WO2013039250A2

WO2013039250A2 - 電力変換回路の制御装置

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Publication number: WO2013039250A2
Application number: PCT/JP2012/073866
Authority: WO
Inventors: 不二雄黒川; 大西　雅人
Original assignee: 国立大学法人長崎大学; パナソニック株式会社
Priority date: 2011-09-15
Filing date: 2012-09-18
Publication date: 2013-03-21
Also published as: JPWO2013039250A1; CN104221264B; US20150003129A1; US9281742B2; EP2757672A2; WO2013039250A3; JP6195273B2; CN104221264A

Abstract

　ＤＣ／ＤＣ変換回路において、出力電圧と入力電圧とからリアクトル電流のピーク値を求め、所定電流モードでの動作を可能とし、ＡＣ／ＤＣ変換回路において力率改善を行いつつ所定電流モードでの運転を可能とする。　第１制御部２１１は、出力電圧Ｅ_oの検出値を入力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチＴｒのターンオフタイミング予測値を演算し、スイッチ駆動信号生成部２１３に送出する。第２制御部２１２は、出力電圧および入力電圧の検出値を入力するとともに、第１制御部２１１からターンオフタイミング予測値を取得し、当該ターンオフタイミング予測値に基づき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、ピーク値を初期値としてリアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間をターンオンタイミング予測値として演算する。

Description

電力変換回路の制御装置

　本発明は、消費電力を低減できる電力変換回路の制御装置および力率を改善できる電力変換回路の制御装置に関し、具体的にはリアクトル電流のピーク値を求め、当該ピーク値を初期値としてリアクトル電流が所定値となる時刻を演算により予測してスイッチをオンするＤＣ／ＤＣ変換、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電力変換回路の制御装置に関する。

　図２１（Ａ）は、電流臨界モードで動作する昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ９１および制御装置９２を示している。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ９１は、電源ＰＳ_DC（直流の入力電圧Ｅ_i）と、トランジスタスイッチＴｒとリアクトルＬとダイオードＤとキャパシタＣとからなる。
　電源ＰＳ_DCは、トランジスタスイッチＴｒの一方端子に接続され、トランジスタスイッチＴｒの他方端子は、リアクトルＬの一方端子およびダイオードＤのカソードに接続されている。リアクトルＬの他方端子は接地されている。
　ダイオードＤのアノードは、キャパシタＣの一方端子および負荷Ｒに接続されており、キャパシタＣの他方端子は接地され、負荷Ｒの他方端子も接地されている。
　図２１（Ａ）では、リアクトルＬには、直列にリアクトル電流ｉ_Lを測定するための抵抗（測定用抵抗）ｒ_Lが設けられる。

　制御装置９２は、制御回路９２１とドライバ９２２を備えている。
　制御回路９２１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ９１の入力電圧（入力電圧Ｅ_i）と出力電圧ｅ_oとリアクトル電流ｉ_Lとを入力して、電流臨界モードでの制御を行うことができる。
　電流臨界モードは、リアクトル電流ｉ_Lが鋸波形状（または概略鋸波形状）を呈し、最下点電流値がゼロ（またはゼロに近い値）となるような制御モードを意味している。
　制御装置９２は、リアクトルＬの端子間電圧（リアクトル電圧ｖ_L）を測定する。そして、図２１（Ｂ）に示す、ＯＮ期間（ｔ₁～ｔ₂）中のリアクトル電流ｉ_Lの傾きｖ_L／Ｌ（＝ｍ₁）と、ＯＦＦ期間中のリアクトル電流ｉ_Lの傾き（ｅ_o－ｖ_L）／Ｌ（＝ｍ₂）とから、ｉ_L＝０となる時刻（すなわち、ターンオンタイミング）を求めている。
　これにより、上述した電流臨界モード制御を行うことができる。

　図２２（Ａ）は、他の昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ９３および制御装置９４を示している。
　図２２（Ａ）では、リアクトルＬには測定用二次巻き線Ｔ_Lが設けられている。
　制御装置９４は、制御回路９４１とドライバ９４２を備えている。
　制御回路９４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ９３の入力電圧（入力電圧Ｅ_i）と出力電圧ｅ_oとリアクトル電圧ｖ_Lとを入力して、電流臨界モードでの制御を行うことができる。
　図２２（Ａ）に示すように、リアクトル電圧ｖ_Lが測定電圧ｖ_L′として測定され、制御回路９４１は、Ｌｄｉ＝－ｖ_Lｄｔの関係式から、ｉ_L＝０の時刻を求めている。

　図２３は、上記のリアクトル電流の検出技術を用いたＡＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）９５および制御装置９６を示している。
　図２３では、ＡＣ／ＤＣコンバータ９５の入力側には、交流電力を入力する整流回路ＲＣＤが備えられている。
　制御装置９６は、制御回路９６１とドライバ９６２を備えている。
　制御回路９６１には、第３制御部（力率改善部）９６１１が含まれ、第３制御部９６１１が生成する制御量により、たとえばＡＣ／ＤＣコンバータ９５の力率を改善しつつ、電流臨界モードで動作させることができる。

Ｃｈｉａ－Ａｎ　Ｙｅｈ　ｅｔ　ａｌ　Ｐｒｏｃ．　ＩＥＥＥＥＣＣＥ，　ｐｐ．　１２２６－１２３１（２０１０）．

　しかし、図２１（Ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータ９１を電流臨界モードで動作させるためには、リアクトル電流ｉ_Lを測定するための測定用抵抗ｒ_Lが必要である。このため、測定用抵抗ｒ_Lによる電力損失が増加するという問題がある。また、図２２（Ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータ９３を電流臨界モードで動作させるためには、リアクトル電流ｉ_Lを測定するために２次巻き線Ｔ_Lが必要となり、装置が複雑化する。
　もちろん、図２３のＡＣ／ＤＣコンバータ９５でも同様の問題が生じる。

