JPWO2013039250A1 - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents
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Abstract
Description
DC/DCコンバータ91は、電源PSDC(直流の入力電圧Ei)と、トランジスタスイッチTrとリアクトルLとダイオードDとキャパシタCとからなる。
電源PSDCは、トランジスタスイッチTrの一方端子に接続され、トランジスタスイッチTrの他方端子は、リアクトルLの一方端子およびダイオードDのカソードに接続されている。リアクトルLの他方端子は接地されている。
ダイオードDのアノードは、キャパシタCの一方端子および負荷Rに接続されており、キャパシタCの他方端子は接地され、負荷Rの他方端子も接地されている。
図21(A)では、リアクトルLには、直列にリアクトル電流iLを測定するための抵抗(測定用抵抗)rLが設けられる。
制御回路921は、DC/DCコンバータ91の入力電圧(入力電圧Ei)と出力電圧eoとリアクトル電流iLとを入力して、電流臨界モードでの制御を行うことができる。
電流臨界モードは、リアクトル電流iLが鋸波形状(または概略鋸波形状)を呈し、最下点電流値がゼロ(またはゼロに近い値)となるような制御モードを意味している。
制御装置92は、リアクトルLの端子間電圧(リアクトル電圧vL)を測定する。そして、図21(B)に示す、ON期間(t1〜t2)中のリアクトル電流iLの傾きvL/L(=m1)と、OFF期間中のリアクトル電流iLの傾き(eo−vL)/L(=m2)とから、iL=0となる時刻(すなわち、ターンオンタイミング)を求めている。
これにより、上述した電流臨界モード制御を行うことができる。
図22(A)では、リアクトルLには測定用二次巻き線TLが設けられている。
制御装置94は、制御回路941とドライバ942を備えている。
制御回路941は、DC/DCコンバータ93の入力電圧(入力電圧Ei)と出力電圧eoとリアクトル電圧vLとを入力して、電流臨界モードでの制御を行うことができる。
図22(A)に示すように、リアクトル電圧vLが測定電圧vL′として測定され、制御回路941は、Ldi=−vLdtの関係式から、iL=0の時刻を求めている。
図23では、AC/DCコンバータ95の入力側には、交流電力を入力する整流回路RCDが備えられている。
制御装置96は、制御回路961とドライバ962を備えている。
制御回路961には、第3制御部(力率改善部)9611が含まれ、第3制御部9611が生成する制御量により、たとえばAC/DCコンバータ95の力率を改善しつつ、電流臨界モードで動作させることができる。
もちろん、図23のAC/DCコンバータ95でも同様の問題が生じる。
本発明の他の目的は、力率改善を行いつつ所定電流モードでの運転を可能とするAC/DC変換回路の制御装置を提供することである。
(1)
DC/DCコンバータを有する電力変換回路の制御装置であって、
少なくとも出力電圧の検出値を入力し、これらの検出値に基づきDC/DCコンバータのスイッチのターンオフタイミング予測値を演算し、当該演算結果をスイッチ駆動信号生成部に送出する第1制御部と、
少なくとも前記出力電圧および入力電圧の検出値を入力するとともに、前記第1制御部から前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記検出値および前記ターンオフタイミング予測値に基づき、前記DC/DCコンバータのリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算し、当該演算結果を前記スイッチ駆動信号生成部に送出する第2制御部と、
前記第1制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第2制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオンタイミングに達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
(1)の態様では、第1制御部は、入力電圧の他に、出力電流、入力電圧、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。また、第2制御部は、入力電圧および出力電圧の他に、出力電流、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。
前記第2制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前(たとえば、1スイッチング周期前)の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする(1)に記載の電力変換回路の制御装置。
前記第2制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とする(1)または(2)に記載の電力変換回路の制御装置。
前記第2制御部は、
前記DC/DCコンバータを構成する前記スイッチとダイオードとのオンまたはオフを表わす動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
