CN104221264B - 用于变流器电路的控制装置 - Google Patents

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Abstract

对于DC/DC转换电路，基于输出电压和输入电压计算电抗器电流的峰值，并使得能够以预定电流模式运行。对于AC/DC转换电路，使得能够改进功率系数并以预定电流模式运行。第一控制单元(211)输入输出电压(Eo)的检测值，计算DC/DC转换器(1)的开关(Tr)的关闭时机预计值，以及将该预计值发送到开关驱动信号生成单元(213)。第二控制单元(212)输入输出电压和输入电压的检测值，并且从第一控制单元(211)获取关闭时机预计值，基于所述关闭时机预计值计算DC/DC转换器(1)的电抗器电流的峰值，并且将该峰值作为初始值来计算电抗器电流降低到预定预设值为止的时间作为开启时机预计值。

Description

用于变流器电路的控制装置
技术领域
本发明涉及用于能够降低电能消耗的变流器电路的控制装置和用于能够改进功率系数的变流器电路的控制装置。特别地，本发明涉及用于执行DC/DC转换或AC/DC转换的变流器电路的控制装置；其中所述控制装置计算电抗器电流的峰值，将所述峰值作为初始值通过计算来预计电抗器电流变为预定值的时刻，并开启开关。
背景技术
图21(A)示出了升压和降压型的DC/DC转换器91，其以电流临界模式运行，并且还示出了控制装置92。
所述DC/DC转换器91包括电源PSDC(直流的输入电压Ei)、晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C。
电源PSDC的一端连接到所述晶体管开关Tr的一端，所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。电抗器L的另一端接地。
二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端。电容器C的另一端接地，并且所述负载R的另一端也接地。
在图21(A)中，用来测量电抗器电流iL的电阻(测量用电阻)rL与所述电抗器L串联连接。
所述控制装置92包括控制电路921和驱动器922。
所述控制电路921输入所述DC/DC转换器91的输入电压(输入电压Ei)和输出电压eo和电抗器电流iL，可执行电流临界模式中的控制。
所述电流临界模式是指，所述电抗器电流iL呈锯齿波形状(或与锯齿波形状相似的形状)、且所述电抗器电流iL的最低电流值是零(或几乎为零的值)。
所述控制装置92测量所述电抗器L的两端之间的电压(电抗器电压vL)。并且所述控制装置92基于vL/L(＝m1)和(eo-vL)/L(＝m2)计算iL变为零的时刻(即，开启时机)；其中“vL/L”是电抗器电流iL在ON(开启)期间(t1-t2)中的斜率，“(eo-vL)/L”是电抗器电流iL在OFF(关闭)期间中的斜率。
由此，可执行上述的通过电流临界模式的控制。
图22(A)示出了另一升压和降压型的DC/DC转换器93以及另一控制装置94。
在图22(A)中，电抗器L具有用于测量的次级线圈TL。
所述控制装置94包括控制电路941和驱动器942。
所述控制电路941输入所述DC/DC转换器93的输入电压(输入电压Ei)和输出电压eo和电抗器电压vL，可执行电流临界模式中的控制。
如图22(A)所示，电抗器电压vL被测量为测量电压vL′，控制电路941基于关系式“Ldi＝-vLdt”计算电抗器电流iL变为零的时刻。
图23示出了使用上述的检测电抗器电流的技术的AC/DC转换器(开关电源)95以及控制装置96。
在图23中，在AC/DC转换器95的输入侧包括用于输入交流电力的整流电路RCD。
所述控制装置96包括控制电路961和驱动器962。
所述控制电路961包括第三控制部(功率系数改进部)9611，通过所述第三控制部9611生成的控制量，例如能够改进AC/DC转换器95的功率系数并以电流临界模式运行。
现有技术文件
非专利文件
非专利文件1：Chia-An Yeh et al Proc.IEEEECCE,pp.1226-1231(2010)。
发明内容
本发明所解决的问题
然而，为了使图21(A)的DC/DC转换器91以电流临界模式运行，DC/DC转换器91必须包括用来测量电抗器电流iL的测定用电阻rL。从而，存在一个问题，即由测定用电阻rL引起的电能损耗增加。另外，为了使图22(A)的DC/DC转换器93以电流临界模式运行，DC/DC转换器93必须包括用来测量电抗器电流iL的次级线圈TL，从而装置变得复杂。
自然地，图23的AC/DC转换器95也会发生相同的问题。
此外，图21(A)的控制电路921、图22(A)的控制电路941、图23的控制电路961均使电抗器电流iL的斜率近似于直线，因此容易产生误差。
本发明的一个目标是提供基于输出电压和输入电压计算电抗器电流的峰值并能够以预定的电流模式运行的DC/DC转换电路的控制装置。
本发明的另一目标是提供能够以预定的电流模式运行并改进功率系数的AC/DC转换电路的控制装置。
解决问题的方案
本发明的要点如下。
(1)
一种具有DC/DC转换器的变流器电路的控制装置，其特征在于包括第一控制部、第二控制部和开关驱动信号生成部，
其中，所述第一控制部至少输入输出电压的检测值，基于所述检测值计算所述DC/DC转换器的开关的关闭时机预计值，并向开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述第二控制部至少输入所述输出电压以及输入电压的检测值，并从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值，基于所述检测值和所述关闭时机预计值计算所述DC/DC转换器的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值为止的时间或将该时间加上附加时间所得到的时间作为开启时机预计值，并向所述开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值并当时刻达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，从所述第二控制部接收所述开启时机预计值并当时刻达到所述开启时机预计值时开启所述开关。