　しかも、図２１（Ａ）の制御回路９２１、図２２（Ａ）の制御回路９４１、図２３の制御回路９６１は、何れも、リアクトル電流ｉ_Lの勾配を直線近似しているため誤差が生じ易い。

　本発明の目的は、出力電圧と入力電圧とからリアクトル電流のピーク値を求め、所定電流モードでの動作を可能とするＤＣ／ＤＣ変換回路の制御装置を提供することである。
　本発明の他の目的は、力率改善を行いつつ所定電流モードでの運転を可能とするＡＣ／ＤＣ変換回路の制御装置を提供することである。

　本発明は、以下を要旨とする。
（１）
　ＤＣ／ＤＣコンバータを有する電力変換回路の制御装置であって、
　少なくとも出力電圧の検出値を入力し、これらの検出値に基づきＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチのターンオフタイミング予測値を演算し、当該演算結果をスイッチ駆動信号生成部に送出する第１制御部と、
　少なくとも前記出力電圧および入力電圧の検出値を入力するとともに、前記第１制御部から前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記検出値および前記ターンオフタイミング予測値に基づき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算し、当該演算結果を前記スイッチ駆動信号生成部に送出する第２制御部と、
　前記第１制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第２制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオンタイミングに達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　（１）の態様では、第１制御部は、入力電圧の他に、出力電流、入力電圧、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。また、第２制御部は、入力電圧および出力電圧の他に、出力電流、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。

（２）
　前記第２制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前（たとえば、１スイッチング周期前）の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする（１）に記載の電力変換回路の制御装置。

（３）
　前記第２制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とする（１）または（２）に記載の電力変換回路の制御装置。

（４）
　前記第２制御部は、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する前記スイッチとダイオードとのオンまたはオフを表わす動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
　前記リアクトル電流のピーク値を求める第１微分方程式を立て、当該第１微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値（電流臨界モードでのターンオフタイミング、すなわちオン時間）を求めるとともに、
　前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第２微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第２微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻（電流臨界モードでのターンオンタイミング（ゼロクロス点）、すなわちオフ時間）を求める、
ことを特徴とする（１）から（３）の何れか１つに記載の電力変換回路の制御装置。

（５）　前記第１微分方程式が、前記スイッチがオンかつ前記ダイオードがオフである動作ステータスの等価回路から得られ、
　前記第２微分方程式が、前記スイッチがオフかつ前記ダイオードがオンである動作ステータスの等価回路から得られることを特徴とする（４）に記載の電力変換回路の制御装置。

（６）
　電力変換回路が昇降圧型のときは、
　第１微分方程式が、
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
に基づき作成されるとともに、
　第２微分方程式が、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
に基づき作成され、
　電力変換回路が降圧型のときは、
　第１微分方程式が、
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
に基づき作成されるとともに、
　第２微分方程式が、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
に基づき作成され、
　電力変換回路が昇圧型のときは、
　第１微分方程式が、
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
に基づき作成されるとともに、
　第２微分方程式が、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　Ｅ_i－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
に基づき作成されることを特徴とする（４）に記載の電力変換回路の制御装置。
　ただし、
　Ｔ_on（＝ｔ₂－ｔ₁）：スイッチのＯＮ時間
　Ｔ_off（＝ｔ₃－ｔ₂）：スイッチのＯＦＦ時間
　Ｅ_i：入力電圧
　Ｅ_i ^*：入力電圧の平均値
　ｖ_Tr：トランジスタのオン時の電圧降下
　ｖ_D：ダイオードの電圧降下
　ｉ_L：リアクトル電流
　ｉ_L1：キャパシタからリアクトルに流れる電流
　ｉ_L2：負荷からリアクトルに流れる電流
　ｅ_o：出力電圧
　ｅ_c：キャパシタ電圧
　Ｒ：負荷抵抗
　ｒ_L：リアクトル抵抗
　ｒ_c：キャパシタ抵抗
　Ｃ：キャパシタ

（７）
　ＡＣ電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してＤＣ電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
　前記スイッチング電源の少なくとも出力電圧の検出値を入力し、当該スイッチング電源の力率を改善するように前記検出値に基づき前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング予測値を演算する第１制御部と、
　前記スイッチング電源の少なくとも入力電圧および前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算する第２制御部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　（７）の態様では、第１制御部は、出力電圧の他に、出力電流、入力電圧、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。また、第２制御部は、入力電圧およびターンオフタイミング予測値の他に、出力電圧、出力電流、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。

（８）
　ＡＣ電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してＤＣ電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
　少なくとも前記電力変換回路の出力電圧の検出値を入力し、前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング基礎値を演算する第１制御部と、
　少なくとも前記電力変換回路の入力電圧および前記スイッチのターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間を前記スイッチのターンオンタイミング予測値として演算する第２制御部と、
　少なくとも前記ターンオフタイミング基礎値を入力し、当該ターンオフタイミング基礎値に対して力率改善のための補正量を加えた前記ターンオフタイミング予測値を演算する第３制御部と、
　前記第１制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第２制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、当該ターンオンタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　（８）の態様では、第１制御部は、出力電圧の他に、出力電流、入力電圧、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。
　また、第２制御部は、入力電圧および出力電圧の他に、出力電流、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。
　なお、第３制御部は、ターンオフタイミング基礎値のほか、入力電圧の検出値、第２制御部からリアクトル電流ピーク値を入力し、これらに基づき、力率改善の補正量を加えたターンオフタイミング予測値を生成する。
　第２制御部は、入力電圧の検出値およびターンオフタイミング予測値のほか、出力電圧を入力し、これらに基づき、電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算する。
　また、第２制御部は、入力電圧の検出値およびターンオフタイミング予測値のほか、出力電圧の検出値を入力し、これらに基づき、電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算することができる。

