CN109687735A - 一种高精度宽范围的隔离型直流电源 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高精度宽范围的隔离型直流电源。该电源包括三相电网经主电路连接负载，控制器连接主电路，主电路为混合拓扑主电路，由三相滤波电路、三相交流—直流变换器，单相直流—交流变换器连接一个单相交流—直流变换器构成；控制器为可编程高精度宽范围控制器，由一个主控单元连接一个驱动电路a、一个驱动电路b，并经一个A/D转换模块连接一个电压传感器、一个电流传感器构成；所述电压传感器和电流传感器；主控单元根据采集到的电压、电流信号及控制要求产生PWM波。本发明采用基于电流源型变换器的新型混合变换器拓扑结构可以避免由于受到增益比的限制电压很难宽范围精确调节的问题，特别是低压和小电流时电流源型变换器精度都较电压源型高。

Description

一种高精度宽范围的隔离型直流电源
技术领域
本发明涉及一种高精度宽范围的隔离型直流电源。
背景技术
直流电源和负载装置是一种实现能源转化与多样化应用的核心装置，广泛应用于各行各业，从电源适配器、开关稳压电源到直流输配电系统都无处不在。随着电力电子与控制技术的飞速发展，高性能直流电源除了可以作为直流系统的电源、通讯基站电源、实验测试电源等通用电源使用外，还可以作为光伏模拟电源使用。
传统的电压源性PWM变换器作为可控整流器时，由于直流侧的最低输出电压也需要接近交流侧的峰值电压，因此在宽范围输出时不能仅采用单级AC/DC使用，而是常采用AC/DC/DC双级拓扑，但如前所述由于直流母线电压过高，在直流侧负载要求输出电压和电流比较小时，由于电压源型变换器控制死区的存在和DC/DC最优增益比与稳定增益比要求限制，基本不能做到低压小电流的高精度控制。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺陷，提供了一种高精度宽范围的隔离型直流电源。该电源的主电路采用电流源型AC-DC变换器、电流与电压源型混合的DC-DC变换器相结合的新型混合拓扑结构，可以实现电流与电压的宽范围调节以及电网端与负载端的电气隔离；控制电路采用前馈与滑模控制等控制方法产生PWM波，控制主电路中三相整流桥中电力电子器件开关信号，实现输出电流与电压信号与输入信号的精准跟随。
为达到上述目的，本发明的构思是：
本发明涉及的一种高精度宽范围的隔离型直流电源，该系统如图1所示。该系统主电路包括①三相电流源型变换器、②电流源型变换器、③高频变压器、④电压源型变换器和⑤滤波器。所述三相电流源型变换器采集电网侧工频交流电信号整流成直流信号；所述电流源型变换器将采集到的直流信号转成交流方波信号，输送给变压器；所述高频变压器用于使电网端与负载端实现电气隔离，否则可能会造成线路短路，此外，使用变压器也便于使用时的并联扩容；所述电压源型变换器采用单相全桥式二极管整流方式将变压器得到的交流方波信号转换成直流信号，经滤波后输送给负载。
当电源工作时，控制电路生成三相桥电力电子器件的PWM开关信号，主电路三相整流桥将电网三相电整流成单相直流电，经电感滤波后，信号传输至逆变桥，产生正负电信号时间各占50％的交流方波；通过高频变压器，调节电流电压幅值，使其满足负载需要；而后再经过整流桥得到所需的直流电信号，最后经过滤波，将电信号传输给负载进行供电。
所述的电流源型三相桥为六个电力电子开关及电感、电容组成的三相全桥电路。
所述的电流源型变换器为四个电力电子开关组成的逆变桥电路。
所述的高频变压器为高频隔离变压器。
所述的电压源型变换器为四个单向二极管组成的单相全桥电路。
所述的滤波器为电感、电容、电阻组成的RLC串联滤波电路。
其中：主电路可以等效成BUCK电路，交流电压根据三相电流型变换器开关管的PWM动作矢量合成与直流电源Vs等效；负载侧与直流电容等效；S与三相电流型变换器的6个有效开关矢量状态形成等价关系。D一部分作为与三相电流源型变换器的6个开关形成三个零状态等价关系，即同一桥臂上下管同时导通，也可以看作为主电路D17与S17续流通路形成的等价关系。因此，混合拓扑可以如Buck电路一样对直流电感电流iL进行控制。
根据上述发明构思，本发明采用下述技术方案：
