示交流电压Vac和输入电压Vdc的推移，图12的(b)表示将第五栅极信号GS5和第六栅极信号GS6反相后的值的推移。图12的(c)表示屏蔽时间TM的推移，图12的(d)表示第二指令电流ILa2*的推移。图12的(e)表示修正前指令电流IL*的推移，图12的(f)表示电抗器电流ILr的推移，图13的(g)表示输出电流Iac的推移。
在第一期间P1(t21－t25)中的交流电压Vac的临域期间CP1中，由于屏蔽时间TM为最大值，由第一设定部50设定的第一占空比D1比由第二设定部80设定的第二占空比D2(上限值DM)大。其结果是，从占空比限制部70将占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1输出到第五开关SW5，并且将使占空比被限制的第一输出信号OUT1的逻辑反相后的值输出到第六开关SW6。由此，在交流电压Vac的临域期间CP1中，以由平均电流模式控制设定的第二占空比D2操作第五开关SW接通/断开，进而能够抑制输出电流Iac的失真。
在第一期间P1中的交流电压Vac的临域期间CP1之后的远域期间CP2中，由于与修正前指令电流IL*相加的第二修正值Ic2为比零大的值，第二指令电流ILa2*为比第一指令电流ILa1*大的值。因此，由于占空比限制部70的上限值DM比由第一设定部50设定的第一占空比大，因此，从占空比限制部70将第一输出信号OUT1直接输出到第五开关SW5，并且将该第一输出信号OUT1的逻辑反相后的值输出到第六开关SW6。由此，在交流电压Vac的远域期间CP2中，以由峰值电流模式控制设定的第一占空比D1操作第五开关SW5接通/断开，进而能够抑制对第一指令电流ILa1*的响应性的降低。
在交流电压Vac为负值的第二期间P2(t25－t29)中，在交流电压Vac的临域期间CP1中，从占空比限制部70将占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1输出到第五开关SW5。另外，在交流电压Vac的远域期间CP2中，从占空比限制部70将第一输出信号OUT1直接输出到第五开关SW5。由此，能够同时抑制输出电流Iac的失真和抑制对第一指令电流ILa1*的响应性降低。
在以上说明的本实施方式中，也可以实现与第一实施方式相同的效果。
＜第二实施方式的变形例＞
在交流电压Vac的临域期间CP1中，电流修正部40也可以不实施使用第一修正值Ic1对修正前指令电流IL*的修正。在这种情况下，在交流电压Vac的临域期间CP1中，屏蔽时间设定部61增加屏蔽时间TM，从而将第一占空比D1设定为比第二占空比D2大的值。
＜第三实施方式＞
在第三实施方式中，主要对与第二实施方式不同的结构进行说明。另外，标注了与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。
在本实施方式中，如图13所示，第二设定部80包括前馈控制部(以下称为FF控制部90)，通过FF控制部90来改变占空比限制部70的上限值DM。在本实施方式中，FF控制部90相当于平均侧变更部。
以下，使用图13和图14对FF控制部90进行说明。FF控制部90的加法器91将从限制器84输出的第二占空比D2与前馈占空比Dff(＝Vac/Vdc)相加。前馈占空比Dff是用于将电抗器电流ILr控制为第二指令电流ILa2*的值，并且通过FF计算部92进行计算。与前馈占空比Dff相加后的第二占空比D2被输出到占空比加法部93。占空比加法部93根据交流电压Vac来调节正的调节量ΔD，并且将计算出的调节量ΔD与第二占空比D2相加。