（９）
　前記ターンオフタイミング基礎値は、比例制御量、微分制御量、積分制御量またはこれらの少なくとも２つを組み合わせた制御量であることを特徴とする（８）に記載の電力変換回路の制御装置。

（１０）
　前記第２制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前（たとえば、第１スイッチング周期前）の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする（８）または（９）に記載の電力変換回路の制御装置。

（１１）
　前記第２制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とすることを特徴とする（８）から（１０）の何れか１つに記載の電力変換回路の制御装置。

（１２）
　前記第２制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチと、ダイオードとのオンまたはオフに応じた動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
　リアクトル電流のピーク値を求める第１微分方程式を立て、当該第１微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値を求めるとともに、
　前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第２微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第２微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻を求める、
ことを特徴とする（８）から（１１）の何れか１つに記載の電力変換回路の制御装置。

　本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置では、出力電圧と入力電圧とからリアクトル電流のピーク値を求め、当該ピーク値からリアクトル電流が所定の値になる時刻を演算により予測し、制御を行っている。
　したがって、リアクトル電流を測定するための抵抗や二次巻き線を用いていないので、無駄な電力を消費することはないし、回路の簡素化を図ることもできる。

　また、本発明では、リアクトル電流のピーク値を求めるために、リアクトル電流の勾配を求めて直線近似する、といった従来の手法を採用していない。本発明では、リアクトル電流のピーク値を簡単な微分方程式（本発明における第１微分方程式）を解き、当該ピーク値からリアクトル電流が所定の値になる時刻を演算により予測する制御を行うことができる。したがって、精度が高い、電流連続モード動作や電流臨界モード動作が可能となる。

　本発明の制御装置では、出力電圧と入力電圧とから検出したリアクトル電流のピーク値から、たとえばリアクトル電流の平均値等を求めることができ、実質上、リアクトル電流制御を行うことができる。したがって、リアクトル電流を直接検出をすることなく、力率の改善を行うことができる。

図１（Ａ）は、本発明の制御装置を昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用した実施形態を示す図であり、図１（Ｂ）は制御装置の動作を示す流れ図である。図２は、本発明の制御装置を降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用した実施形態を示す図である。図３は、本発明の制御装置を昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用した実施形態を示す図である。図４は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の詳しい説明図である。図５は、トランジスタスイッチＴｒのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す図であり、図５（Ａ）は図１のＤＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作するときの波形図、図５（Ｂ）は同じく電流不連続モードで動作するときの波形図である。図６は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータが電流臨界モードで動作するときの、トランジスタスイッチＴｒのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図７（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスを示す図であり、図８（Ｂ）は動作モードの説明図である。図８は、昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスがＯＳ＿１のときの動作説明図であり、図８（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図、図８（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図９は、昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスがＯＳ＿２のときの動作説明図であり、図９（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図、図９（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図１０は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスがＯＳ＿１のときの動作説明図であり、図１０（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図、図１０（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図１１は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスがＯＳ＿２のときの動作説明図であり、図１１（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図、図１１（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図１２は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスがＯＳ＿１のときの動作説明図であり、図１２（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図、図１２（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図１３は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの動作ステータスがＯＳ＿２のときの動作説明図であり、図１３（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図、図１３（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図１４は、本発明の制御装置により、昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを電流臨界モードで制御したときのシミュレーション例を示すグラフである。図１５は、本発明の制御装置（ＡＣ／ＤＣコンバータの制御装置）の一実施形態を示す図である。図１６は、図１５に示したＡＣ／ＤＣコンバータの制御装置の詳しい説明図である。図１７は、本発明の制御装置（ＡＣ／ＤＣコンバータの制御装置）のさらに他の実施形態を示す図である。図１８は、第３制御部を備えた本発明の制御装置（ＡＣ／ＤＣコンバータの制御装置）の一実施形態を示す図である。図１９は、図１８に示したＡＣ／ＤＣコンバータの制御装置の詳しい説明図である。図２０は、第３制御部を備えた本発明の制御装置（ＡＣ／ＤＣコンバータの制御装置）のさらに他の実施形態を示す図である。図２１は、従来技術の説明図であり、図２１（Ａ）は昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータおよびリアクトル電流を検出してゼロ点制御を行う制御装置を示す図、図２１（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図２２は、従来技術の説明図であり、図２２（Ａ）は昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータおよびリアクトル電圧を検出してゼロ点制御を行う制御装置を示す図、図２２（Ｂ）はトランジスタスイッチのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流の変化を示す波形図である。図２３は、第３制御部を備えた従来の昇降圧型の電力変換回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）を示す図である。

　図１（Ａ）は、本発明の制御装置の一実施形態を示しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は制御装置２により制御される。
　図１（Ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、昇降圧型であり、電源ＰＳ_DC（直流の入力電圧Ｅ_i）と、トランジスタスイッチＴｒと、リアクトルＬと、ダイオードＤと、キャパシタＣとからなる。

　電源ＰＳ_DCは、トランジスタスイッチＴｒの一方端子に接続され、トランジスタスイッチＴｒの他方端子は、リアクトルＬの一方端子およびダイオードＤのカソードに接続されている。リアクトルＬの他方端子は接地されている。ダイオードＤのアノードは、キャパシタＣの一方端子および負荷Ｒに接続されており、キャパシタＣの他方端子は接地され、負荷Ｒの他方端子も接地されている。