一种高精度宽范围的隔离型直流电源包括三相电网经主电路连接负载，控制器连接主电路，其特征在于：所述主电路为混合拓扑主电路，由三相滤波电路、一个三相交流—直流变换器，一个单相直流—交流变换器连接一个单相交流—直流变换器构成；所述控制器为可编程高精度宽范围控制器，由一个主控单元连接一个驱动电路a、一个驱动电路b，并经一个A/D转换模块连接一个电压传感器、一个电流传感器构成；所述主控单元采用DSP芯片TMS320F28335，所述驱动电路a连接三相交流—变换器，所述驱动电路b连接单相直流—交流变换器，所述电压传感器和电流传感器，采集电流源型三相桥中交流母线的两相电压信号及输出直流母线的电压与电流信号；所述A/D转换模块采用LTC1403串行模数转换器，将电压与电流模拟信号转换成数字信号，串行输送至主控单元；主控单元根据采集到的电压、电流信号及控制要求产生PWM波，通过驱动电路用以控制三相整流桥上开关管的通断。
本发明采用基于电流源型变换器的新型混合变换器拓扑结构来代替常用的电压源型AC-DC和DC-DC双级变换器拓扑；基于等效BUCK电路模型和滑模控制，采用电压空间矢量代替电流空间矢量的新型低谐波PWM逻辑，实现对混合拓扑的多模式控制。
与现有技术相比，本发明具有如下显而易见的突出实质性特点和显著技术进步：
1、电网侧与负载侧存在高频变压器，实现电气隔离；
2、由于变压器的存在，便于多电源的并联扩容；
该系统控制电路包括驱动电路、电压电流检测单元、A/D转换单元和主控单元。所述电压与电流检测单元为两个交流电压传感器、一个直流电压传感器和一个直流电流传感器，采集电流源型三相桥中交流母线的两相电压信号及输出直流母线的电压与电流信号；所述A/D转换单元采用LTC1403串行模数转换器，将电压与电流模拟信号转换成数字信号，串行输送至主控单元；主控单元采用DSP芯片TMS320F28335，根据采集到的电压、电流信号及控制要求产生PWM波，通过驱动电路用以控制三相整流桥上开关管的通断。
当电源工作时，采集两相输入相电压，转换到旋转直角坐标系，经锁相环确定电压角度，并且确定等效电压Vs；设置好参数的功能控制模块采集负载端直流母线电压与电流，输出预先设置好的参数对应的设定参考电流，同时根据直流母线电流电压与电容Cf1上的漏电流以及设定电流，经过滑模控制与前馈控制得到设定参考电压V* s。最后由设定电压与实际电压计算出占空比，得到对应的PWM信号，控制三相桥电力电子器件，逐步使得输出电信号跟随输入的电信号。
主控单元采用由等价电压矢量来控制直流电感L电流瞬时值的占空比计算方法来代替传统电流矢量方法，通过电压矢量产生PWM波，对开关管进行控制。
与现有技术相比，本控制方法的有益效果在于：
1、电流电压调节范围大，响应速度快；
2、在低压、小电流时控制的稳定性较高、不易发散、精度较好。
附图说明
图1为混合变换器主电路拓扑结构示意图；
图2为工作原理与电流路径示意图；
图3为电流空间矢量图；
图4为电压空间矢量图；
图5为开关最优切换顺序的判定；
图6为混合拓扑电路的等价电路；
图7为开关在一个周期内开关状态下电感Ldc的电流；
图8为控制电路的控制策略框图；
图9为光伏模拟电路的控制结构框图；
图10为光伏电池等效电路；
图11为光伏电池输出I-V曲线。
具体实施方式
本发明的优选实施例结合附图详述如下：
实施例一：
参见图1，本高精度宽范围的隔离型直流电源包括三相电网经主电路连接负载，控制器连接主电路。其特征在于：所述主电路为混合拓扑主电路，由三相滤波电路、一个三相交流—直流变换器，一个单相直流—交流变换器连接一个单相交流—直流变换器构成；所述控制器为可编程高精度宽范围控制器，由一个主控单元连接一个驱动电路a、一个驱动电路b，并经一个A/D转换模块连接一个电压传感器、一个电流传感器构成；所述主控单元采用DSP芯片TMS320F28335，所述驱动电路a连接三相交流—变换器，所述驱动电路b连接单相直流—交流变换器，所述电压传感器和电流传感器，采集电流源型三相桥中交流母线的两相电压信号及输出直流母线的电压与电流信号；所述A/D转换模块采用LTC1403串行模数转换器，将电压与电流模拟信号转换成数字信号，串行输送至主控单元；主控单元根据采集到的电压、电流信号及控制要求产生PWM波，通过驱动电路用以控制三相整流桥上开关管的通断。
实施例二：