前記リアクトル電流のピーク値を求める第1微分方程式を立て、当該第1微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値(電流臨界モードでのターンオフタイミング、すなわちオン時間)を求めるとともに、
前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第2微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第2微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻(電流臨界モードでのターンオンタイミング(ゼロクロス点)、すなわちオフ時間)を求める、
ことを特徴とする(1)から(3)の何れか1つに記載の電力変換回路の制御装置。
前記第2微分方程式が、前記スイッチがオフかつ前記ダイオードがオンである動作ステータスの等価回路から得られることを特徴とする(4)に記載の電力変換回路の制御装置。
電力変換回路が昇降圧型のときは、
第1微分方程式が、
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
に基づき作成されるとともに、
第2微分方程式が、
Toff=t3−t2
−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
に基づき作成され、
電力変換回路が降圧型のときは、
第1微分方程式が、
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL+eo
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
に基づき作成されるとともに、
第2微分方程式が、
Toff=t3−t2
−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
に基づき作成され、
電力変換回路が昇圧型のときは、
第1微分方程式が、
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
に基づき作成されるとともに、
第2微分方程式が、
Toff=t3−t2
Ei−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
に基づき作成されることを特徴とする(4)に記載の電力変換回路の制御装置。
ただし、
Ton(=t2−t1):スイッチのON時間
Toff(=t3−t2):スイッチのOFF時間
Ei:入力電圧
Ei *:入力電圧の平均値
vTr:トランジスタのオン時の電圧降下
vD:ダイオードの電圧降下
iL:リアクトル電流
iL1:キャパシタからリアクトルに流れる電流
iL2:負荷からリアクトルに流れる電流
eo:出力電圧
ec:キャパシタ電圧
R:負荷抵抗
rL:リアクトル抵抗
rc:キャパシタ抵抗
C:キャパシタ
AC電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してDC電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
前記スイッチング電源の少なくとも出力電圧の検出値を入力し、当該スイッチング電源の力率を改善するように前記検出値に基づき前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング予測値を演算する第1制御部と、
前記スイッチング電源の少なくとも入力電圧および前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算する第2制御部と、を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
(7)の態様では、第1制御部は、出力電圧の他に、出力電流、入力電圧、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。また、第2制御部は、入力電圧およびターンオフタイミング予測値の他に、出力電圧、出力電流、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。
AC電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してDC電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
少なくとも前記電力変換回路の出力電圧の検出値を入力し、前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング基礎値を演算する第1制御部と、
少なくとも前記電力変換回路の入力電圧および前記スイッチのターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間を前記スイッチのターンオンタイミング予測値として演算する第2制御部と、
少なくとも前記ターンオフタイミング基礎値を入力し、当該ターンオフタイミング基礎値に対して力率改善のための補正量を加えた前記ターンオフタイミング予測値を演算する第3制御部と、