在(1)的发明中，所述第一控制部除了能够输入输出电压以外，还能够输入输出电流、输入电压、输出电力、输入电流、流经开关的电流、开关两端之间的电压、流经电抗器的电流、电抗器两端之间的电压、负载的值等来使用于控制量的生成。另外，所述第二控制部除了能够输入输入电压、输出电压以外，还能够输入输出电流、输出电力、输入电流、流经开关的电流、开关两端之间的电压、流经电抗器的电流、电抗器两端之间的电压、负载的值等来使用于控制量的生成。
(2)
根据(1)所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述电抗器电流的所述峰值时，至少将刚好在其之前(例如，在一个开关周期之前)的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
(3)
根据(1)或(2)所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的所述预定预设值为零。
(4)
根据(1)-(3)中任一个所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部基于与表示构成所述DC/DC转换器的所述开关和二极管的开状态或关状态的运行状态相应的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值(电流临界模式中的关闭时机，即开时间)，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到预设值为止的时间的第二微分等式，并通过以所述峰电流的值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到所述预定预设值的时刻(电流临界模式中的开启时机(零交点)，即关时间)。
(5)
根据(4)所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第一微分等式是基于所述开关是“开状态”以及所述二极管是“关状态”的运行状态的等价电路作出的；
所述第二微分等式是基于所述开关是“关状态”以及所述二极管是“开状态”的运行状态的等价电路作出的。
(6)
根据(4)所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
当所述变流器电路是升压和降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2,
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo,
iL1＝C·(dec/dt),
eo＝ec+rciL1,
eo＝RiL2,
iL＝iL1+iL2,
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc),
当所述变流器电路是降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
当所述变流器电路是升压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
Ei-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
其中，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间
Toff(＝t3-t2)是所述开关的关时间
Ei是输入电压
Ei *是输入电压的平均值
vTr是所述晶体管的“开状态”时的电压降
vD是二极管的电压降
iL是电抗器电流
iL1是来自电容器的流过电抗器的电流
iL2是来自负载的流过电抗器的电流
eo是输出电压
ec是电容器电压
R是负载电阻
rL是电抗器电阻
rc是电容器电阻
C是电容器。
(7)
一种由对AC电力进行整流的整流电路和输入通过所述整流电路进行整流而得到的电压并将其转换成DC电压的开关电源构成的变流器电路的控制装置，其中所述变流器电路的控制装置的特征在于，包括第一控制部和第二控制部，
其中，所述第一控制部输入至少所述开关电源的输出电压的检测值，基于所述检测值计算构成所述开关电源的开关的关闭时机预计值，以改进所述开关电源的功率系数；
所述第二控制部接收至少所述开关电源的输入电压和所述关闭时机预计值，并计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值为止的时间或将该时间加上附加时间所得到的时间作为开启时机预计值。
在(7)的发明中，所述第一控制部除了能够输入输出电压以外，还能够输入输出电流、输入电压、输出电力、输入电流、流经开关的电流、开关两端之间的电压、流经电抗器的电流、电抗器两端之间的电压、负载的值等来使用于控制量的生成。另外，所述第二控制部除了能够输入输入电压、关闭时机预计值以外，还能够输入输出电压、输出电流、输出电力、输入电流、流经开关的电流、开关两端之间的电压、流经电抗器的电流、电抗器两端之间的电压、负载的值等来使用于控制量的生成。
(8)
一种由对AC电源进行整流的整流电路和输入通过所述整流电路进行整流而得到的电压并将其转换成DC电压的开关电源构成的变流器电路的控制装置，所述变流器电路的控制装置的特征在于，包括第一控制部、第二控制部、第三控制部和开关驱动信号生成部，
其中，所述第一控制部至少输入所述变流器电路的输出电压的检测值，并计算构成所述开关电源的开关的关闭时机基本值；
所述第二控制部至少接受所述变流器电路的输入电压和所述开关的关闭时机预计值，并计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值为止的时间或将该时间加上附加时间所得到的时间作为所述开关的开启时机预计值；
所述第三控制部至少输入所述关闭时机基本值，并计算将用于改善功率系数的修正量加到所述关闭时机基本值所得到的所述关闭时机预计值；以及