参见图2，本高精度宽范围的隔离型直流电源，具体为一种高频隔离混合变换器拓扑结构的光伏电池模拟系统。根据三相电流源型PWM变换器交流侧开关的状态，可知交流侧的电压加在直流电感L两端。从交流侧来看，此电压是根据交流开关生成的6个电压矢量，如图4所示。由图3所示电流空间矢量和图4所示电压矢量基本一致。根据交流开关ON/OFF，交流侧的电压加在直流电感L两端。从交流侧来看，此电压是根据ON/OFF的开关生成的6个电压矢量，如图3所示。可以看到，图3的电流矢量与图4的电压区间矢量完全一致。通过分析可知：
1、与区间任意电流矢量的生成相同，也可以生成任意区间的电压矢量；
2、根据此电压矢量，可以得到直流侧任意大小的电压；
3、根据直流侧的电压，可以进行直流侧电流的瞬时控制。根据直流电流的控制，实现交流侧电流的控制；
4、根据交流电压的相位，进行交流电流的相位控制。
因此，可以采用由等价电压矢量来控制直流电感L电流瞬时值的占空比计算方法来代替电流矢量方法理想电流源占空比计算方法中，计算条件如下：
1、直流L足够大、开关ON/OFF的瞬间直流电流不变；
2、直流电流连续；
其占空比的计算公式为
式中：
is:电流矢量值；
IDCL:直流电感L的电流值。
该方法具有较多优点：直流侧电感电流瞬时反馈控制响应快且稳定，避免了IDCL小电流精度不够或者电流断续存在为零情况下在占空比计算公式(1)引起控制发散或不准。而采用电压空间矢量时无论负载大小占空比计算分母均为电网电压基本在额定值附近，提高了控制的精度和可靠性。
为了降低谐波，减小尖峰电压，提高开关器件寿命和可靠性，PWM在开关切换过程中也需要寻找最优开关顺序。如在开关切换的过程中，为了生成图4的π/6～π/2第2区中的电压空间矢量，要进行电压矢量V1和V2的切换。图5说明了线电压Vuv＞0或Vuv＜0两种状态下V1向V2切换时D11两端的电压VD11和电流iD11，两种情况如下：
当Vuv>0时，由V1向V2切换时，由于VD11＜0，尖峰电压比较小。(由于Vuv加在S11两端，难产生尖峰电压)；
当Vuv<0时，由V1向V2切换时，由于VD11＞0，尖峰电压比较大。
因此，实际上为了抑制尖峰电压，将需要将同一区域分成两个π/6小的区域，根据线电压，进行矢量电压按顺序切换来可实现尖峰电压的抑制。实际上，整个电压空间将分为12个区域，例如：
第2区中，在π/6～π/3区间时，Vuv＞0，则切换的顺序为由V1向V2切换；
第2区中，在π/3～π/2区间时，Vuv＜0，则切换的顺序为由V2向V1切换。
为了避免冲击，电流源型PWM的脉冲重叠时间也要考虑，电流源型开关“ON”“OFF”切换，为了保证电流连续，一定要在下一个开关“ON”之后，再将现在的开关“OFF”。这两个开关一起“ON”状态的时间成为电流源型PWM的重叠时间，用于电流的续流。
根据拓扑的工作原理，可以将混合拓扑进行等效，其等效模型如图6所示，即AC/DC电流源型变换器、直流电感、负载等构成了基本的Buck电路，其中：交流电压根据三相电流型变换器开关管的PWM动作矢量合成与直流电源Vs等效；负载侧与直流电容等效；S与三相电流型变换器的6个有效开关矢量状态形成等价关系。D一部分作为与三相电流源型变换器的6个开关形成三个零状态等价关系，即同一桥臂上下管同时导通，也可以看作为主电路D17与S17续流通路形成的等价关系。因此，混合拓扑可以如Buck电路一样对直流电感电流iL进行控制。
直流电感的电流与开关状态的关系如图7所示，为提高响应速度，采用前馈以及滑模变结构来进行电流控制。
开关开通时：
TON＝TS-TOFF (4)
式中：Vs为等效电压，Vdc为电容两端电压，TON为一个周期内开关导通时间，VLine是线电压，i1和i2分别是开关导通时电感上流经的最小与最大电流。
开关关断时：
式中：i2与i3分别是开关关断时电感上流经的最大与最小电流。
具体控制框图如图8所示，由于高频变压器二次侧输出有滤波器，为了提高电流控制精度，需补偿滤波器电流，因此加入电容电流补充PI控制环节，其中idc0为高频变压器输出整流后未经过滤波器的电流，idc1为经过滤波器输出给负载端电流。滑模控制输入信号为实际电流信号与参考电流信号之间的误差，输出得到所需等效电压与直流母线电压之间的误差，进而计算出电力电子器件开关信号占空比。
定义m为占空比；Ts为开关周期。若i3作为电流给定数值i*,可以通过滑模调节器控制占空比m实现i1跟踪i*，定义电流误差e为状态变量，状态误差方程可以表示为：
e＝i*-i1 (6)
通过二阶滑模控制抑制“抖振”现象，定义滑模面为：