在本实施方式中，占空比加法部93在交流电压Vac的临域期间CP1中，将调节量ΔD设定为零。另一方面，占空比加法部93在交流电压Vac的远域期间CP2中，将调节量ΔD设定为比零大的恒定值。由此，在交流电压Vac的临域期间CP1中，由第一设定部50设定的第一占空比D1为比由第二设定部80设定的第二占空比D2大的值。另一方面，在交流电压Vac的远域期间CP2中，第二占空比D2为比第一占空比D1大的值。
根据以上说明的本实施方式，能够实现与第一实施方式相同的效果。
＜第四实施方式＞
在第四实施方式中，主要对与第一实施方式不同的结构进行说明。另外，标注了与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。
在本实施方式中，与第一实施方式所示的电力转换装置100相比，电路拓扑不同。具体而言，本实施方式的电力转换装置100与第一实施方式不同，不包括半桥电路。
图15是本实施方式的电力转换装置100的结构图。第一直流端子TD1和全桥电路17通过第一配线LP1连接。第二直流端子TD2和全桥电路17通过第二配线LP2连接。
全桥电路17包括第一开关SW11至第四开关SW14。由于第一开关SW11至第四开关SW14与第一实施方式的全桥电路12所包括的第一开关SW1至第四开关SW4的电路结构相同，因此省略说明。
在第三开关SW13的源极和第四开关SW14的漏极之间的第四连接点K4与第四开关SW14的漏极之间设置有第一电流传感器130。第一电流传感器130将流过第一开关SW11和第四开关SW14的电流检测为第一电抗器电流IL1r。另外，在第一开关SW11的源极和第二开关SW12的漏极之间的第五连接点K5与第二开关SW12的漏极之间设置有第二电流传感器131。第二电流传感器131将流过第二开关SW12和第三开关SW13的电流检测为第二电抗器电流IL2r。
图16是本实施方式的控制装置30的功能框图。作为第一设定部，控制装置30包括正极侧设定部51和负极侧设定部52。正极侧设定部51实施峰值电流模式控制，以将由第一电流传感器130检测到的第一电抗器电流IL1r控制为第一指令电流ILa1*。负极侧设定部52实施峰值电流模式控制，以将由第二电流传感器131检测到的第二电抗器电流IL2r控制为第一指令电流ILa1*。由于正极侧设定部51和负极侧设定部52的结构与第一实施方式的第一设定部50的结构相同，因此省略其说明。
由第二电流传感器131检测到的第二电抗器电流IL2r被输入到第二设定部80的滤波部81。此外，由第一电流传感器130检测到的第一电抗器电流IL1r也可以输入到滤波部81。
正极侧设定部51的输出经由占空比限制部71连接到第一与门电路382的一方的输入端子。负极侧设定部52的输出经由占空比限制部72连接到第二与门电路383的一方的输入端子。第二占空比D2从第二设定部80输出到占空比限制部71、72。在本实施方式中，占空比限制部71、72也将第二占空比D2设定为上限值DM。
极性切换部55的输出端子连接到第二与门电路383的另一方的输入端子和反相器360的输入端子。反相器360的输出端子连接到第一与门电路382的另一方的输入端子。
正极侧设定部51的RS触发器357的输出信号和来自极性切换部55的输出信号被输入到第一与门电路382。第一与门电路382的输出端子被连接到第四开关SW14的栅极。从第一与门电路382输出到第四开关SW14的栅极的信号为第四栅极信号GS4。此外，第一与门电路382的输出端子经由反相器361连接到第三开关SW13的栅极。从第一与门电路382经由反相器361被输出到第三开关SW13的栅极的信号为第三栅极信号GS3。第三栅极信号GS3是使第四栅极信号GS4的逻辑反相的信号。
负极侧设定部52的RS触发器357的输出信号和来自极性切换部55的输出信号被输入到第二与门电路383。第二与门电路383的输出侧连接到第二开关SW12的栅极。从第二与门电路383输出到第二开关SW12的栅极的信号为第二栅极信号GS2。此外，第二与门电路383的输出端子经由反相器362连接到第一开关SW11的栅极。从第二与门电路383经由反相器362输出到第一开关SW11的栅极的信号为第一栅极信号GS1。第一栅极信号GS1是使第二栅极信号GS2的逻辑反相的信号。
