CN108683353A - 变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法,装置部分采用单相半桥推挽拓扑结构,包括:相连接的,由单相半桥PWM变换器构成的前级变换器、以及由双向推挽直流变换器构成的后级DC/DC变换器;所述前级变换器通过滤波电抗器L接交流侧;所述后级DC/DC变换器通过稳压电容器C f接直流侧。本发明不仅能将交流电转换为直流电,还能将直流电转换为交流电,从而实现能量的双向流动。通过改进装置的拓扑结构,减少功率器件的个数,从而减小装置体积和重量。采用单相结构,增加装置的应用范围。

Description

变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法
技术领域
[0001] 本发明属于变电站直流系统技术领域,尤其涉及一种变电站多功能节能型一体化 充放电装置及控制方法。
背景技术
[0002] 目前I IOkV变电站充电机检修、技改或停电消缺时,都需要使用临时移动式充电机 作为备用电源,给全站直流负载供电。这种移动式充电机具有以下缺点:(1)功能单一,只能 实现AC/DC的单向转换,不能实现能量的双向流动,所以目前的移动式充电机只能作为变电 站充电机检修、技改或故障消缺时的临时备用电源,而不能将蓄电池放电实验时消耗的能 量收集起来再次利用;(2)功率器件使用个数多,所以体积大、重量重不便于携带;(3)使用 三相交流电源,而继保室主要配置为单相电源,所以应用范围小。
发明内容
[0003] 针对现有技术存在的问题和空白,本发明采用以下技术方案:
[0004] —种变电站多功能节能型一体化充放电装置,其特征在于,采用单相半桥推挽拓 扑结构,包括:相连接的,由单相半桥PWM变换器构成的前级变换器、以及由双向推挽直流变 换器构成的后级DC/DC变换器;所述前级变换器通过滤波电抗器L接交流侧;所述后级DC/DC 变换器通过稳压电容器Cf接直流侧。
[0005] 进一步地,所述单相半桥PWM变换器包括两个IGBT和两个稳压电容;其中第一 IGBT (V1)的E极连接第二IGBT (V2)的C级,并经滤波电抗器L接交流侧;所述第一IGBT (V1)的C极连 接第一稳压电容&的一端,并接后级DC/DC变换器;所述第二IGBT (V2)的E级连接第二稳压电 容C2的一端,并接后级DC/DC变换器;所述第一稳压电容Ci与第二稳压电容C2的另一端互联 并接交流侧。
[0006] 进一步地,所述双向推挽直流变换器包括六个IGBT、两个滤波电抗器、五个电容和 高频变压器;所述第一IGBT (V1)的C极连接第一稳压电容C1,并接第三IGBT (V3)的C极和第五 IGBT (V5)的C极;所述第二IGBT (V2)的E级连接第二稳压电容C2,并接第四IGBT (V4)的E极和 第六IGBT (V6)的E极;所述第三IGBT (V3)的E极连接第四IGBT (V4)的C极并接高频电压器T的 初级侧;所述第五IGBT (V5)的E极连接第六IGBT (V6)的C极并接高频电压器T的初级侧;所述 第三IGBT (V3)、第四IGBT (V4)、第五IGBT (V5)、第六IGBT (V6)的C级和E极之间分别并联有一 个结电容;第七IGBT (V7)的C极连接第八IGBT (V8)的C极并接稳压电容Cf;所述稳压电容Cf的 另一端接第一滤波电抗器L1和第二滤波电抗器1^的一端;所述第一滤波电抗器1^的另一端 接第七IGBT (V7)的E极并接高频电压器T的次级侧;所述第二滤波电抗器1^的另一端接第八 IGBT (V8)的E极并接高频电压器T的次级侧;所述稳压电容Cf的两端接直流侧。
[0007] 进一步地,所述每个IGBT的C级和E极之间分别反向并联有一个二极管。