其中k为积分系数，决定着跟踪误差收敛速度。
本文选用指数趋近律来设计滑模控制器，即：
计算并选取控制率如下：
由滑模变结构的基本原理可知，当滑模面和控制率都选定后，滑模变结构控制系统就可以完全建立起来。
图八中function模块控制策略可以通过四种不同模式控制，实现多功能直流电源，如图9所示，目前常用的四种模式控制为①定电流控制、②定电压控制、③定功率控制和④任意波形控制。
光伏电池是一种将太阳能直接转换成电能的能量转换器，实际上是一种受光照强度、环境温度等外界因素影响的直流电源。在无光照条件下，光伏电池的基本行为特性就类似于一个普通二极管。等效电路如图10所示。本发明应用在光伏电池模拟方面，功能控制模块采用任意波形控制，并且波形为光伏曲线模拟波形，输入参数为光照强度与温度。
Iph为光生电流，Id为暗电流，Rs为串联电阻；Rsh为旁漏电阻；Rs和Rsh均为光伏电池本身固有电阻；由于器件的瞬时响应时间与绝大多数光伏系统的时间常数相比微不足道，因此电容Cj在分析中可以忽略。Rs通常很小，对系统影响也较小，所以一般设定为固定值。因此可得其数学模型为：
其中：A为二极管因子；T为绝对温度；q为电子电荷，1.6×10-19C；K为玻耳兹曼常数，1.38×10-23J/K。
在理想条件下，假设Rsh→∞，Rs→0，则根据(10)可得光伏电池电流电压曲线如图11所示。
通常通过边界条件和设定条件来计算Rsh、Iph、I0的参数，边界条件和设定条件如(a),(b)和(c)所示：
(a)最大功率点：V＝Vop，I＝Iop；
(b)短路状态下：V＝0，I＝Isc；
(c)开路状态下：I＝0，V＝Voc，
其中：Voc为开路电压；Isc为短路电流；Vop为最大功率点电压；Iop为最大功率点电流
将条件(a)代入式(10)，可以导出
短路时，二极管反向饱和电流I0远小于短路电流Isc，因此可以忽略。所以，在条件(b)时，可以推导出式(12)
在条件(c)时，可以推导出式(13)
由(11)、(12)、(13)，可以分别计算出Rsh、Iph、I0。
光伏电池在标准测试条件下的输出特性如(14)所示：
其中：
非标准测试条件下的光伏电池数学模型，即工程数学模型如所示。
其中系数a＝0.0025/℃，b＝0.5，c＝0.00288/·C。将求得的一般工况下的Iscn、Vocn、Imn和Vmn取代标准条测试件下的Isc、Voc、Im和Vm，通过式(14)求得一般工况下光伏电池的输出特性，从而解决了任意光照强度和温度下的输出特性计算问题。

Claims (3)

1.一种高精度宽范围的隔离型直流电源，包括三相电网（1）经主电路（2）连接负载，（3）控制器（4）连接主电路（2），其特征在于：所述主电路（2）为混合拓扑主电路，由三相滤波电路、一个三相交流—直流变换器（2-1），一个单相直流—交流变换器（2-2）连接一个单相交流—直流变换器（2-3）构成；所述控制器（4）为可编程高精度宽范围控制器，由一个主控单元（4-1）连接一个驱动电路a（4-2）、一个驱动电路b（4-3），并经一个A/D转换模块（4-6）连接一个电压传感器（4-4）、一个电流传感器（4-5）构成；所述主控单元（4-1）采用DSP芯片TMS320F28335，所述驱动电路a（4-2）连接三相交流—直流变换器（2-1），所述驱动电路b（4-3）连接单相直流—交流变换器（2-2），所述电压传感器（4-4）和电流传感器（4-5），采集电流源型三相桥中交流母线的两相电压信号及输出直流母线的电压与电流信号；所述A/D转换模块（4-6）采用LTC1403串行模数转换器，将电压与电流模拟信号转换成数字信号，串行输送至主控单元（4-1）；主控单元（4-1）根据采集到的电压、电流信号及控制要求产生PWM波，通过驱动电路（4-2、4-3）用以控制三相整流桥上开关管的通断。
2.根据权利要求1所述的高精度宽范围的隔离型直流电源，其特征在于：采用基于电流源型变换器的新型混合变换器拓扑结构来代替常用的电压源型AC-DC和DC-DC双级变换器拓扑。
3.根据权利要求1所述的高精度宽范围的隔离型直流电源，其特征在于：基于等效BUCK电路模型和滑模控制，采用电压空间矢量代替电流空间矢量的新型低谐波PWM逻辑，实现对混合拓扑的多模式控制。
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