前記第1制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第2制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、当該ターンオンタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
(8)の態様では、第1制御部は、出力電圧の他に、出力電流、入力電圧、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。
また、第2制御部は、入力電圧および出力電圧の他に、出力電流、出力電力、入力電流、スイッチを流れる電流、スイッチの端子間電圧、リアクトルを流れる電流、リアクトルの端子間電圧、負荷の値等を入力して制御量の生成に用いることができる。
なお、第3制御部は、ターンオフタイミング基礎値のほか、入力電圧の検出値、第2制御部からリアクトル電流ピーク値を入力し、これらに基づき、力率改善の補正量を加えたターンオフタイミング予測値を生成する。
第2制御部は、入力電圧の検出値およびターンオフタイミング予測値のほか、出力電圧を入力し、これらに基づき、電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算する。
また、第2制御部は、入力電圧の検出値およびターンオフタイミング予測値のほか、出力電圧の検出値を入力し、これらに基づき、電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算することができる。
前記ターンオフタイミング基礎値は、比例制御量、微分制御量、積分制御量またはこれらの少なくとも2つを組み合わせた制御量であることを特徴とする(8)に記載の電力変換回路の制御装置。
前記第2制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前(たとえば、第1スイッチング周期前)の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする(8)または(9)に記載の電力変換回路の制御装置。
前記第2制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とすることを特徴とする(8)から(10)の何れか1つに記載の電力変換回路の制御装置。
前記第2制御部は、DC/DCコンバータを構成するスイッチと、ダイオードとのオンまたはオフに応じた動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
リアクトル電流のピーク値を求める第1微分方程式を立て、当該第1微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値を求めるとともに、
前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第2微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第2微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻を求める、
ことを特徴とする(8)から(11)の何れか1つに記載の電力変換回路の制御装置。
したがって、リアクトル電流を測定するための抵抗や二次巻き線を用いていないので、無駄な電力を消費することはないし、回路の簡素化を図ることもできる。
図1(A)のDC/DCコンバータ1は、昇降圧型であり、電源PSDC(直流の入力電圧Ei)と、トランジスタスイッチTrと、リアクトルLと、ダイオードDと、キャパシタCとからなる。
制御回路21は第1制御部(ディジタルPID制御装置)211と、第2制御部(演算回路)212と、スイッチ駆動信号生成部(PWM信号発生器)213とからなる。
また、図5(A),(B)および図6は、トランジスタスイッチTrのオン・オフ状態の遷移およびリアクトルLを流れる電流(リアクトル電流iL)の変化を示す波形図である。
図1のDC/DCコンバータ1は、3つの動作モードI,II,IIIで動作することができる。
図5(B)に示す動作モードIIは「不連続モード」であり、このモードではリアクトル電流ILは、1スイッチング期間内のある期間はゼロを継続する。ゼロ継続時間を、所望の値にする技術は周知である。電流不連続モードIIでは,スイッチング周期は一定とする。
図6に示す動作モードIIIは「電流臨界モード」であり、このモードではリアクトル電流ILはゼロにはなるが、ゼロを継続することはない。
後述するが、図1(B)に示すように、第2制御部212はリアクトル電流のピーク値(ターンオフタイミング)を第1微分方程式により演算する(S110)。また、第2制御部212は、リアクトル電流のゼロ点(ボトム値)を第2微分方程式により演算する(S120)。これに基づき、トランジスタスイッチTrがオンされる。
DC/DCコンバータ1の出力電圧eoは、増幅回路23により増幅され、A/D変換器24によりディジタル信号(Neo)に変換された後に第1制御部211および第2制御部212に入力される。また、DC/DCコンバータ1の入力電圧Eiは、増幅回路25により増幅され、A/D変換器26によりディジタル信号(NEi)に変換された後に第2制御部212に入力される(図6の時刻t0参照)。