[0008] 以及根据装置优选方案的控制方法,Va。为单相半桥PffM变换器两桥臂间的电压,Vs 为交流侧电源电压,isSVa。和Vs之间的电流,其特征在于:当1与1同相位时,单相半桥PWM 变换器工作在整流状态;当is与Vs反相时,单相半桥PWM变换器工作在逆变状态。
[0009]根据装置优选方案的控制方法,其特征在于,所述单相半桥PffM变换器采用基于功 率前馈的无差拍控制方法:
[0010] 设单相半桥PWM变换器给直流负载供电时,直流侧负载的功率为P;理想情况下,认 为系统的开关损耗为〇,则根据能量平衡的原理有下式:
[0011]
Figure CN108683353AD00051
(1)
[0012] 其中U,I和δ分别为交流侧的相电压有效值、相电流有效值及功率因数角;理想情 况下单相PWM整流的功率因数角S期望值为0,则期望的电网电流有效值为:
[0013]
Figure CN108683353AD00052
(2)
[0014] 根据式(2)可以预测出前馈指令信号I,即为交流电流的期望幅值,通过前馈方式 可以实现变换器的快速响应,实时跟踪负载功率的变化;
[0015] 为了维持直流侧电压Udc的稳定并弥补IGBT及后级电路的能量损失,采用一个PI控 制器来实现直流侧电压外环的闭环控制:
[0016]
Figure CN108683353AD00053
(3)
[0017] 其中,Imjt为外环电压PI控制器输出;kpi和kii为比例和积分系数;Δ Udc = Urrf-Udc为 电压跟踪误差;利用调节量1_来进行直流侧电压能量的补偿,维持直流侧电压的稳定;
[0018] 根据单相半桥变换器等效电气模型的电压电流关系,可以推得占空比为:
[0019]
Figure CN108683353AD00054
(4)
[0020] 式(4)中,d为逆变器输出的占空比,Udc为逆变器直流母线电压值,Ts为控制周期, id为指令电流,Us为交流侧电源电压,k为比例系数;根据所求得的占空比信号经过高频PWM 调制后控制开关器件的状态,实现系统电能的尚效变换。
[0021] 根据装置优选方案的控制方法,所述双向推挽直流变换器采用软开关技术,利用 高频变压器的漏感和IGBT的结电容来实现IGBT的零电压转换,同时又实现了恒定频率控 制;器件开通时,电容先与电感发生谐振释放能量,电容电压不断下降,当电容电压降为零 时,电流换流至反向并联在IGBT的C级和E极之间的二极管,将开关器件上电压钳位到零位, 此时控制IGBT开通,实现零电压开通;而器件关断时,由于电容的作用,开关器件两端电压 从零慢慢上升,此时控制IGBT关断,实现零电压关断。
[0022] 本发明主要创新点在于:(1)不仅能将交流电转换为直流电,还能将直流电转换为 交流电,从而实现能量的双向流动。这样不仅可以将本装置作为变电站充电机检修或故障 消缺时的临时备用装置,还可以作为变电站UPS装置检修、技改或故障消缺时的备用电源, 同时还可以利用本装置将蓄电池放电时释放的电能输送给电网,从而实现能源的高效利 用。(2)通过改进装置的拓扑结构,减少功率器件的个数,从而减小装置体积和重量。(3)采 用单相结构,增加装置的应用范围,本专利采用了单相半桥推挽的拓扑结构,避免了继保室 找不到三相电源尴尬情况。
[0023] 同时,本发明针对双向单相半桥推挽的拓扑结构,采用了功率前馈无差拍控制方 法和软开关控制技术,不仅能实现系统的快速响应,而且还大大减少了开关损耗,有利于开 关频率的提高,减少了装置的体积和重量,便于携带和应用。
附图说明
[0024] 下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明:
[0025] 图1是本发明实施例整体电路拓扑结构示意图;
[0026] 图2是本发明实施例中单相半桥PffM变换器等效电路示意图;
[0027] 图3是本发明实施例基于功率前馈的无差拍控制过程示意图。
具体实施方式
[0028] 为让本专利的特征和优点能更明显易懂,下文特举实施例,作详细说明如下:
[0029] 如图1所示,本发明实施例系统装置包括:相连接的,由单相半桥PffM变换器构成的 前级变换器、以及由双向推挽直流变换器构成的后级DC/DC变换器;前级变换器通过滤波电 抗器L接交流侧;后级DC/DC变换器通过稳压电容器Cf接直流侧。
[0030] 在本实施例采用的单相半桥推挽拓扑结构中,^为交流侧电压;^为交流侧电流; UL^L2S滤波电抗器;C1X^ Cf为稳压电容器;C3〜C6为功率器件结电容;V1-V8为功率器 件;T为高频变压器;Vo为直流侧电压。前级变换器采用单相半桥PffM变换器,利用高频PffM技 术,进行AC/DC或DC/AC变换。这样可以实现电能的双向高效转换,减少系统的谐波和无功含 量,提高装置的转换效率。后级DC/DC变换器采用双向推挽直流变换器,将Udc转换为变电站 需要的直流电Vo。同时,还可以将蓄电池放电实验时消耗的能量转换为系统需要的交流电, 从而实现能量的高效利用。
[0031] 具体而言,单相半桥PWM变换器包括两个IGBT和两个稳压电容;其中第一IGBT (V1) 的E极连接第二IGBT (V2)的C级,并经滤波电抗器L接交流侧;第一IGBT (V1)的C极连接第一稳 压电容C1的一端,并接后级DC/DC变换器;第二IGBT (V2)的E级连接第二稳压电容(:2的一端, 并接后级DC/DC变换器;第一稳压电容C1与第二稳压电容(:2的另一端互联并接交流侧。
[0032] 双向推挽直流变换器包括六个IGBT、两个滤波电抗器、五个电容和高频变压器;第 一IGBT (V1)的C极连接第一稳压电容C1,并接第三IGBT (V3)的C极和第五IGBT (V5)的C极;第 二IGBT (V2)的E级连接第二稳压电容C2,并接第四IGBT (V4)的E极和第六IGBT (V6)的E极;第 三IGBT (V3)的E极连接第四IGBT (V4)的C极并接高频电压器T的初级侧;第五IGBT (V5)的E极 连接第六IGBT (V6)的C极并接高频电压器T的初级侧;第三IGBT (V3)、第四IGBT (V4)、第五 IGBT (V5)、第六IGBT (V6)的C级和E极之间分别并联有一个结电容;第七IGBT (V7)的C极连接 第八IGBT (V8)的C极并接稳压电容Cf;稳压电容Cf的另一端接第一滤波电抗器L1和第二滤波 电抗器L2的一端;第一滤波电抗器L1的另一端接第七IGBT (V7)的E极并接高频电压器T的次 级侧;第二滤波电抗器1^的另一端接第八IGBT (V8)的E极并接高频电压器T的次级侧;稳压电 容Cf的两端接直流侧。
[0033] 其中,每个IGBT的C级和E极之间分别反向并联有一个二极管,以保障IGBT不被过 大的电流击穿。
[0034] 根据本实施例提供的装置,前级单相半桥PWM变换器作为最基本的PWM转换电路之 一,由2个全控型开关管IGBT组成,通过电感与电网相连接,直流侧接两个大的直流电容,将 其等效为如图2所示,,Va。为单相半桥PWM变换器两桥臂间的电压,Vs为交流侧电源电压,is SVa。和V4间的电流:当匕与¥洞相位时,单相半桥PWM变换器工作在整流状态,这种情况一 般用于变电站直流负载或者作为充电机的备用电源;当is与Vs反相时,单相半桥PWM变换器 工作在逆变状态,这种情况一般用于蓄电池等直流电能回馈电网或作为变电站UPS的备用 电源。所以适当控制乂3。的大小和相位,即可调整is的相位,使匕与1同相或反相。
[0035] 为了增强系统的鲁棒性,提高系统动态响应速度,通过负载功率的检测与前馈补 偿,提高变换器的动态响应性能,实时跟踪负载功率的变化;通过采用无差拍控制方法,实 现指令电流信号的快速无差跟踪,并利用高功率因数的PWM整流技术,实现电能的高效转 换,减少系统的电压电流畸变。在本实施例中,单相半桥PWM变换器采用基于功率前馈的无 差拍控制方法,其控制框图如图3所示:
[0036] 设单相半桥PWM变换器给直流负载供电时,直流侧负载的功率为P;理想情况下,认 为系统的开关损耗为〇,则根据能量平衡的原理有下式:
[0037]
Figure CN108683353AD00071
(1)
[0038] 其中U,I和δ分别为交流侧的相电压有效值、相电流有效值及功率因数角;理想情 况下单相PWM整流的功率因数角S期望值为0,则期望的电网电流有效值为:
[0039]
Figure CN108683353AD00072
(2)
[0040] 根据式(2)可以预测出前馈指令信号I,即为交流电流的期望幅值,通过前馈方式 可以实现变换器的快速响应,实时跟踪负载功率的变化;
[0041] 为了维持直流侧电压Udc的稳定并弥补IGBT及后级电路的能量损失,采用一个PI控 制器来卖现官流侧电压外环的闭环棹制:
[0042]
Figure CN108683353AD00073
(3)
[0043] 其中,ImJt为外环电压PI控制器输出;kpi和kii为比例和积分系数;Δ Udc = Uref-Udc为 电压跟踪误差;利用调节量1_来进行直流侧电压能量的补偿,维持直流侧电压的稳定;
[0044] 根据单相半桥变换器等效电气模型的电压电流关系,可以推得占空比为:
[0045]
Figure CN108683353AD00074
(4)
[0046] 式(4)中,d为逆变器输出的占空比,Udc为逆变器直流母线电压值,Ts为控制周期, id为指令电流,Us为交流侧电源电压,k为比例系数;根据所求得的占空比信号经过高频PWM 调制后控制开关器件的状态,实现系统电能的尚效变换。
[0047] 在本实施例中,后级DC/DC变换器的双向推挽直流变换器采用软开关技术,利用高 频变压器的漏感和IGBT的结电容来实现IGBT的零电压转换,同时又实现了恒定频率控制; 器件开通时,电容先与电感发生谐振释放能量,电容电压不断下降,当电容电压降为零时, 电流换流至反向并联在IGBT的C级和E极之间的二极管,将开关器件上电压钳位到零位,此 时控制IGBT开通,实现零电压开通;而器件关断时,由于电容的作用,开关器件两端电压从 零慢慢上升,此时控制IGBT关断,实现零电压关断。
[0048] 本实施例充分利用全桥变换器开关管的结电容和高频变压器的漏感,使其在开关 状态改变时产生谐振,从而实现开关管的零电压通,降低系统损耗,提高系统的转换效率。 同时,采用移相控制零电压开关PWM变换器,大大减少了开关损耗,有利于开关频率的提高, 减少了装置的体积和重量。
[0049] 本专利不局限于上述最佳实施方式,任何人在本专利的启示下都可以得出其它各 种形式的变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法,凡依本发明申请专利范围所 做的均等变化与修饰,皆应属本专利的涵盖范围。

Claims (7)

1. 一种变电站多功能节能型一体化充放电装置,其特征在于,采用单相半桥推挽拓扑 结构,包括:相连接的,由单相半桥PWM变换器构成的前级变换器、以及由双向推挽直流变换 器构成的后级DC/DC变换器;所述前级变换器通过滤波电抗器L接交流侧;所述后级DC/DC变 换器通过稳压电容器Cf接直流侧。
2. 根据权利要求1所述的变电站多功能节能型一体化充放电装置,其特征在于:所述单 相半桥PWM变换器包括两个IGBT和两个稳压电容;其中第一IGBT (V1)的E极连接第二IGBT (V2)的C级,并经滤波电抗器L接交流侧;所述第一IGBT (V1)的C极连接第一稳压电容C1的一 端,并接后级DC/DC变换器;所述第二IGBT (V2)的E级连接第二稳压电容C2的一端,并接后级 DC/DC变换器;所述第一稳压电容C1与第二稳压电容(:2的另一端互联并接交流侧。