　図１（Ａ）において、制御装置２は制御回路２１とドライバ２２とからなる。
　制御回路２１は第１制御部（ディジタルＰＩＤ制御装置）２１１と、第２制御部（演算回路）２１２と、スイッチ駆動信号生成部（ＰＷＭ信号発生器）２１３とからなる。

　図４は、図１に示した制御装置２の説明図である。
　また、図５（Ａ），（Ｂ）および図６は、トランジスタスイッチＴｒのオン・オフ状態の遷移およびリアクトルＬを流れる電流（リアクトル電流ｉ_L）の変化を示す波形図である。
　図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、３つの動作モードＩ，ＩＩ，ＩＩＩで動作することができる。

　図５（Ａ）に示す動作モードＩは、「連続モード」であり、このモードではリアクトル電流Ｉ_Lはゼロにはならない。この動作モードＩでは、ボトム値が正の値となった状態で制御がなされる。
　図５（Ｂ）に示す動作モードＩＩは「不連続モード」であり、このモードではリアクトル電流Ｉ_Lは、１スイッチング期間内のある期間はゼロを継続する。ゼロ継続時間を、所望の値にする技術は周知である。電流不連続モードＩＩでは，スイッチング周期は一定とする。
　図６に示す動作モードＩＩＩは「電流臨界モード」であり、このモードではリアクトル電流Ｉ_Lはゼロにはなるが、ゼロを継続することはない。
　後述するが、図１（Ｂ）に示すように、第２制御部２１２はリアクトル電流のピーク値（ターンオフタイミング）を第１微分方程式により演算する（Ｓ１１０）。また、第２制御部２１２は、リアクトル電流のゼロ点（ボトム値）を第２微分方程式により演算する（Ｓ１２０）。これに基づき、トランジスタスイッチＴｒがオンされる。

　以下、図４，図５（Ａ），（Ｂ）および図６を参照しつつ図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を説明する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧ｅ_oは、増幅回路２３により増幅され、Ａ／Ｄ変換器２４によりディジタル信号（Ｎ_eo）に変換された後に第１制御部２１１および第２制御部２１２に入力される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｅ_iは、増幅回路２５により増幅され、Ａ／Ｄ変換器２６によりディジタル信号（Ｎ_Ei）に変換された後に第２制御部２１２に入力される（図６の時刻ｔ₀参照）。
　第１制御部２１１は、入力した検出値（ディジタル信号Ｎ_eo）に基づきトランジスタスイッチＴｒのオン状態保持時間（オン時間信号Ｎ_Ton＝ｔ₂－ｔ₁）を演算する。
　この演算結果（オン時間信号Ｎ_Ton）は、スイッチ駆動信号生成部２１３に送出されるとともに、第２制御部２１２に送出される。

　第２制御部２１２は、入力した検出値（ディジタル信号Ｎ_Ei）および第１制御部２１１から取得したオン状態保持時間（オン時間信号Ｎ_Ton）に基づき、リアクトルＬを流れる電流（リアクトル電流ｉ_L）のピーク値ｉ_{L_pk}を演算する。
　これとともに、ピーク値ｉ_{L_pk}を初期値としてリアクトル電流ｉ_Lが予め設定した値になるまでの時間（オフ時間Ｎ_Toff＝ｔ₃－ｔ₂）を演算し、この演算結果をスイッチ駆動信号生成部２１３に送出する。

　スイッチ駆動信号生成部２１３は、第１制御部２１１から受け取ったオン時間信号Ｎ_Tonに基づくタイミングのＰＷＭ信号を生成し、これをドライバ２２に送出する。また、スイッチ駆動信号生成部２１３は、第２制御部２１２から受け取ったオフ時間Ｎ_Toffに基づくタイミングのＰＷＭ信号を生成し、これをドライバ２２に送出する。

　以下、第２制御部２１１における、ピーク値ｉ_{L_pk}を求めるための処理、オフ時間Ｎ_Toffを求めるための処理を説明する。
　図７（Ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作ステータスを示す図であり、トランジスタスイッチＴｒのＯＮ／ＯＦＦ、ダイオードＤのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせにより、ＯＳ＿１，ＯＳ＿２，ＯＳ＿３の３つの動作ステータスが定義されている。

　図７（Ｂ）は、動作モードと動作ステータスとの関係を示す図である。
　動作モード（電流連続モード）Ｉでは、ステータスＯＳ＿１，ＯＳ＿２でともにリアクトル電流ｉ_Lがゼロとならずに動作する。
　動作モード（電流不連続モード）ＩＩでは、ステータスＯＳ＿１，ＯＳ＿２でリアクトル電流ｉ_Lはゼロとはならないが、ステータスＯＳ＿２ではゼロとなる。
　動作モード（電流臨界モード）ＩＩＩでは、ステータスＯＳ＿１，ＯＳ＿２でともにリアクトル電流ｉ_Lはゼロを継続せずに瞬時ゼロとなる。

　以下、動作モード（電流臨界モード）ＩＩＩとなる条件を求める場合を説明する。
　図８（Ａ）は動作ステータスがＯＳ＿１のときのＤＣ／ＤＣコンバータ１の等価回路を示している。図８（Ｂ）は、動作ステータスがＯＳ＿１のときに、トランジスタスイッチＴｒのオン・オフ状態の遷移およびリアクトルＬを流れる電流（リアクトル電流ｉ_L）の変化を示す波形図である。
　図８（Ａ）の等価回路から、以下の式が成立する。
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
　ここで、Ｔ_on（＝ｔ₂－ｔ₁）は、スイッチのＯＮ時間、Ｅ_iは入力電圧、Ｅ_i ^*は入力電圧の平均値、ｖ_Trはトランジスタのオン時の電圧降下、ｉ_Lはリアクトル電流、ｅ_oは出力電圧、ｅ_cはキャパシタ電圧、Ｒは負荷抵抗、ｒ_Lはリアクトル抵抗、ｒ_cはキャパシタ抵抗である。