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值，当达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，从所述第二控制部接收所述开启时机预计值，当达到所述开启时机预计值时开启所述开关。
在(8)的发明中，所述第一控制部除了能够输入输出电压以外，还能够输入输出电流、输入电压、输出电力、输入电流、流经开关的电流、开关两端之间的电压、流经电抗器的电流、电抗器两端之间的电压、负载的值等来使用于控制量的生成。
另外，所述第二控制部除了能够输入输入电压、输出电压以外，还能够输入输出电流、输出电力、输入电流、流经开关的电流、开关两端之间的电压、流经电抗器的电流、电抗器两端之间的电压、负载的值等来使用于控制量的生成。
此外，所述第三控制部除了输入关闭时机基本值以外，还输入输入电压的检测值并输入来自所述第二控制部的电抗器电流峰值，基于这些电子量生成加上功率系数改进的修正量所得到的关闭时机预计值。
所述第二控制部除了输入输入电压的检测值、关闭时机预计值以外，还输入输出电压，基于这些电子量生成变流器电路的电抗器电流的峰值。
此外，所述第二控制部除了能够输入输入电压的检测值、关闭时机预计值以外，还能够输入输出电压的检测值，基于这些电子量生成变流器电路的电抗器电流的峰值。
(9)
根据(8)所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述关闭时机基本值是比例控制量、微分控制量、积分控制量或将其中至少两个组合在一起的控制量。
(10)
根据(8)或(9)所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述电抗器电流的峰值时，至少将刚好在其之前(例如，在第一开关周期之前)的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
(11)
根据(8)-(10)中任一个所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的所述预定预设值为零。
(12)
根据(8)-(11)中任一个所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部基于与表示构成DC/DC转换器的开关和二极管的开状态或关状态的运行状态相应的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到预设值为止的时间的第二微分等式，并通过以所述峰电流的值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到所述预定预设值的时刻。
发明的效果
在本发明的DC/DC转换器的控制装置中，基于输出电压和输入电压来检测电抗器电流的峰值，通过计算来预计电抗器电流从所述峰值达到预定值的时刻，并进行控制。
因而，不使用用来测量电抗器电流的电阻或次级线圈，因此不消耗无用电能，还能够谋求对所述电路进行简化。
另外，在本发明中，不采用现有方法、即为了求出电抗器电流的峰值而求出电抗器电流的斜率并进行直线近似。在本发明中，通过解开简单的微分等式(本发明的第一微分等式)来求出电抗器电流的峰值，能够进行通过计算来预计电抗器电流从所述峰值达到预定值的时刻的控制。因而，能够实现精度高的电流连续模式运行、电流临界模式运行。
在本发明的控制装置中，基于输出电压和输入电压来检测电抗器电流的峰值，能够基于电抗器电流的峰值来计算例如电抗器电流的平均值等，实质上能够进行电抗器电流控制。从而，可在不直接检测电抗器电流的情况下改进功率系数。
附图说明
图1(A)是示出了将本发明的控制装置应用到升压和降压型的DC/DC转换器的实施方式的图；图1(B)是示出了所述控制装置的运行的流程图；
图2是示出了将本发明的控制装置应用到降压型的DC/DC转换器的实施方式的图；
图3是示出了将本发明的控制装置应用到升压型的DC/DC转换器的实施方式的图；
图4是图1中所示出的DC/DC转换器的控制装置的具体解释图；
图5是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的图；图5(A)是当图1的DC/DC转换器以电流连续模式运行时的波形图；图5(B)是当图1的DC/DC转换器以电流不连续模式运行时的波形图；
图6是示出了当图1的DC/DC转换器以电流临界模式运行时的、晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图7(A)是示出了DC/DC转换器的运行状态的图；图7(B)是运行模式的解释图；
图8是当升压和降压型的DC/DC转换器的运行状态是OS_1时的运行解释图；图8(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；图8(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图9是当升压和降压型的DC/DC转换器的运行状态是OS_2时的运行解释图；图9(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；图9(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图10是当降压型的DC/DC转换器的运行状态是OS_1时的运行解释图；图10(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；图10(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图11是当降压型的DC/DC转换器的运行状态是OS_2时的运行解释图；图11(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；图11(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图12是当升压型的DC/DC转换器的运行状态是OS_1时的运行解释图；图12(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；图12(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图13是当升压型的DC/DC转换器的运行状态是OS_2时的运行解释图；图13(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；图13(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图14是示出了当由本发明的控制装置以电流临界模式控制升压和降压型的DC/DC转换器时的模拟示例的图；