由于高电平状态的极性切换部55的输出信号和高电平状态的RS触发器357的输出信号被输入到第一与门电路382，第一与门电路382输出高电平状态的第四栅极信号GS4，并且输出低电平状态的第三栅极信号GS3。另外，由于高电平状态的极性切换部55的输出信号和高电平状态的RS触发器357的输出信号被输入到第二与门电路383，第二与门电路383输出高电平状态的第二栅极信号GS2和低电平状态的第一栅极信号GS1。
图17是本实施方式的电力转换装置100的时序图。图17的(a)表示输入电压Vdc和交流电压Vac的推移。图17的(b)表示第一栅极信号GS1的推移、以及将第二栅极信号GS2的逻辑反相后的值的推移。图17的(c)表示第三栅极信号GS3的推移、以及将第四栅极信号GS4的逻辑反相后的值的推移。图17的(d)表示第一修正值Ic1的推移，图17的(e)表示第二指令电流ILa2*的推移。图17的(f)表示修正前指令电流IL*的推移，图17的(g)表示电抗器电流ILr的推移，图17的(h)表示输出电流Iac的推移。
在交流电压Vac为正的第一期间P1中，通过使第一栅极信号GS1为高电平状态而使第一开关SW11处于接通状态，通过使第二栅极信号GS2为低电平状态而使第二开关SW12处于断开状态。
在交流电压Vac的临域期间CP1(t31－t32，t34－t35)中，第一修正值Ic1与修正前指令电流IL*相加而得到的值为第一指令电流ILa1*，修正前指令电流IL*与第二修正值Ic2相加而得到的值为第二指令电流ILa2*。在交流电压Vac的临域期间CP1中，由于第一指令电流ILa1*比第二指令电流ILa2*大，因此，占空比被限制为第二占空比D2的第一输出信号OUT1被输出到第三开关SW3，将占空比被限制的第一输出信号OUT1的逻辑反相后的值被输出到第四开关SW4。
在第二期间P2中，通过使第三栅极信号GS3为高电平状态而使第三开关SW13处于接通状态，通过使第四栅极信号GS4为低电平状态而使第四开关SW14处于断开状态。。
在交流电压Vac的临域期间CP1(t35－t36，t38－t39)中，第一指令电流ILa1*比第二指令电流ILa2*大。由此，从占空比限制部70将占空比被限制为第二占空比D2的第二输出信号OUT2输出到第二开关SW2，并且将占空比被限制的第一输出信号OUT1的逻辑反相后的值被输出到第一开关SW1。
根据以上说明的本实施方式，能够实现与第一实施方式相同的效果。
＜第五实施方式＞
在本实施方式中，包括操作部，上述操作部根据交流电压Vac的绝对值对从第一设定部50输出的输出信号和从第二设定部80输出的输出信号进行切换。以下，将从第二设定部80输出的输出信号记载为第三输出信号OUT3。
如图18所示，由第二电压传感器33检测到的交流电压Vac被输入到操作部170。在交流电压Vac的绝对值为电压阈值TH1以下的情况下，操作部170输出由第一设定部50计算出的第一输出信号OUT1。在这种情况下，第一输出信号OUT1直接作为第五栅极信号GS5输出到第五开关SW5，并且将第一输出信号OUT1的逻辑反相后的值作为第六栅极信号GS6输出到第六开关SW6。另一方面，在交流电压Vac的绝对值比电压阈值TH1大的情况下，操作部170输出由第二设定部80计算出的第三输出信号OUT3。在这种情况下，第三输出信号OUT3直接作为第五栅极信号GS5输出到第五开关SW5，并且将第三输出信号OUT3的逻辑反相后的值作为第六栅极信号GS6输出到第六开关SW6。
在以上说明的本实施方式中，也能够实现与第一实施方式相同的效果。
＜其他实施方式＞
·作为构成全桥电路12的开关，不限定于MOSFET，也可以是例如IGBT。
