CN112117907A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种无需设置特别的电路就能够高精度地推定输入电流及输出电流的功率转换装置。DC‑DC转换器(100)具备控制部(2)和半导体开关元件(3、4、5、6)，在高压电池(1)与半导体开关元件(3、4、5、6)之间串联连接有电流检测用的电流互感器(14)，并且DC‑DC转换器(100)还在电流互感器(14)的二次侧具备电流电压转换电路(15)，控制部(2)根据从电流电压转换电路(15)输入的AD转换值来推定输入电流。

Description

功率转换装置
技术领域
本申请涉及功率转换装置。
背景技术
近年来，作为对环境友好的汽车，开发出电动车(EV:Electric Vehicle) 或HEV(Hybrid Electric Vehicle：混合电动汽车)/PHEV(Plug-in Hybrid Electric Vehicle：插电式混合电动汽车)等混合动力汽车。这样的汽车除了搭载于以往的汽车上的使控制电路进行动作的辅机用电池以外，还搭载了利用充电得到的电力来驱动行驶用电动机的驱动用电池。此外，在这样的汽车中，在电力电子技术进步的背景下，近年来，功率转换装置的高可靠性化变为当务之急。
例如，在这样的电动车中，使用绝缘降压型DC-DC转换器，来作为为了从向电动机提供功率的驱动用电池对辅机用电池进行充电而所需的直流转换装置。
该DC-DC转换器一般包括从1次侧的高电压电池(例如，锂离子电池) 对电压进行降压、对2次侧的低电压电池(例如，铅电池)进行充电的功能。为了提高搭载该DC-DC转换器的电动车的质量，需要正确地掌握DC-DC转换器的输入电流(从高电压电池放电的电流量)、输出电流(对低电压电池进行充电的电流量)，以确认DC-DC转换器可正确地对电池进行充电这一情况。
一般而言，为了高精度地测定输出电流，需要在DC-DC转换器的2次侧设置电流传感器，但是，为了测定流过大电流的部分的电流，上述电流传感器的成本也会增大。
例如在专利文献1中，提出了如下方法：在1次侧设置电流传感器电路，基于输入电压及输出电流的检测结果、变压器的匝数比、1次线圈的电感、以及功率开关元件的开关频率，来将流过1次线圈的电流推定为2次侧的输出电流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2010－252610号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1中所公开的以往的方法中，存在如下这样的问题。
(1)开关元件的导通占空比和经电流电压转换后的结果是非线性的，因而导通占空比越大，则输入电流的误差越大，从而所推定的输出电流的误差也变大。
(2)此外，为了抑制对温度变化的影响，需要对具有温度影响的1次线圈的电感、二极管的正方向电压及主开关的导通电压的设定值进行校正。
然而，本发明人对温度影响的主要原因进行了艰苦的研究并反复试错，结果发现与温度影响相比，二极管的恢复特性的影响更大这一情况，从而完成了本申请。
本申请公开了用于解决上述那样的问题的技术，并且目的在于提供一种无需设置特别的电路就能够高精度地推定输入电流及输出电流的功率转换装置。
解决技术问题所采用的技术方案
本申请所公开的功率转换装置包括：逆变器装置，该逆变器装置与生成直流电压的输入电源相连接，同时，具有多个开关元件，通过上述开关元件的导通/截止的切换来将上述直流电压转换成交流电压；变压器，该变压器具有一次绕组和二次绕组，将由上述逆变器装置施加至上述一次绕组的两端的电压转换成不同的电压并且输出至上述二次绕组；整流电路，该整流电路对从上述变压器的上述二次绕组输出的交流电压进行整流；平滑电抗器，该平滑电抗器对来自上述整流电路的输出进行平滑；平滑电容器，该平滑电容器对流过上述平滑电抗器的电流的电压波形进行平滑，并且作为输出电压进行输出；控制部，该控制部对上述开关元件进行导通/截止控制；输入电流检测电流，该输入电流检测电路具有第1绕组和与上述第1绕组磁耦合的第2绕组，并且上述第1绕组串联连接于上述输入电源与上述开关元件之间；以及电流电压转换电路，该电流电压转换电路与上述输入电流检测电路的上述第2绕组连接。
从上述电流电压转换电路输出的电压作为AD转换值被输入到上述控制部，上述控制部根据上述AD转换值推定向上述逆变器装置输入的输入电流。
发明效果
根据本申请所公开的功率转换装置，能够获得无需设置特别的电路就能够高精度地推定输入电流量和输出电流量的功率转换装置。
附图说明