图15是示出了本发明的控制装置(AC/DC转换器的控制装置)的一种实施方式的图；
图16是图15中示出的AC/DC转换器的控制装置的具体解释图；
图17是示出了本发明的控制装置(AC/DC转换器的控制装置)的另一实施方式的图；
图18是示出了本发明的包括第三控制部的控制装置(AC/DC转换器的控制装置)的一种实施方式的图；
图19是图18中示出的AC/DC转换器的控制装置的具体解释图；
图20是示出了本发明的包括第三控制部的控制装置(AC/DC转换器的控制装置)的另一实施方式的图；
图21是现有技术解释图；图21(A)是示出了升压和降压型的DC/DC转换器和通过检测电抗器电流来执行零点控制的控制装置的图；图21(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图22是现有技术解释图；图22(A)是示出了升压和降压型的DC/DC转换器和通过检测电抗器电压来执行零点控制的控制装置的图；图22(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；以及
图23是示出了包括第三控制部的现有的升压和降压型的变流器电路(AC/DC转换器)的图。
具体实施方式
图1(A)示出了本发明的控制装置的一种实施方式，并且DC/DC转换器1由控制装置2来控制。
图1(A)的DC/DC转换器1是升压和降压型的，且DC/DC转换器1由电源PSDC(直流的输入电压Ei)、晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C组成。
电源PSDC的一端连接到所述晶体管开关Tr的一端，以及所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。电抗器L的另一端接地。二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端，电容器C的另一端接地，所述负载R的另一端也接地。
在图1(A)中，控制装置2包括控制电路21和驱动器22。
控制电路21包括第一控制部(数字PID控制装置)211、第二控制部(计算电路)212和开关驱动信号生成部(PWM信号生成器)213。
图4是图1中示出的控制装置2的解释图。
图5(A)、(B)和图6是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)的改变的波形图。
图1的DC/DC转换器1能够以三种运行模式I、II和III运行。
图5(A)中示出的运行模式I是“连续模式”，在该模式中，电抗器电流iL不变成零。在该运行模式I中，控制电抗器电流iL以使得谷值保持为正值。
图5(B)中示出的运行模式II是“不连续模式”，在该模式中，在一个开关周期中的某个期间，电抗器电流iL持续为零。将持续为零的时间控制为期望值的技术是公知的。在电流不连续模式II中，开关周期是常量。
图6中示出的运行模式III是“电流临界模式”，在该模式中，电抗器电流iL虽然会变成零，但不会持续为零。
如后所述，如图1(B)所示，第二控制部212通过第一微分等式计算电抗器电流的峰值(关闭时机)(S 110)。另外，第二控制部212通过第二微分等式计算电抗器电流的零点(谷值)(S 120)。基于该谷值来开启晶体管开关Tr。
下面，参照图4、图5(A)、(B)和图6来说明图1的DC/DC转换器1的运行。
通过放大电路23来放大DC/DC转换器1的输出电压eo，通过A/D转换器24来将放大的输出电压eo转换成数字信号(Neo)，然后，将所述数字信号(Neo)输入到第一控制部211和第二控制部212。另外，通过放大电路25来放大DC/DC转换器1的输入电压Ei，通过A/D转换器26来将放大的输入电压Ei转换成数字信号(NEi)，然后，将所述数字信号NEi输入到第二控制部212(参考图6的时刻t0)。
所述第一控制部211基于所输入的检测值(数字信号Neo)计算晶体管开关Tr的“开状态保持时间”(开时间信号NTon＝t2-t1)。
该计算结果(开时间信号NTon)被发送到所述开关驱动信号生成部213和所述第二控制部212。
所述第二控制部212基于所输入的检测值(数字信号NEi)和从第一控制部211接收的“开状态保持时间”(开时间信号NTon)计算流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)的峰值iL_pk。
与此同时，所述第二控制部212将峰值iL_pk作为初始值计算电抗器电流iL变为预定值为止的时间(关时间NToff＝t3-t2)，将所述计算结果发送到所述开关驱动信号生成部213。
所述开关驱动信号生成部213生成基于从所述第一控制部211接收的开时间信号NTon的时机的PWM信号，将该PWM信号发送到驱动器22。另外，所述开关驱动信号生成部213生成基于从所述第二控制部212接收的关时间NToff的时机的PWM信号，将该PWM信号发送到驱动器22。
然后，描述用来在所述第二控制部211中计算峰值iL_pk的处理以及用来在所述第二控制部211中计算关时间NToff的处理。
图7(A)是示出了所述DC/DC转换器1的运行状态的图，在图7(A)中，通过晶体管开关Tr的ON/OFF和二极管D的ON/OFF的组合来定义了OS_1、OS_2和OS_3这三种运行状态。
图7(B)是示出了运行模式和运行状态之间的关联的图。
在运行模式(电流连续模式)I中，状态是OS_1或OS_2，在这些状态中，均以电抗器电流iL不变成零的方式运行。
在运行模式(电流不连续模式)II中，状态是OS_1、OS_2或OS_3，在状态OS_1或OS_2中，电抗器电流iL不变成零，但是，在状态OS_3中，电抗器电流iL变成零。