第1制御部211は、入力した検出値(ディジタル信号Neo)に基づきトランジスタスイッチTrのオン状態保持時間(オン時間信号NTon=t2−t1)を演算する。
この演算結果(オン時間信号NTon)は、スイッチ駆動信号生成部213に送出されるとともに、第2制御部212に送出される。
これとともに、ピーク値iL_pkを初期値としてリアクトル電流iLが予め設定した値になるまでの時間(オフ時間NToff=t3−t2)を演算し、この演算結果をスイッチ駆動信号生成部213に送出する。
図7(A)は、DC/DCコンバータ1の動作ステータスを示す図であり、トランジスタスイッチTrのON/OFF、ダイオードDのON/OFFの組み合わせにより、OS_1,OS_2,OS_3の3つの動作ステータスが定義されている。
動作モード(電流連続モード)Iでは、ステータスOS_1,OS_2でともにリアクトル電流iLがゼロとならずに動作する。
動作モード(電流不連続モード)IIでは、ステータスOS_1,OS_2でリアクトル電流iLはゼロとはならないが、ステータスOS_2ではゼロとなる。
動作モード(電流臨界モード)IIIでは、ステータスOS_1,OS_2でともにリアクトル電流iLはゼロを継続せずに瞬時ゼロとなる。
図8(A)は動作ステータスがOS_1のときのDC/DCコンバータ1の等価回路を示している。図8(B)は、動作ステータスがOS_1のときに、トランジスタスイッチTrのオン・オフ状態の遷移およびリアクトルLを流れる電流(リアクトル電流iL)の変化を示す波形図である。
図8(A)の等価回路から、以下の式が成立する。
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
ここで、Ton(=t2−t1)は、スイッチのON時間、Eiは入力電圧、Ei *は入力電圧の平均値、vTrはトランジスタのオン時の電圧降下、iLはリアクトル電流、eoは出力電圧、ecはキャパシタ電圧、Rは負荷抵抗、rLはリアクトル抵抗、rcはキャパシタ抵抗である。
iL(t)=Z1+Z2(t1)exp{−A1(t−t1)} ・・・(1)
ただし、
Z1=A3/A1,Z2(t1)=A2(t1)A3/A1
A1=r1/L,A2(t1)=iL(t1),A3=E1 */L
である。
(1)式から、t=t2となるリアクトル電流iLのピーク値iL_pkを求めることができる。
Toff=t3−t2
−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo ・・・(2)
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
が成立する。
iL(t)=Q1+[Q2(t)cos{B4(t−t2)
+Q3(t2)sin{B4(t−t2)}]exp{B3(t−t2)}・・・(3)
ただし、
B3=A1/2
B4=D1/2/2
D=A1 2−4A2
Q1=A3/A2,Q2(t2)=A5(t2)A3/A2,
Q3(t2)=A4(t2)/B4+{B3A5(t2)/B4}
×{(A1A3+A3B3)/A2B4}
A1=1/C(R+rc)+r2/L+Rrc/L(R+rc)
A2=1/LC×{(R+r2)/(R+rc)}
A3=ED/{LC×(R+rc)}
A4(t2)=(1/L){ED+eo(t2)}
+iL(t2)(L+rcCR)/LC(R+rc)
A5(t2)=iL(t2)=iL_pk
である。
(3)式から、iL=0となる時刻t(すなわち、電流臨界モードIIIでのターンオンタイミング(ゼロクロス点))を求めることができる。
図10は、DC/DCコンバータ3の動作ステータスがOS_1のときの動作説明図である。図10(A)はDC/DCコンバータ3の等価回路を示す図であり、図10(B)はトランジスタスイッチTrのオン・オフ状態の遷移およびリアクトル電流iLの変化を示す波形図である。
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL+eo
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
ここで、Ton(=t2−t1)は、スイッチのON時間、Eiは入力電圧、Ei *は入力電圧の平均値、vTrはトランジスタのオン時の電圧降下、iLはリアクトル電流、eoは出力電圧、ecはキャパシタ電圧、Rは負荷抵抗、rLはリアクトル抵抗、rcはキャパシタ抵抗である。これらから、微分方程式(本発明における第1微分方程式)が導出され、これを解くことでリアクトル電流のピーク値(電流臨界モードでのターンオフタイミング、すなわちオン時間)を求めることができる。
Toff=t3−t2
vD=L(diL/dt)+rLiL−eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
が成立する。
上記の関係式から微分方程式(本発明における第2微分方程式)をつくり、これを解くことで、リアクトル電流iLが前記所定の設定値となる時刻(電流臨界モードでのターンオンタイミング(ゼロクロス点)、すなわちオフ時間)を求めることができる。