图1是表示实施方式1所涉及的功率转换装置的结构的电路图。
图2是说明实施方式1所涉及的功率转换装置中的半导体开关元件的切换模式的图。
图3是说明实施方式1所涉及的功率转换装置中的半导体开关元件的切换模式的图。
图4是表示实施方式1所涉及的功率转换装置的各部分的信号、电流的时序图的图。
图5是表示实施方式1所涉及的功率转换装置中所设置的电流电压转换电路的一个示例的电路图。
图6是对实施方式1所涉及的功率转换装置中的流过电流电压转换电路及电流互感器的动作中的电流路径进行说明的图。
图7是对实施方式1所涉及的功率转换装置中的开关元件的导通占空比和输入电流误差率进行说明的图、以及对规定电压条件下的AD转换值和输入电流进行表示的说明图。
图8是对实施方式1所涉及的功率转换装置中的开关元件的导通占空比和输入电流误差率进行说明的图、以及对各输入输出电压条件下的AD转换值和输入电流进行说明的图。
图9是表示实施方式1所涉及的功率转换装置的输入电流推定方法的变形例的说明图。
图10是对在实施方式2所涉及的功率转换装置中以往的电流电压转换电路的二极管的恢复发生时的电流路径进行说明的图。
图11是对图10的电流电压转换电路的恢复电流产生时的AD转换值和输入电流进行说明的图。
图12是表示实施方式2所涉及的功率转换装置的电流电压转换电路的图。
图13是表示实施方式3所涉及的功率转换装置的结构的电路图。
图14是表示实施方式1至3所涉及的功率转换装置的变形方式中的各部分的信号、电流的时序图的图。
具体实施方式
以下，使用附图来说明本申请所涉及的功率转换装置的优选实施方式。对各附图中相同的或相当的部分标注相同的标号，并省略重复说明。此外，在各实施方式中，作为功率转换装置，列举绝缘型DC-DC转换器为例进行说明
实施方式1.
图1是表示实施方式1所涉及的DC-DC转换器的电路图。
在图1中，DC-DC转换器100构成为在成为生成直流电压的输入电源的高压电池1到输出侧的外部负载16、低压电池17之间包含如下各要素：控制部2；构成逆变器装置的半导体开关元件(以下，称为开关元件)3～6；变压器7；输入电压检测电路8；构成整流电路的整流用二极管9、10；平滑电抗器11；平滑电容器12；输出电压检测电路13；输入电流检测电路14；电流电压转换电路15。
在高压电池1的后段侧连接有构成逆变器装置的4个开关元件3～6。开关元件3～6例如使用MOSFET。控制部2经由控制线30a～30d对开关元件 3～6进行导通/截止驱动。开关元件3的源极与开关元件4的漏极之间的连接点与变压器7的1次绕组的一端相连接，开关元件5的源极与开关元件6的漏极之间的连接点与变压器7的1次绕组的另一端连接。此外，为了检测出输入电压Vin，输入电压检测电路8与高压电池1并联连接。
整流用二极管9、10与变压器7的2次绕组连接。为了进行2次侧整流，在整流用二极管9、10的后级连接有平滑电抗器11、平滑电容器12。此外，在平滑电抗器11的后级，输出电压检测电路13与外部负载16并联连接，以检测输出电压Vout。此外，为了检测输入至DC-DC转换器100的输入电流Iin，设置有输入电流检测电路14。控制部2经由信号线31a～31c，从输入电压检测电路8、输出电压检测电路13、及输入电流检测电路14分别获取电压信息或者电流信息。另外，在图1中，Iout是输出电流，ILf是流过平滑电抗器11 的电流。由输入电流检测电路14检测出的电流被电流电压转换电路15进行电压转换，并被输入至控制部2。
接着，使用图2、图3和图4对具备这样的电路的DC-DC转换器100的基本动作进行说明。另外，本实施方式的DC-DC转换器100中，根据各开关元件3～6的状态，存在图2(a)(b)、图3(a)(b)所示的4个动作模式。
在图2(a)所示的模式1中，开关元件3、6为导通的状态，开关元件4、 5为截止的状态。此时，流过变压器7的1次绕组侧的电流以高压电池1→开关元件3→变压器7(1次绕组侧)→开关元件6的路径流动。这里，变压器7 从1次侧将电力传输至2次侧，流过变压器7的2次侧绕组侧的电流以变压器7 (2次绕组侧)→整流用二极管9→平滑电抗器11→外部负载16的路径流动。
此外，在图2(b)所示的模式2中，开关元件3～6全部都为截止的状态。此时，电流不流过变压器7的1次侧，电力不传输到2次侧。其中，在2次侧，由于平滑电抗器11的自感，电流以平滑电抗器11→外部负载16→变压器7(2 次绕组侧)→整流用二极管9、10→平滑电抗器11的路径流动。此时，由于在变压器7的2次侧不产生电压，因此，流过平滑电抗器11的电流ILf减少。