在运行模式(电流临界模式)III中，状态是OS_1或OS_2，在这些状态中，电抗器电流iL不持续为零，在某瞬间变成零。
下文描述计算成为运行模式(电流临界模式)III的条件的情况。
图8(A)示出了运行状态是OS_1时所述DC/DC转换器1的等价电路。图8(B)是示出了运行状态是OS_1时晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)的改变的波形图。
基于图8(A)的等价电路，以下公式成立。
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
这里，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间
Ei是输入电压，
Ei *是输入电压的平均值，
vTr是所述晶体管开启时的电压降，
iL是电抗器电流，
eo是输出电压，
ec是电容器电压，
R是负载电阻，
rL是电抗器电阻以及
rc是电容器电阻。
基于这些公式导出公式(1)(本发明的第一微分等式)。
iL(t)＝Z1+Z2(t1)exp{-A1(t-t1)}...(1)
这里，
Z1＝A3/A1,Z2(t1)＝A2(t1)A3/A1
A1＝r1/L,A2(t1)＝iL(t1),A3＝E1 */L
能够基于公式(1)计算t＝t2的电抗器电流iL的峰值iL_pk。
图9(A)示出了运行状态是OS_2时所述DC/DC转换器1的等价电路。图9(B)是示出了运行状态是OS_2时晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)的改变的波形图。
基于图9(A)的等价电路，公式(2)成立。
Toff＝t3-t2
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo…(2)
以下公式成立。
iL1＝C·(dec/dt)
eo＝ec+rciL1
eo＝RiL2
iL＝iL1+iL2
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)
基于这些公式导出公式(3)(本发明中的第二微分等式)。
iL(t)＝Q1+[Q2(t)cos{B4(t-t2)+Q3(t2)sin{B4(t-t2)}]exp{B3(t-t2)}…(3)
这里，
B3＝A1/2
B4＝D1/2/2
D＝A1 2-4A2
Q1＝A3/A2,Q2(t2)＝A5(t2)A3/A2,
Q3(t2)＝A4(t2)/B4+{B3A5(t2)/B4}×{(A1A3+A3B3)/A2B4}
A1＝1/C(R+rc)+r2/L+Rrc/L(R+rc)
A2＝1/LC×{(R+r2)/(R+rc)}
A3＝ED/{LC×(R+rc)}
A4(t2)＝(1/L){ED+eo(t2)}+iL(t2)(L+rcCR)/LC(R+rc)
A5(t2)＝iL(t2)＝iL_pk
能够基于公式(3)计算iL变成零的时刻t(即，电流临界模式III中的开启时机(零交点))。
关于图2所示的降压型的DC/DC转换器3(控制装置4)，也与上文同样地，基于等价电路作出微分等式(本发明中的第一微分等式和第二微分等式)，通过解开这些微分等式来能够计算电抗器电流iL的峰值和零交点等。
图10是当DC/DC转换器3的运行状态是OS_1时的运行解释图。图10(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图，图10(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
在计算成为运行模式(电流临界模式)III的条件的情况下，基于图10(A)的等价电路，以下公式成立。
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
这里，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间，
Ei是输入电压，
Ei *是输入电压的平均值，
vTr是所述晶体管开启时的电压降，
iL是电抗器电流，
eo是输出电压，
ec是电容器电压，
R是负载电阻，
rL是电抗器电阻，
rc是电容器电阻。
基于这些公式导出微分等式(本发明的第一微分等式)。通过解开这些微分等式来能够计算电抗器电流的峰值(电流临界模式中的关闭时机、即“开时间”)。
图11是当DC/DC转换器3的运行状态是OS_2时的运行解释图。图11(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图，图11(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
在计算成为运行模式(电流临界模式)III的条件的情况下，基于图11(A)的等价电路，以下公式成立。
Toff＝t3-t2
vD＝L(diL/dt)+rLiL-eo
iL1＝C·(dec/dt)
eo＝ec+rciL1
eo＝RiL2
iL＝iL1+iL2
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)
基于所述关系式作出微分等式(本发明的第二微分等式)，通过解开这些微分等式来能够计算电抗器电流iL变为所述预定预设值的时刻(电流临界模式中的开启时机(“零交点”)，即关时间)。
关于图3所示的升压型的DC/DC转换器5(控制装置6)，也与上文同样地，基于各等价电路作出第一微分等式和第二微分等式，通过解开这些微分等式来能够计算电抗器电流iL的峰值和零交点等。
图12是DC/DC转换器3的运行状态是OS_1时的运行解释图。图12(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图，图12(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
在计算成为运行模式(电流临界模式)III的条件的情况下，基于图12(A)的等价电路，以下关系式成立。
Ton＝t2-t1