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
ここで、Ton(=t2−t1)は、スイッチのON時間、Eiは入力電圧、Ei *は入力電圧の平均値、vTrはトランジスタのオン時の電圧降下、iLはリアクトル電流、eoは出力電圧、ecはキャパシタ電圧、Rは負荷抵抗、rLはリアクトル抵抗、rcはキャパシタ抵抗である。
上記の関係式から微分方程式(本発明における第1微分方程式)をつくり、これを解くことで、リアクトル電流iLのピーク値(電流臨界モードでのターンオフタイミング、すなわちオン時間)を求めることができる。
Toff=t3−t2
Ei−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
が成立する。
上記の関係式から微分方程式(本発明における第2微分方程式)をつくり、これを解くことで、リアクトル電流iLが前記所定の設定値となる時刻(電流臨界モードでのターンオンタイミング(ゼロクロス点)、すなわちオフ時間)を求めることができる。
ここでは、Ei=20[V],eo=5[V],L=20[μH],C=270[μF],R=10[Ω],fs=100[kHz]であり、A/D変換器の分解能を10bitsとしてある。
図14に示すように、本発明の制御装置によれば良好な電流臨界モード制御等のモード制御を行うことができる。
図15では、AC/DCコンバータ7Aは制御装置8Aにより制御される。
図15のAC/DCコンバータ7Aは、交流電力を入力する整流回路RCDと、整流回路RCDの整流出力を入力するコンバータ(トランジスタスイッチTr、リアクトルL、ダイオードDおよびキャパシタCからなる)とから構成されている。
リアクトルLの他方端子は接地されている。ダイオードDのアノードは、キャパシタCの一方端子および負荷Rに接続されており、キャパシタCの他方端子は接地されている。
制御回路81は第1制御部(ディジタルPID制御回路)811と、第2制御部(演算回路)812と、スイッチ駆動信号生成部(PWM信号発生器)813とからなる。
AC/DCコンバータ7Aの出力電圧eoは、増幅回路83により増幅され、A/D変換器84によりディジタル信号(Neo)に変換された後に第1制御部811および第2制御部812に入力される。また、整流回路RCDの出力電圧(スイチング電源の入力電圧Ei)は、増幅回路85により増幅され、A/D変換器86によりディジタル信号(NEi)に変換された後に第2制御部812に入力される。さらに、整流回路RCDの出力電流(スイチング電源の入力電流Ii)は、増幅回路87により増幅され、A/D変換器88によりディジタル信号(NIi)に変換された後に第2制御部812に入力される。
第1制御部811は、入力した出力電圧Eoの検出値(ディジタル信号Neo)と、スイッチング電源の入力電流Iiに基づき力率が改善されたPID制御量を演算し、これをターンオフタイミング予測値(オン状態保持時間NTon)として、スイッチ駆動信号生成部813に送出する。
これとともに、第2制御部812は、ピーク値iL_pkを初期値としてリアクトルLを流れる電流(リアクトル電流iL)が予め設定した値になるまでの時間(オフ時間NToff)を演算し、この演算結果をスイッチ駆動信号生成部813に送出する。
図17では、AC/DCコンバータ7Bのスイッチング電源は昇圧型コンバータの構成をなす。制御装置8Bの構成および作用は図15および図16の制御装置8Aと同じである。
図18では、AC/DCコンバータ7A′は制御装置8A′により制御される。
図18のAC/DCコンバータ7A′は、交流電力を入力する整流回路RCDと、整流回路RCDの整流出力を入力するコンバータ(トランジスタスイッチTr、リアクトルL、ダイオードDおよびキャパシタCからなる)とから構成されている。
リアクトルLの他方端子は接地されている。ダイオードDのアノードは、キャパシタCの一方端子および負荷Rに接続されており、キャパシタCの他方端子は接地されている。
制御回路81は第1制御部(ディジタルPID制御回路)811と、第2制御部(演算回路)812と、スイッチ駆動信号生成部(PWM信号発生器)813と、第3制御部814とからなる。
AC/DCコンバータ7A′の出力電圧eoは、増幅回路83により増幅され、A/D変換器84によりディジタル信号(Neo)に変換された後に第1制御部811および第2制御部812に入力される。また、AC/DCコンバータ7A′の入力電圧Eiは、増幅回路85により増幅され、A/D変換器86によりディジタル信号(NEi)に変換された後に第2制御部812および第3制御部814に入力される。
このターンオフタイミング基礎値は、第3制御部814に送出される。
第3制御部814は、入力電圧Eiの検出値(ディジタル信号NEi)と、ターンオフタイミング基礎値(NPID)と、第2制御部812から入力したリアクトル電流iLのピーク値iL_pk(前回またはそれより前のスイッチング周期における検出値を採用できる)とから、オン時間信号NTonを生成し、これをスイッチ駆動信号生成部813に送出するとともに、第2制御部812に送出する。
これとともに、第2制御部812は、ピーク値iL_pkを初期値としてリアクトルLを流れる電流(リアクトル電流iL)が予め設定した値になるまでの時間(オフ時間NToff)を演算し、この演算結果をスイッチ駆動信号生成部813に送出する。