在图3(a)所示的模式3中，开关元件3、6为截止的状态，开关元件4、 5为导通的状态。此时，流过变压器7的1次绕组侧的电流以高压电池1→开关元件5→变压器7(1次绕组侧)→开关元件4的路径流动。这里，变压器7 从1次侧将电力传递至2次侧，流过变压器7的2次侧绕组侧的电流以变压器7 (2次绕组侧)→整流用二极管10→平滑电抗器11→外部负载16的路径流动。
此外，在图3(b)所示的模式4中，开关元件3～6全部都为截止的状态。此时，电流不流过变压器7的1次侧，电力不传输到2次侧。其中，在2次侧，由于平滑电抗器11的自感，电流以平滑电抗器11→外部负载16→变压器7(2 次绕组侧)→整流用二极管9、10→平滑电抗器11的路径流动。此时，由于在变压器7的2次侧不产生电压，因此，流过平滑电抗器11的电流ILf减少。
在图3(b)所示的模式4结束后，返回到图2(a)所示的模式1，再次重复模式1～4。另外，在各模式中，流过平滑电抗器11的电流中的交流分量流过平滑电容器12。在图4中，示出了DC-DC转换器100的各部分的信号、电流的时序图。
控制部2按此方式使开关元件3～6导通/截止，通过调整导通占空比D的宽度来控制所希望的输出电压Vout。
这里，在图2(a)所示的模式1、图3(a)所示的模式3中，当将变压器7的1次绕组的电压设为V1、匝数设为N1、电流设为I1、并且将2次绕组的电压设为V2、匝数设为N2、电流设为I2时，下式(1)的关系成立。
N1/N2＝V1/V2＝I2/I1…(1)
这里，将N1/N2称为变压器7的匝数比。
现在，由于变压器7的1次侧施加有输入电压Vin，因此V1＝Vin。因此，利用上述(1)式，能得到下式(2)。
N1/N2＝Vin/V2…(2)
如上述(2)式所示的那样，变压器7的2次侧产生有被施加到变压器7 的1次侧的输入电压Vin的匝数比分之一的电压V2。即，电压V2＝{1/(N1/N2)} ×Vin＝(N2/N1)×Vin。此时，平滑电抗器11的两端施加有电压V2和输出电压Vout之间的差分的电压(＝|V2-Vout|)，因而如图2(a)的模式1、图3(a)的模式3所示的那样，平滑电抗器11的电流ILf增加。此外，在此时，平滑电抗器11的电流ILf的匝数比分之一的电流流过变压器7的1次侧。即，变为Iin＝(1/(N1/N2))×ILf＝(N2/N1)×ILf。
接着，在图2(b)的模式2、图3(b)的模式4中，控制部2使开关元件 3～6截止。由此，变压器7的1次侧不再施加有电压，因此V1＝Vin＝0。此外，电流不流过变压器7的1次侧，从而变为输入电流Iin＝0。
此外，此时，输出电压Vout被施加至平滑电抗器11，如图2(a)的模式 2、图3(b)的模式4所示的那样，平滑电抗器11的电流ILf减少。此外，在变压器7的2次侧，从中心抽头流入与流过平滑电抗器11的电流ILf相同值的电流，从而变为I2＝ILf。此外，在变压器7的2次侧也不产生电压，从而变为V2＝0。
在具有以上那样的结构的实施方式1的DC-DC转换器100中，对控制部2 推定输入电流Iin、输出电流Iout的方法进行说明。
图5表示输入电流检测电路14、电流电压转换电路15、控制部2的电路图。输入电流检测电路14由具有第1绕组和与该第1绕组磁耦合的第2绕组的电流互感器(以下，称为CT)来构成，根据CT的匝数比(1:N)使流过第1 绕组(主电路侧)的输入电流Iin流过电流电压转换电路15。另外，图5的标号Di表示二极管。
接着，使用图6对电流电压转换电路15进行说明。图6(a)图示了导通占空比D小的情况，图6(b)图示了导通占空比D大的情况。将在上述图4 中说明的模式1、模式3在图6中定义为开启区间α，将模式2、模式4在图6中定义为关闭区间β。
开启区间α中，如图6(c)的实线箭头所示，在主电路中流过与CT的匝数比成比例的电流。此时，将流过CT的第2绕组的电流定义为CT 2次侧的功率传输电流Ipower。
在图6(c)(d)所示的电流电压转换电路15中，使电阻R1与R2之间的关系为R1＞＞R2，功率传输电流Ipower的大部分经由二极管Di流至电阻 R2。
接着，在关闭区间β中，如图6(d)的虚线箭头所示，电流以与功率传输电流Ipower相反的方向流过CT。这是由于在直到即将到达关闭区间β之前、 CT中因电阻R2中所产生的电压下降而被励磁，因此为了使CT消磁而流过电流。将该电流定义为复位电流Ires。此时，复位电流Ires被二极管Di阻止，因此不流过电阻R2。
如图6(c)的虚线箭头所示，该复位电流Ires也在开启区间α中流动，因此施加至图6(c)和图6(d)中的CT的电压Von、Voff由下式(3)、(4) 表示。