3. 根据权利要求2所述的变电站多功能节能型一体化充放电装置,其特征在于:所述双 向推挽直流变换器包括六个IGBT、两个滤波电抗器、五个电容和高频变压器;所述第一 IGBT (Vi)的C极连接第一稳压电容C1,并接第三IGBT (V3)的C极和第五IGBT (V5)的C极;所述第二 IGBT (V2)的E级连接第二稳压电容C2,并接第四IGBT (V4)的E极和第六IGBT (V6)的E极;所述 第三IGBT (V3)的E极连接第四IGBT (V4)的C极并接高频电压器T的初级侧;所述第五IGBT (V5) 的E极连接第六IGBT (V6)的C极并接高频电压器T的初级侧;所述第三IGBT (V3)、第四IGBT (V4)、第五IGBT (V5)、第六IGBT (V6)的C级和E极之间分别并联有一个结电容;第七IGBT (V7) 的C极连接第八IGBT (V8)的C极并接稳压电容Cf;所述稳压电容Cf的另一端接第一滤波电抗 器1^和第二滤波电抗器1^的一端;所述第一滤波电抗器1^的另一端接第七IGBT (V7)的E极并 接高频电压器T的次级侧;所述第二滤波电抗器1^的另一端接第八IGBT (V8)的E极并接高频 电压器T的次级侧;所述稳压电容Cf的两端接直流侧。
4. 根据权利要求3所述的变电站多功能节能型一体化充放电装置,其特征在于:所述每 个IGBT的C级和E极之间分别反向并联有一个二极管。
5. 根据权利要求2-4其中任一所述变电站多功能节能型一体化充放电装置的控制方 法,Va。为单相半桥P丽变换器两桥臂间的电压,Vs为交流侧电源电压,iAVa。和Vs之间的电 流,其特征在于:当is与Vs同相位时,单相半桥PffM变换器工作在整流状态;当匕与1反相时, 单相半桥PWM变换器工作在逆变状态。
6. 根据权利要求2-4其中任一所述变电站多功能节能型一体化充放电装置的控制方 法,其特征在于,所述单相半桥PWM变换器采用基于功率前馈的无差拍控制方法: 设单相半桥PWM变换器给直流负载供电时,直流侧负载的功率为P;理想情况下,认为系 统的开关损耗为〇,则根据能量平衡的原理有下式:
Figure CN108683353AC00021
(1) 其中U,I和δ分别为交流侧的相电压有效值、相电流有效值及功率因数角;理想情况下 单相PffM整流的功率因数角δ期望值为0,则期望的电网电流有效值为:
Figure CN108683353AC00022
(2) 根据式(2)可以预测出前馈指令信号I,即为交流电流的期望幅值,通过前馈方式可以 实现变换器的快速响应,实时跟踪负载功率的变化; 为了维持直流侧电压Udc的稳定并弥补IGBT及后级电路的能量损失,采用一个PI控制器 来实现直流侧电压外环的闭环控制:
Figure CN108683353AC00023
(3) 其中,ImJt为外环电压PI控制器输出;kpi和kn为比例和积分系数;Δ Udc = Uref-Udc为电压 跟踪误差;利用调节量来进行直流侧电压能量的补偿,维持直流侧电压的稳定; 根据单相半桥变换器等效电气模型的电压电流关系,可以推得占空比为:
Figure CN108683353AC00031
(4) 式⑷中,d为逆变器输出的占空比,Udc为逆变器直流母线电压值,Ts为控制周期,id为指 令电流,US为交流侧电源电压,k为比例系数;根据所求得的占空比信号经过高频PffM调制后 控制开关器件的状态,实现系统电能的高效变换。
7.根据权利要求4所述变电站多功能节能型一体化充放电装置的控制方法,所述双向 推挽直流变换器采用软开关技术,利用高频变压器的漏感和IGBT的结电容来实现IGBT的零 电压转换,同时又实现了恒定频率控制;器件开通时,电容先与电感发生谐振释放能量,电 容电压不断下降,当电容电压降为零时,电流换流至反向并联在IGBT的C级和E极之间的二 极管,将开关器件上电压钳位到零位,此时控制IGBT开通,实现零电压开通;而器件关断时, 由于电容的作用,开关器件两端电压从零慢慢上升,此时控制IGBT关断,实现零电压关断。
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