虽然基于实施例对本公开进行了记述，但是应当理解为本公开并不限定于上述实施例、结构。本公开也包含各种各样的变形例、等同范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其他组合、方式也属于本公开的范畴、思想范围。

Claims (7)

1.一种DC·AC转换装置的控制装置，所述DC·AC转换装置的控制装置(30)应用于DC·AC转换装置(100)，所述DC·AC转换装置具有电抗器(13)和驱动开关(SW5)，将通过输入端子(TD1、TD2)供给的直流电压转换为交流电压，并将转换后的所述交流电压供给至连接到输出端子(TA1、TA2)的交流电源，
所述DC·AC转换装置的控制装置包括：
电流获取部，所述电流获取部获取流过所述电抗器的电流值即电抗器电流；
交流电压获取部，所述交流电压获取部获取所述交流电源的电压值即交流电压值；
第一设定部(50、51、52)，所述第一设定部通过峰值电流模式控制来设定一个开关周期中的所述驱动开关的接通操作期间的比率即第一占空比，以将所获取的所述电抗器电流控制为基于所获取的所述交流电压值而生成的电流指令值，；
第二设定部(80)，所述第二设定部通过平均电流模式控制来设定一个开关周期中的所述驱动开关的接通操作期间的比率即第二占空比，以将所获取的所述电抗器电流的平均值控制为所述电流指令值；以及
操作部(70)，所述操作部在所获取的所述交流电压值的绝对值为比所获取的所述交流电压值的振幅小的电压阈值以上的情况下，以由所述第一设定部设定的所述第一占空比来操作所述驱动开关，在所获取的所述交流电压值的绝对值比所述电压阈值小的情况下，以由所述第二设定部设定的所述第二占空比来操作所述驱动开关。
2.如权利要求1所述的DC·AC转换装置的控制装置，其特征在于，
所述操作部在所获取的所述交流电压值的绝对值比所述电压阈值小的期间中，基于所述第一占空比和所述第二占空比中的较小的一方来操作所述驱动开关接通/断开，
包括峰值侧变更部(40、61)，所述峰值侧变更部在所获取的所述交流电压值的绝对值比所述电压阈值小的期间中，使在所述操作部中使用的所述第一占空比大于所述第二占空比。
3.如权利要求2所述的DC·AC转换装置的控制装置，其特征在于，
所述峰值侧变更部(40)在所获取的所述交流电压值的绝对值比所述电压阈值小的期间中，将在所述第一设定部中使用的所述电流指令值设为比在所述第二设定部中使用的所述电流指令值大，从而使所述第一占空比大于所述第二占空比。
4.如权利要求2或3所述的DC·AC转换装置的控制装置，其特征在于，
所述峰值侧变更部(61)能变化地设定屏蔽时间，所述屏蔽时间确定基于所述第一占空比确定的所述接通操作期间的最小时间，
与所获取的所述交流电压值的绝对值为所述电压阈值以上的期间相比，在所获取的所述交流电压值的绝对值比所述电压阈值小的期间中延长所述屏蔽时间，从而使所述第一占空比大于所述第二占空比。
5.如权利要求2至4中任一项所述的DC·AC转换装置的控制装置，其特征在于，
包括平均侧变更部(75、90)，所述平均侧变更部在所获取的所述交流电压值的绝对值为所述电压阈值以上的期间中，使所述第二占空比大于所述第一占空比。
6.如权利要求5所述的DC·AC转换装置的控制装置，其特征在于，
所述平均侧变更部(75)在所获取的所述交流电压值的绝对值为所述电压阈值以上的期间中，将在所述第二设定部中使用的所述电流指令值设为比在所述第一设定部中使用的所述电流指令值大，从而使所述第二占空比大于所述第一占空比。
7.如权利要求1至6中任一项所述的DC·AC转换装置的控制装置，其特征在于，
所述电压阈值是所述交流电压为零的过零时刻附近的所述交流电压。
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