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL
eo＝ec·R/(R+rc)
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)
Ei *＝Ei-vTr
这里，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间,
Ei是输入电压，
Ei *是输入电压的平均值，
vTr是所述晶体管开启时的电压降，
iL是电抗器电流，
eo是输出电压，
ec是电容器电压，
R是负载电阻，
rL是电抗器电阻，
rc是电容器电阻。
基于所述关系式作出微分等式(本发明的第一微分等式)，通过解开这些微分等式来能够计算电抗器电流iL的峰值(电流临界模式中的关闭时机、即开时间)。
另外，图13是当DC/DC转换器3的运行状态是OS_2时的运行解释图。图13(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图，图13(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
在计算成为运行模式(电流临界模式)III的条件的情况下，基于图13(A)的等价电路，以下公式成立。
Toff＝t3-t2
Ei-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1＝C·(dec/dt)
eo＝ec+rciL1
eo＝RiL2
iL＝iL1+iL2
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)
基于所述关系式作出微分等式(本发明的第二微分等式)，通过解开这些微分等式来能够计算电抗器电流iL变为所述预定预设值的时刻(电流临界模式中的开启时机(零交点)、即关时间)。
图14是当由图1的控制装置2以电流临界模式控制图1所示的升压和降压型的DC/DC转换器1时的模拟示例的图。
这里，
Ei＝20[伏]，
eo＝5[伏]，
L＝20[微亨]，
C＝270[微法]，
R＝10[欧]，
fs＝100[千赫]，
A/D转换器的分辨率是10比特。
如图14中所示，根据本发明的控制装置，能够执行良好的电流临界模式控制等模式控制。
图15是示出了本发明的变流器电路(AC/DC转换器)的控制装置的实施方式的图。
在图15中，AC/DC转换器7A由控制装置8A控制。
图15的AC/DC转换器7A包括输入交流电力的整流电路RCD和输入整流电路RCD的整流输出的转换器，所述转换器包括晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C。
整流电路RCD连接到所述晶体管开关Tr的一端，所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。
电抗器L的另一端接地。二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端，电容器C的另一端接地。
AC/DC转换器7的输出端(用OUT表示输出)能够连接到图1中所示的DC/DC转换器1的输入端(未示出)，AC/DC转换器7的输出端(用OUT表示输出)能够连接到图2中所示的DC/DC转换器3的输入端(未示出)，AC/DC转换器7的输出端(用OUT表示输出)能够连接到图3中所示的DC/DC转换器5的输入端(未示出)。另外，AC/DC转换器7的输出端还能够连接到负载R(未示出)。
控制装置8A包括控制电路81和驱动器82。
控制电路81包括第一控制部(数字PID控制电路)811、第二控制部(计算电路)812和开关驱动信号生成部(PWM信号生成器)813。
图16是图15中示出的控制装置8A的具体解释图。
AC/DC转换器7A的输出电压eo通过放大电路83被放大，通过A/D转换器84来将放大的输出电压eo转换成数字信号(Neo)，然后，将数字信号(Neo)输入到第一控制部811和第二控制部812。另外，通过放大电路85来放大整流电路RCD的输出电压(开关电源的输入电压Ei)，通过A/D转换器86来将放大的输入电压Ei转换成数字信号(NEi)，然后，将所述数字信号(NEi)输入到第二控制部812。并且，通过放大电路87来放大整流电路RCD的输出电流(开关电源的输入电流Ii)，通过A/D转换器88来将放大的输入电流Ii转换成数字信号(NIi)，然后，将所述数字信号(NIi)输入到第二控制部812。
第一控制部811基于所输入的输出电压Eo的检测值(数字信号Neo)和开关电源的输入电流Ii计算改进了功率系数的PID控制量，计算值被作为关闭时机预计值(开状态保持时间NTon)发送到开关驱动信号生成部813。
第二控制部812基于输入电压Ei的检测值(数字信号NEi)和从第一控制部811接收的开状态保持时间(NTon)计算电抗器电流iL的峰值iL_pk。
与此同时，第二控制部812将峰值iL_pk作为初始值计算流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)变成预定值为止的时间(关时间NToff)，将所述计算结果发送到开关驱动信号生成部813。
图17是示出了本发明的变流器电路(AC/DC转换器)的控制装置的另一实施方式的图。
在图17中，AC/DC转换器7B的开关电源形成升压型转换器的结构。控制装置8B的结构和作用与图15和图16中的控制装置8A的结构和作用类似。
图18是示出了本发明的变流器电路(包括第三控制部的AC/DC转换器)的控制装置的实施方式的图。
在图18中，AC/DC转换器7A′由控制装置8A′控制。
图18的AC/DC转换器7A′包括输入交流电力的整流电路RCD和输入整流电路RCD的整流输出的转换器，所述转换器包括晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C。
整流电路RCD连接到所述晶体管开关Tr的一端，所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。
电抗器L的另一端接地。二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端，电容器C的另一端接地。