(a) 第1制御部811は、NEoから、PDI制御量NPIDを計算する。
(b)第2制御部812は、前述の微分方程式(1)を立てて、ピーク値NiL_PKを計算する。
(c)第3制御部814は、以下の方程式によりオン時間NTon(ターンオフタイミング)を計算する。
NTon=NB+K(NiL_PK−NEi×NPID)
(d)第2制御部812は、第3制御部814からNTonの情報を受け取る。
また、第2制御部812は、NEi,NEoも取得している。
(e)第2制御部812は、ピーク値NiL_PKを初期値とする前述の微分方程式((3)式、すなわち本発明における第2微分方程式)を立てて、オフ時間NToff(ターンオンのタイミング)を計算する。
以上のように、制御装置8A′では、ターンオフのタイミングを調整することにより力率改善を行い、ターンオンのタイミングを調整することにより電流臨界モード制御を行っている。
図20では、AC/DCコンバータ7B′のスイッチング電源は昇圧型コンバータの構成をなす。制御装置8B′の構成および作用は図18および図19の制御装置8A′と同じである。
7,7A,7A′ AC/DCコンバータ
2,4,6,8,8B,8B′ 制御装置
21,41,61,81 制御回路
22,42,62,82 ドライバ
23,25,83,85 増幅回路
24,26,84,86 A/D変換器
211,411,611,811 第1制御部
212,412,612,812 第2制御部
213,413,613,813 スイッチ駆動信号生成部
814 第3制御部
Claims (12)
- DC/DCコンバータを有する電力変換回路の制御装置であって、
少なくとも出力電圧の検出値を入力し、これらの検出値に基づきDC/DCコンバータのスイッチのターンオフタイミング予測値を演算し、当該演算結果をスイッチ駆動信号生成部に送出する第1制御部と、
少なくとも前記出力電圧および入力電圧の検出値を入力するとともに、前記第1制御部から前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記検出値および前記ターンオフタイミング予測値に基づき、前記DC/DCコンバータのリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算し、当該演算結果を前記スイッチ駆動信号生成部に送出する第2制御部と、
前記第1制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第2制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、時刻が当該ターンオンタイミングに達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。 - 前記第2制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記第2制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記第2制御部は、
前記DC/DCコンバータを構成する前記スイッチとダイオードとのオンまたはオフを表わす動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
前記リアクトル電流のピーク値を求める第1微分方程式を立て、当該第1微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値を求めるとともに、
前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第2微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第2微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻を求める、
ことを特徴とする請求項1から3の何れか1つに記載の電力変換回路の制御装置。 - 前記第1微分方程式が、前記スイッチがオンかつ前記ダイオードがオフである動作ステータスの等価回路から得られ、
前記第2微分方程式が、前記スイッチがオフかつ前記ダイオードがオンである動作ステータスの等価回路から得られることを特徴とする請求項4に記載の電力変換回路の制御装置。 - 電力変換回路が昇降圧型のときは、
第1微分方程式が、
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
に基づき作成されるとともに、
第2微分方程式が、
Toff=t3−t2
−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
に基づき作成され、
電力変換回路が降圧型のときは、
第1微分方程式が、
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL+eo
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
に基づき作成されるとともに、
第2微分方程式が、
Toff=t3−t2