　これらの式から、（１）式（本発明における第１微分方程式）が導出される。
　ｉ_L（ｔ）＝Ｚ₁＋Ｚ₂（ｔ₁）ｅｘｐ｛－Ａ₁（ｔ－ｔ₁）｝　　・・・（１）
　ただし、
　Ｚ₁＝Ａ₃／Ａ₁，Ｚ₂（ｔ₁）＝Ａ₂（ｔ₁）Ａ₃／Ａ₁
　Ａ₁＝ｒ₁／Ｌ，Ａ₂（ｔ₁）＝ｉ_L（ｔ₁），Ａ₃＝Ｅ₁ ^*／Ｌ
である。
　（１）式から、ｔ＝ｔ₂となるリアクトル電流ｉ_Lのピーク値ｉ_{L_pk}を求めることができる。

　図９（Ａ）は動作ステータスがＯＳ＿２のときのＤＣ／ＤＣコンバータ１の等価回路を示している。図９（Ｂ）は、動作ステータスがＯＳ＿２のときに、トランジスタスイッチＴｒのオン・オフ状態の遷移およびリアクトルＬを流れる電流（リアクトル電流ｉ_L）の変化を示す波形図である。

　図９（Ａ）の等価回路から、（２）式が成立する。
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o　　・・・（２）
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
が成立する。

　これらの式から、（３）式（本発明における第２微分方程式）が導出される。
　ｉ_L（ｔ）＝Ｑ₁＋［Ｑ₂（ｔ）ｃｏｓ｛Ｂ₄（ｔ－ｔ₂）
　　＋Ｑ₃（ｔ₂）ｓｉｎ｛Ｂ₄（ｔ－ｔ₂）｝］ｅｘｐ｛Ｂ₃（ｔ－ｔ₂）｝・・・（３）
　ただし、
　Ｂ₃＝Ａ₁／２
　Ｂ₄＝Ｄ^1/2／２
　Ｄ＝Ａ₁ ²－４Ａ₂
　Ｑ₁＝Ａ₃／Ａ₂，Ｑ₂（ｔ₂）＝Ａ₅（ｔ₂）Ａ₃／Ａ₂，
　Ｑ₃（ｔ₂）＝Ａ₄（ｔ₂）／Ｂ₄＋｛Ｂ₃Ａ₅（ｔ₂）／Ｂ₄｝
　　　　　　　　　　　　　×｛（Ａ₁Ａ₃＋Ａ₃Ｂ₃）／Ａ₂Ｂ₄｝
　Ａ₁＝１／Ｃ（Ｒ＋ｒ_c）＋ｒ₂／Ｌ＋Ｒｒ_c／Ｌ（Ｒ＋ｒ_c）
　Ａ₂＝１／ＬＣ×｛（Ｒ＋ｒ₂）／（Ｒ＋ｒ_c）｝
　Ａ₃＝Ｅ_D／｛ＬＣ×（Ｒ＋ｒ_c）｝
　Ａ₄（ｔ₂）＝（１／Ｌ）｛Ｅ_D＋ｅ_o（ｔ₂）｝
　　　　　　　　　　＋ｉ_L（ｔ₂）（Ｌ＋ｒ_cＣＲ）／ＬＣ（Ｒ＋ｒ_c）
　Ａ₅（ｔ₂）＝ｉ_L（ｔ₂）＝ｉ_{L_pk}
である。
　（３）式から、ｉ_L＝０となる時刻ｔ（すなわち、電流臨界モードＩＩＩでのターンオンタイミング（ゼロクロス点））を求めることができる。

　図２に示す降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３（制御装置４）についても、上記と同様に等価回路から微分方程式（本発明における第１微分方程式および第２微分方程式）をつくり、これをら解くことで、リアクトル電流ｉ_Lのピーク値，ゼロクロス点等を求めることができる。
　図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作ステータスがＯＳ＿１のときの動作説明図である。図１０（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３の等価回路を示す図であり、図１０（Ｂ）はトランジスタスイッチＴ_rのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流ｉ_Lの変化を示す波形図である。

　動作モード（電流臨界モード）ＩＩＩとなる条件を求める場合、図１０（Ａ）の等価回路から、以下の式が成立する。
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
　ここで、Ｔ_on（＝ｔ₂－ｔ₁）は、スイッチのＯＮ時間、Ｅ_iは入力電圧、Ｅ_i ^*は入力電圧の平均値、ｖ_Trはトランジスタのオン時の電圧降下、ｉ_Lはリアクトル電流、ｅ_oは出力電圧、ｅ_cはキャパシタ電圧、Ｒは負荷抵抗、ｒ_Lはリアクトル抵抗、ｒ_cはキャパシタ抵抗である。これらから、微分方程式（本発明における第１微分方程式）が導出され、これを解くことでリアクトル電流のピーク値（電流臨界モードでのターンオフタイミング、すなわちオン時間）を求めることができる。

　また、図１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作ステータスがＯＳ＿２のときの動作説明図である。図１１（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３の等価回路を示す図であり、図１１（Ｂ）はトランジスタスイッチＴ_rのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流ｉ_Lの変化を示す波形図である。

　動作モード（電流臨界モード）ＩＩＩとなる条件を求める場合、図１１（Ａ）の等価回路から、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L－ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
が成立する。
　上記の関係式から微分方程式（本発明における第２微分方程式）をつくり、これを解くことで、リアクトル電流ｉ_Lが前記所定の設定値となる時刻（電流臨界モードでのターンオンタイミング（ゼロクロス点）、すなわちオフ時間）を求めることができる。