AC/DC转换器7的输出端(用OUT表示输出)能够连接到图1中所示的DC/DC转换器1的输入端(未示出)，AC/DC转换器7的输出端(用OUT表示输出)能够连接到图2中所示的DC/DC转换器3的输入端(未示出)，AC/DC转换器7的输出端(用OUT表示输出)能够连接到图3中所示的DC/DC转换器5的输入端(未示出)。另外，AC/DC转换器7的输出端还能够连接到负载R(未示出)。
控制装置8A′包括控制电路81和驱动器82。
控制电路81包括第一控制部(数字PID控制电路)811、第二控制部(计算电路)812和开关驱动信号生成部(PWM信号生成器)813和第三控制部814。
图19是图18中示出的控制装置8A′的具体解释图。
AC/DC转换器7A′的输出电压eo通过放大电路83被放大，通过A/D转换器84来将放大的输出电压eo转换成数字信号(Neo)，然后，将数字信号(Neo)输入到第一控制部811和第二控制部812。另外，通过放大电路85来放大AC/DC转换器7A′的输入电压Ei，通过A/D转换器86来将放大的输入电压Ei转换成数字信号(NEi)，然后，将所述数字信号(NEi)输入到第二控制部812和第三控制部814。
第一控制部811基于所输入的检测值(数字信号Neo)将PID控制量计算为关闭时机基本值(NPID)。
该关闭时机基本值被发送到第三控制部814。
第三控制部814基于输入电压Ei的检测值(数字信号NEi)、关闭时机基本值(NPID)、从第二控制部812输入的电抗器电流iL的峰值iL_pk(可采用上次或其之前的开关周期中的检测值)生成开时间信号NTon，第三控制部814将开时间信号NTon发送到开关驱动信号生成部813和第二控制部812。
第二控制部812基于输入电压Ei的检测值(数字信号NEi)和从第三控制部814接收的开状态保持时间(开时间信号NTon)计算电抗器电流iL的峰值iL_pk。
与此同时，所述第二控制部812将峰值iL_pk作为初始值计算流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)变成预定值为止的时间(关时间NToff)，将所述计算结果发送到开关驱动信号生成部813。
所述开关驱动信号生成部813生成基于从所述第三控制部814接收的开时间信号NTon的时机的PWM信号，将该PWM信号发送到驱动器82。另外，所述开关驱动信号生成部813生成基于从所述第二控制部812接收的关时间NToff的时机的PWM信号，将该PWM信号发送到驱动器82。
以下示出由控制装置8A′导出关闭时机的过程。
(a)
所述第一控制部811基于NEo计算PDI控制量NPID。
(b)
所述第二控制部812作出上述微分等式(1)计算峰值NiL_PK。
(c)
所述第三控制部814使用下式计算开时间NTon(关闭时机)。
NTon＝NB+K(NiL_PK-NEi×NPID)
以下示出由控制装置8A′导出开启时机的过程。
(d)
所述第二控制部812从所述第三控制部814接收NTon的信息。
另外，所述第二控制部812还接收NEi、NEo。
(e)
所述第二控制部812通过作出上述以峰值NiL_PK为初始值的微分等式(公式(3)，即本发明中的第二微分等式)计算关时间NToff(开启时机)。
如上，在控制装置8A′中，通过调整关闭时机来执行功率系数改进，通过调整开启时机来执行电流临界模式控制。
图20是示出了本发明的变流器电路(第三控制部AC/DC转换器)的控制装置的另一实施方式的图。
在图20中，AC/DC转换器7B′的开关电源形成升压型转换器的结构。控制装置8B′的结构和作用与图18和图19中的控制装置8A′的结构和作用类似。
参考符号标记
1,3,5：DC/DC转换器
7,7A,7A′：AC/DC转换器
2,4,6,8,8B,8B′：控制装置
21,41,61,81：控制电路
22,42,62,82：驱动器
23,25,83,85：放大电路
24,26,84,86：A/D转换器
211,411,611,811：第一控制部
212,412,612,812：第二控制部
213,413,613,813：开关驱动信号生成部
814：第三控制部。

Claims (10)

1.一种变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置为具有DC/DC转换器的变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置的特征在于，包括第一控制部、第二控制部和开关驱动信号生成部，其中，
所述第一控制部至少输入输出电压的检测值，基于所述检测值计算所述DC/DC转换器的开关的关闭时机预计值，并向开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述第二控制部至少输入所述输出电压以及输入电压的检测值，并从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值，基于所述检测值和所述关闭时机预计值计算所述DC/DC转换器的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时刻或将该时刻加上附加时间所得到的时刻作为开启时机预计值，并向所述开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值并当时刻达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，从所述第二控制部接收所述开启时机预计值并当时刻达到所述开启时机预计值时开启所述开关，
所述第二控制部基于与表示构成所述DC/DC转换器的所述开关和二极管的开状态或关状态的运行状态相应的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到所述预定预设值为止的时间的第二微分等式，并通过以所述峰值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到所述预定预设值的时刻。