−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
に基づき作成され、
電力変換回路が昇圧型のときは、
第1微分方程式が、
Ton=t2−t1
Ei−vTr=L(diL/dt)+rLiL
eo=ec・R/(R+rc)
ec/(R+rc)=−C・(dec/dt)
Ei *=Ei−vTr
に基づき作成されるとともに、
第2微分方程式が、
Toff=t3−t2
Ei−vD=L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1=C・(dec/dt)
eo=ec+rciL1
eo=RiL2
iL=iL1+iL2
eo=ec・R/(R+rc)+iL・R・rc/(R+rc)
に基づき作成されることを特徴とする請求項4に記載の電力変換回路の制御装置。
ただし、
Ton(=t2−t1):スイッチのON時間
Toff(=t3−t2):スイッチのOFF時間
Ei:入力電圧
Ei *:入力電圧の平均値
vTr:トランジスタのオン時の電圧降下
vD:ダイオードの電圧降下
iL:リアクトル電流
iL1:キャパシタからリアクトルに流れる電流
iL2:負荷からリアクトルに流れる電流
eo:出力電圧
ec:キャパシタ電圧
R:負荷抵抗
rL:リアクトル抵抗
rc:キャパシタ抵抗
C:キャパシタ - AC電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してDC電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
前記スイッチング電源の少なくとも出力電圧の検出値を入力し、当該スイッチング電源の力率を改善するように前記検出値に基づき前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング予測値を演算する第1制御部と、
前記スイッチング電源の少なくとも入力電圧および前記ターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間をターンオンタイミング予測値として演算する第2制御部と、を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。 - AC電力を整流する整流回路と、当該整流回路により整流した電圧を入力してDC電圧に変換するスイッチング電源とからなる電力変換回路の制御装置であって、
少なくとも前記電力変換回路の出力電圧の検出値を入力し、前記スイッチング電源を構成するスイッチのターンオフタイミング基礎値を演算する第1制御部と、
少なくとも前記電力変換回路の入力電圧および前記スイッチのターンオフタイミング予測値を取得し、前記電力変換回路のリアクトル電流のピーク値を演算するとともに、当該ピーク値を初期値として前記リアクトル電流が所定の設定値に減少するまでの時間または当該時間に付加時間を加えた時間を前記スイッチのターンオンタイミング予測値として演算する第2制御部と、
少なくとも前記ターンオフタイミング基礎値を入力し、当該ターンオフタイミング基礎値に対して力率改善のための補正量を加えた前記ターンオフタイミング予測値を演算する第3制御部と、
前記第1制御部から前記ターンオフタイミング予測値を受け取り、当該ターンオフタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオフし、前記第2制御部から前記ターンオンタイミング予測値を受け取り、当該ターンオンタイミング予測値に達したときに前記スイッチをターンオンするスイッチ駆動信号生成部と、
を備えたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。 - 前記ターンオフタイミング基礎値は、比例制御量、微分制御量、積分制御量またはこれらの少なくとも2つを組み合わせた制御量であることを特徴とする請求項8に記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記第2制御部は、前記リアクトル電流のピーク値を演算するに際して、少なくとも直前の前記リアクトル電流のボトム値を初期値とすることを特徴とする請求項8に記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記第2制御部は、前記ターンオンタイミング予測値を演算するに際して、前記リアクトル電流についての前記所定の設定値をゼロとすることを特徴とすることを特徴とする請求項8に記載の電力変換回路の制御装置。
- 前記第2制御部は、DC/DCコンバータを構成するスイッチと、ダイオードとのオンまたはオフに応じた動作ステータスに応じた等価回路に基づき、
リアクトル電流のピーク値を求める第1微分方程式を立て、当該第1微分方程式を解くことで当該リアクトル電流のピーク値を求めるとともに、
前記リアクトル電流が所定値になるまでの時間を求める第2微分方程式を立て、前記ピーク電流の値を初期値として当該第2微分方程式を解くことで、当該リアクトル電流が前記所定の設定値となる時刻を求める、
ことを特徴とする請求項8に記載の電力変換回路の制御装置。
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