　図３に示す昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ５（制御装置６）についても、上記と同様にして、各等価回路から第１微分方程式および第２微分方程式をつくり、これらを解くことで、リアクトル電流ｉ_Lのピーク値、ゼロクロス点等を求めることができる。

　図１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作ステータスがＯＳ＿１のときの動作説明図である。図１２（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３の等価回路を示す図であり、図１２（Ｂ）はトランジスタスイッチＴ_rのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流ｉ_Lの変化を示す波形図である。

　動作モード（電流臨界モード）ＩＩＩとなる条件を求める場合、図１２（Ａ）の等価回路から、次の関係式が成立する。
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
　ここで、Ｔ_on（＝ｔ₂－ｔ₁）は、スイッチのＯＮ時間、Ｅ_iは入力電圧、Ｅ_i ^*は入力電圧の平均値、ｖ_Trはトランジスタのオン時の電圧降下、ｉ_Lはリアクトル電流、ｅ_oは出力電圧、ｅ_cはキャパシタ電圧、Ｒは負荷抵抗、ｒ_Lはリアクトル抵抗、ｒ_cはキャパシタ抵抗である。
　上記の関係式から微分方程式（本発明における第１微分方程式）をつくり、これを解くことで、リアクトル電流ｉ_Lのピーク値（電流臨界モードでのターンオフタイミング、すなわちオン時間）を求めることができる。

　また、図１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作ステータスがＯＳ＿２のときの動作説明図である。図１３（Ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３の等価回路を示す図であり、図１３（Ｂ）はトランジスタスイッチＴ_rのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流ｉ_Lの変化を示す波形図である。

　動作モード（電流臨界モード）ＩＩＩとなる条件を求める場合、図１３（Ａ）の等価回路から、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　Ｅ_i－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
が成立する。
　上記の関係式から微分方程式（本発明における第２微分方程式）をつくり、これを解くことで、リアクトル電流ｉ_Lが前記所定の設定値となる時刻（電流臨界モードでのターンオンタイミング（ゼロクロス点）、すなわちオフ時間）を求めることができる。

　図１４は、図１に示した昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ１を、図１の制御装置２により電流臨界モードで制御したときのシミュレーション例を示すグラフである。
　ここでは、Ｅ_i＝２０［Ｖ］，ｅ_o＝５［Ｖ］，Ｌ＝２０［μＨ］，Ｃ＝２７０［μＦ］，Ｒ＝１０［Ω］，ｆ_s＝１００［ｋＨｚ］であり、Ａ／Ｄ変換器の分解能を１０ｂｉｔｓとしてある。
　図１４に示すように、本発明の制御装置によれば良好な電流臨界モード制御等のモード制御を行うことができる。

　図１５は、本発明の電力変換回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）の制御装置の実施形態を示す図である。
　図１５では、ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａは制御装置８Ａにより制御される。
　図１５のＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａは、交流電力を入力する整流回路ＲＣＤと、整流回路ＲＣＤの整流出力を入力するコンバータ（トランジスタスイッチＴｒ、リアクトルＬ、ダイオードＤおよびキャパシタＣからなる）とから構成されている。

　整流回路ＲＣＤは、トランジスタスイッチＴｒの一方端子に接続され、トランジスタスイッチＴｒの他方端子は、リアクトルＬの一方端子およびダイオードＤのカソードに接続されている。
　リアクトルＬの他方端子は接地されている。ダイオードＤのアノードは、キャパシタＣの一方端子および負荷Ｒに接続されており、キャパシタＣの他方端子は接地されている。

　ＡＣ／ＤＣコンバータ７の出力端子（出力をＯＵＴで示す）は、図１，図２，図３で説明したＤＣ／ＤＣコンバータ１，３，５の入力端子に接続することができる（図示せず）。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ７の出力端子は、負荷Ｒに接続することもできる（図示せず）。

　制御装置８Ａは制御回路８１とドライバ８２とからなる。
　制御回路８１は第１制御部（ディジタルＰＩＤ制御回路）８１１と、第２制御部（演算回路）８１２と、スイッチ駆動信号生成部（ＰＷＭ信号発生器）８１３とからなる。

　図１６は、図１５に示した制御装置８Ａの詳しい説明図である。
　ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａの出力電圧ｅ_oは、増幅回路８３により増幅され、Ａ／Ｄ変換器８４によりディジタル信号（Ｎ_eo）に変換された後に第１制御部８１１および第２制御部８１２に入力される。また、整流回路ＲＣＤの出力電圧（スイチング電源の入力電圧Ｅ_i）は、増幅回路８５により増幅され、Ａ／Ｄ変換器８６によりディジタル信号（Ｎ_Ei）に変換された後に第２制御部８１２に入力される。さらに、整流回路ＲＣＤの出力電流（スイチング電源の入力電流Ｉ_i）は、増幅回路８７により増幅され、Ａ／Ｄ変換器８８によりディジタル信号（Ｎ_Ii）に変換された後に第２制御部８１２に入力される。
　第１制御部８１１は、入力した出力電圧Ｅ_oの検出値（ディジタル信号Ｎ_eo）と、スイッチング電源の入力電流Ｉ_iに基づき力率が改善されたＰＩＤ制御量を演算し、これをターンオフタイミング予測値（オン状態保持時間Ｎ_Ton）として、スイッチ駆動信号生成部８１３に送出する。

　第２制御部８１２は、入力電圧Ｅ_iの検出値（ディジタル信号Ｎ_Ei）および第１制御部８１１から取得したオン状態保持時間（Ｎ_Ton）に基づき、リアクトル電流ｉ_Lのピーク値ｉ_{L_pk}を演算する。
　これとともに、第２制御部８１２は、ピーク値ｉ_{L_pk}を初期値としてリアクトルＬを流れる電流（リアクトル電流ｉ_L）が予め設定した値になるまでの時間（オフ時間Ｎ_Toff）を演算し、この演算結果をスイッチ駆動信号生成部８１３に送出する。