2.根据权利要求1所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述电抗器电流的峰值时，至少将刚好在其之前的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
3.根据权利要求1或2所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的所述预定预设值为零。
4.根据权利要求1所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第一微分等式是基于所述开关是“开状态”以及所述二极管是“关状态”的运行状态的等价电路作出的；
所述第二微分等式是基于所述开关是“关状态”以及所述二极管是“开状态”的运行状态的等价电路作出的。
5.根据权利要求1所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
当所述变流器电路是升压和降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2,
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
当所述变流器电路是降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
当所述变流器电路是升压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
Ei-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
其中，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间
Toff(＝t3-t2)是所述开关的关时间
Ei是输入电压
Ei *是输入电压的平均值
vTr是所述DC/DC转换器的晶体管的“开状态”时的电压降
vD是二极管的电压降
iL是电抗器电流
iL1是来自所述DC/DC转换器的电容器的流过所述DC/DC转换器的电抗器的电流
iL2是来自负载的流过电抗器的电流
eo是输出电压
ec是电容器电压
R是负载电阻
rL是电抗器电阻
rc是电容器电阻
C是电容器。
6.一种变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置为由对AC电力进行整流的整流电路和输入通过所述整流电路进行整流而得到的电压并将其转换成DC电压的开关电源构成的变流器电路的控制装置，所述变流器电路的控制装置的特征在于，包括第一控制部和第二控制部，
其中，所述第一控制部输入至少所述开关电源的输出电压的检测值，基于所述检测值计算构成所述开关电源的开关的关闭时机预计值，以改进所述开关电源的功率系数；
所述第二控制部接收至少所述开关电源的输入电压和所述关闭时机预计值，并基于所述输入电压和所述关闭时机预计值计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时刻或将该时刻加上附加时间所得到的时刻作为开启时机预计值，
所述第二控制部基于与表示构成所述开关电源的开关和二极管的开状态或关状态的运行状态相应的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到所述预定预设值为止的时间的第二微分等式，并通过以所述峰值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到所述预定预设值的时刻。
7.一种变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置为由对AC电力进行整流的整流电路和输入通过所述整流电路进行整流而得到的电压并将其转换成DC电压的开关电源构成的变流器电路的控制装置，所述变流器电路的控制装置的特征在于，包括第一控制部、第二控制部、第三控制部和开关驱动信号生成部，
其中，所述第一控制部至少输入所述变流器电路的输出电压的检测值，并计算构成所述开关电源的开关的关闭时机基本值；
所述第二控制部至少接受所述变流器电路的输入电压和所述开关的关闭时机预计值，并基于所述输入电压和所述关闭时机预计值计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时刻或将该时刻加上附加时间所得到的时刻作为所述开关的开启时机预计值；
所述第三控制部至少输入所述关闭时机基本值，并计算将用于改善功率系数的修正量加到所述关闭时机基本值所得到的所述关闭时机预计值；
所述开关驱动信号生成部从所述第三控制部接收所述关闭时机预计值，当达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，从所述第二控制部接收所述开启时机预计值，当达到所述开启时机预计值时开启所述开关，
所述第二控制部基于与表示构成所述开关电源的开关和二极管的开状态或关状态的运行状态相应的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到所述预定预设值为止的时间的第二微分等式，并通过以所述峰值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到所述预定预设值的时刻。
8.根据权利要求7所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述关闭时机基本值是比例控制量、微分控制量、积分控制量或将其中至少两个组合在一起的控制量。
9.根据权利要求7所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述电抗器电流的峰值时，至少将刚好在其之前的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
10.根据权利要求7所述的变流器电路的控制装置，其特征在于，
所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的所述预定预设值为零。
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