　図１７は、本発明の電力変換回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）の制御装置の他の実施形態を示す図である。
　図１７では、ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ｂのスイッチング電源は昇圧型コンバータの構成をなす。制御装置８Ｂの構成および作用は図１５および図１６の制御装置８Ａと同じである。

　図１８は、本発明の電力変換回路（第３制御部を備えたＡＣ／ＤＣコンバータ）の制御装置の実施形態を示す図である。
　図１８では、ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａ′は制御装置８Ａ′により制御される。
　図１８のＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａ′は、交流電力を入力する整流回路ＲＣＤと、整流回路ＲＣＤの整流出力を入力するコンバータ（トランジスタスイッチＴｒ、リアクトルＬ、ダイオードＤおよびキャパシタＣからなる）とから構成されている。

　制御装置８Ａ′は制御回路８１とドライバ８２とからなる。
　制御回路８１は第１制御部（ディジタルＰＩＤ制御回路）８１１と、第２制御部（演算回路）８１２と、スイッチ駆動信号生成部（ＰＷＭ信号発生器）８１３と、第３制御部８１４とからなる。

　図１９は、図１８に示した制御装置８Ａ′の詳しい説明図である。
　ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａ′の出力電圧ｅ_oは、増幅回路８３により増幅され、Ａ／Ｄ変換器８４によりディジタル信号（Ｎ_eo）に変換された後に第１制御部８１１および第２制御部８１２に入力される。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ａ′の入力電圧Ｅ_iは、増幅回路８５により増幅され、Ａ／Ｄ変換器８６によりディジタル信号（Ｎ_Ei）に変換された後に第２制御部８１２および第３制御部８１４に入力される。

　第１制御部８１１は、入力した検出値（ディジタル信号Ｎ_eo）に基づきＰＩＤ制御量をターンオフタイミング基礎値（Ｎ_PID）として演算する。
　このターンオフタイミング基礎値は、第３制御部８１４に送出される。
　第３制御部８１４は、入力電圧Ｅ_iの検出値（ディジタル信号Ｎ_Ei）と、ターンオフタイミング基礎値（Ｎ_PID）と、第２制御部８１２から入力したリアクトル電流ｉ_Lのピーク値ｉ_{L_pk}（前回またはそれより前のスイッチング周期における検出値を採用できる）とから、オン時間信号Ｎ_Tonを生成し、これをスイッチ駆動信号生成部８１３に送出するとともに、第２制御部８１２に送出する。

　第２制御部８１２は、入力電圧Ｅ_iの検出値（ディジタル信号Ｎ_Ei）および第３制御部８１４から取得したオン状態保持時間（オン時間信号Ｎ_Ton）に基づき、リアクトル電流ｉ_Lのピーク値ｉ_{L_pk}を演算する。
　これとともに、第２制御部８１２は、ピーク値ｉ_{L_pk}を初期値としてリアクトルＬを流れる電流（リアクトル電流ｉ_L）が予め設定した値になるまでの時間（オフ時間Ｎ_Toff）を演算し、この演算結果をスイッチ駆動信号生成部８１３に送出する。

　スイッチ駆動信号生成部８１３は、第３制御部８１４から受け取ったオン時間信号Ｎ_Tonに基づくタイミングのＰＷＭ信号を生成し、これをドライバ８２に送出する。また、スイッチ駆動信号生成部８１３は、第２制御部８１２から受け取ったオフ時間Ｎ_Toffに基づくタイミングのＰＷＭ信号を生成し、これをドライバ８２に送出する。

　制御装置８Ａ′によるターンオフタイミングの導出の手順を以下に示す。
（ａ）　第１制御部８１１は、Ｎ_Eoから、ＰＤＩ制御量Ｎ_PIDを計算する。
（ｂ）第２制御部８１２は、前述の微分方程式（１）を立てて、ピーク値Ｎ_{iL_PK}を計算する。
（ｃ）第３制御部８１４は、以下の方程式によりオン時間Ｎ_Ton（ターンオフタイミング）を計算する。
　Ｎ_Ton＝Ｎ_B＋Ｋ（Ｎ_{iL_PK}－Ｎ_Ei×Ｎ_PID）

　制御装置８Ａ′によるターンオンタイミング導出の手順を以下に示す。
（ｄ）第２制御部８１２は、第３制御部８１４からＮ_Tonの情報を受け取る。
　また、第２制御部８１２は、Ｎ_Ei，Ｎ_Eoも取得している。
（ｅ）第２制御部８１２は、ピーク値Ｎ_{iL_PK}を初期値とする前述の微分方程式（（３）式、すなわち本発明における第２微分方程式）を立てて、オフ時間Ｎ_Toff（ターンオンのタイミング）を計算する。
　以上のように、制御装置８Ａ′では、ターンオフのタイミングを調整することにより力率改善を行い、ターンオンのタイミングを調整することにより電流臨界モード制御を行っている。

　図２０は、本発明の電力変換回路（第３制御部ＡＣ／ＤＣコンバータ）の制御装置の他の実施形態を示す図である。
　図２０では、ＡＣ／ＤＣコンバータ７Ｂ′のスイッチング電源は昇圧型コンバータの構成をなす。制御装置８Ｂ′の構成および作用は図１８および図１９の制御装置８Ａ′と同じである。

　１，３，５　ＤＣ／ＤＣコンバータ
　７，７Ａ，７Ａ′　ＡＣ／ＤＣコンバータ
　２，４，６，８，８Ｂ，８Ｂ′　制御装置
　２１，４１，６１，８１　制御回路
　２２，４２，６２，８２　ドライバ
　２３，２５，８３，８５　増幅回路
　２４，２６，８４，８６　Ａ／Ｄ変換器
　２１１，４１１，６１１，８１１　第１制御部
　２１２，４１２，６１２，８１２　第２制御部
　２１３，４１３，６１３，８１３　スイッチ駆動信号生成部
　８１４　第３制御部

Claims

　ＤＣ／ＤＣコンバータを有する電力変換回路の制御装置であって、
　少なくとも出力電圧の検出値を入力し、これらの検出値に基づきＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチのターンオフタイミング予測値を演算し、当該演算結果をスイッチ駆動信号生成部に送出する第１制御部と、
　少なくとも前記出力電圧および入力電圧の検出値を入力するとともに、前記第１制御部から前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記検出値および前記ターンオフタイミング予測値に基づき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算し、当該演算結果を前記スイッチ駆動信号生成部に送出する第２制御部と、
　前記第１制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第２制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオンタイミングに達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　前記第２制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路の制御装置。
　前記第２制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路の制御装置。
　前記第２制御部は、
　前記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する前記スイッチとダイオードとのオンまたはオフを表わす動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
　前記リアクトル電流のピーク値を求める第１微分方程式を立て、当該第１微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値を求めるとともに、
　前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第２微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第２微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻を求める、
ことを特徴とする請求項１から３の何れか１つに記載の電力変換回路の制御装置。
　前記第１微分方程式が、前記スイッチがオンかつ前記ダイオードがオフである動作ステータスの等価回路から得られ、
　前記第２微分方程式が、前記スイッチがオフかつ前記ダイオードがオンである動作ステータスの等価回路から得られることを特徴とする請求項４に記載の電力変換回路の制御装置。
　電力変換回路が昇降圧型のときは、
　第１微分方程式が、
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
に基づき作成されるとともに、
　第２微分方程式が、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
に基づき作成され、
　電力変換回路が降圧型のときは、
　第１微分方程式が、
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
に基づき作成されるとともに、
　第２微分方程式が、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
に基づき作成され、
　電力変換回路が昇圧型のときは、
　第１微分方程式が、
　　Ｔ_on＝ｔ₂－ｔ₁
　　Ｅ_i－ｖ_Tr＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）
　　ｅ_c／（Ｒ＋ｒ_c）＝－Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　Ｅ_i ^*＝Ｅ_i－ｖ_Tr
に基づき作成されるとともに、
　第２微分方程式が、
　　Ｔ_off＝ｔ₃－ｔ₂
　　Ｅ_i－ｖ_D＝Ｌ（ｄｉ_L／ｄｔ）＋ｒ_Lｉ_L＋ｅ_o
　　ｉ_L1＝Ｃ・（ｄｅ_c／ｄｔ）
　　ｅ_o＝ｅ_c＋ｒ_cｉ_L1
　　ｅ_o＝Ｒｉ_L2
　　ｉ_L＝ｉ_L1＋ｉ_L2
　　ｅ_o＝ｅ_c・Ｒ／（Ｒ＋ｒ_c）＋ｉ_L・Ｒ・ｒ_c／（Ｒ＋ｒ_c）
に基づき作成されることを特徴とする請求項４に記載の電力変換回路の制御装置。
　ただし、
　Ｔ_on（＝ｔ₂－ｔ₁）：スイッチのＯＮ時間
　Ｔ_off（＝ｔ₃－ｔ₂）：スイッチのＯＦＦ時間
　Ｅ_i：入力電圧
　Ｅ_i ^*：入力電圧の平均値
　ｖ_Tr：トランジスタのオン時の電圧降下
　ｖ_D：ダイオードの電圧降下
　ｉ_L：リアクトル電流
　ｉ_L1：キャパシタからリアクトルに流れる電流
　ｉ_L2：負荷からリアクトルに流れる電流
　ｅ_o：出力電圧
　ｅ_c：キャパシタ電圧
　Ｒ：負荷抵抗
　ｒ_L：リアクトル抵抗
　ｒ_c：キャパシタ抵抗
　Ｃ：キャパシタ
　ＡＣ電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してＤＣ電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
　前記スイッチング電源の少なくとも出力電圧の検出値を入力し、当該スイッチング電源の力率を改善するように前記検出値に基づき前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング予測値を演算する第１制御部と、
　前記スイッチング電源の少なくとも入力電圧および前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算する第２制御部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　ＡＣ電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してＤＣ電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
　少なくとも前記電力変換回路の出力電圧の検出値を入力し、前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング基礎値を演算する第１制御部と、
　少なくとも前記電力変換回路の入力電圧および前記スイッチのターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間を前記スイッチのターンオンタイミング予測値として演算する第２制御部と、
　少なくとも前記ターンオフタイミング基礎値を入力し、当該ターンオフタイミング基礎値に対して力率改善のための補正量を加えた前記ターンオフタイミング予測値を演算する第３制御部と、
　前記第１制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第２制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、当該ターンオンタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　前記ターンオフタイミング基礎値は、比例制御量、微分制御量、積分制御量またはこれらの少なくとも２つを組み合わせた制御量であることを特徴とする請求項８に記載の電力変換回路の制御装置。
　前記第２制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする請求項８に記載の電力変換回路の制御装置。
　前記第２制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とすることを特徴とする請求項８に記載の電力変換回路の制御装置。
　前記第２制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチと、ダイオードとのオンまたはオフに応じた動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
　リアクトル電流のピーク値を求める第１微分方程式を立て、当該第１微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値を求めるとともに、
　前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第２微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第２微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻を求める、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換回路の制御装置。