【数学式1】
数学式1
Von＝R2×(Ipower-Ires)…(3)
Voff＝R1×Ires…(4)
控制部2对在开启区间α的电阻R2中产生的电压进行滤波，并且使用滤波后的电压作为AD转换值(以下，称为AD值)，对输入电流Iin进行运算。
这里，如果将DC-DC转换器100的开关元件3～6的开关频率设置为fsw，则利用变压器的基本原理来求出下式(5)。
【数学式2】
数学式2
Figure RE-GDA0002672979180000091
利用上述式(3)～(5)，来导出下式(6)。
【数学式3】
数学式3
Figure RE-GDA0002672979180000101
利用上述式(6)，由下式(7)来表示功率传输电流Ipower和复位电流 Ires。
【数学式4】
数学式4
Figure RE-GDA0002672979180000102
控制部2可通过对由开启区间α的功率传输电流Ipower所产生的电压值进行AD转换、并推定输入电流Iin，来提高精度，但实际上，根据复位电流Ires的不同，由于在与功率传输电流Ipower相反的方向上产生的电流，在电阻R2中产生的电压值发生变化。
如果将复位电流Ires与功率传输电流Ipower的比例设为电流误差率[％]，例如当电阻R1与电阻R2的比例设为R1:R2＝100:1时的输入电流误差率与开关的导通占空比D之间的关系则变为如图7(a)所示那样。即，随着导通占空比D增加，复位电流Ires的比例增加。
这里，规定的输入电压Vin、输出电压Vout的输入电流误差率与导通占空比D之间的关系由图7(a)的D1来表示。在D1中，导通占空比D具有规定的范围，这表示当主电路侧的电流量增加时，电压下降量也变大，因而半导体开关元件的导通占空比D增加这一情况。在该D1区域中，经AD转换后的AD值与实际上流过主电路侧的输入电流Iin之间的关系在图7(b)中示出。如在以上所说明的那样，当电流值增加时，导通占空比D增加，因此，复位电流Ires增加，在开启区间α中，在电阻R2中产生的电压下降(式3)降低。将复位电流Ires设为零时的AD值与输入电流Iin之间的关系在图7(b)中由虚线示出。
本实施方式1的DC-DC转换器100以AD值与输入电流Iin之间的关系如图7(b)那样呈非线性为前提，通过高次函数的运算来对输入电流Iin进行运算。在下式(8)中示出运算式。另外，α、β、γ为系数，这里，将输入电流Iin作为2次函数进行计算。
【数学式5】
数学式5
Iin(运算值)＝α×(AD值)2+β×(AD值)+γ…(8)
以上，对图7(a)的D1区域中的输入电流Iin的运算方法进行了说明，接着对输出电流Iout的运算方法进行说明。
使用利用上述式(8)来推定的输入电流Iin(运算值)、由输入电压检测电路8检测出的输入电压Vin、由输出电压检测电路13检测出的输出电压 Vout，如下式(9)那样地对输出电流Iout进行推定。
【数学式6】
数学式6
Figure RE-GDA0002672979180000111
这里，η表示功率转换效率，例如，控制部2可以使效率映射数据被存储在微机内部，根据规定的输入电压Vin、输出电压Vout、输入电流Iin(运算值)来输出功率转换效率值η，并且用于上述运算式。
关于在图7中说明的输入电流Iin与AD值之间的关系，输入输出电压的关系(导通占空比范围)改变时的关系图示出于图8(a)(b)中。
如图8(a)所示，将相对于上述D1区域而言输入电压Vin高、输出电压 Vout低的情况设为D2，将相对于上述D1区域而言输入电压Vin低、输出电压 Vout高的情况设为D3，则D1区域～D3区域中各自的输入电流Iin与AD值之间的关系变为如图8(b)所示的那样。如图8(b)所示，在各输入输出电压范围中，各个输入电流Iin与AD值之间为非线性关系。因此，实施方式1的DC-DC转换器100的控制部2根据输入电压Vin、输出电压Vout并利用下式 (10)来导出α、β、γ的各系数。
【数学式7】
数学式7
α＝f(Vin，Vout)
β＝f(Vin，Vout)
γ＝f(Vin，Vout)…(10)
根据以上内容，控制部2使用利用输入电压Vin、输出电压Vout来导出的α、β、γ及效率η的系数，通过式(8)、式(9)来对输入电流Iin、输出电流Iout进行运算。
以上，在实施方式1中所说明的DC-DC转换器100根据使用输入电压 Vin、输出电压Vout和电流电压电路的AD值的2次函数对输入电流Iin进行运算，但并不限于此，例如也可使用3次以上的高次函数。
例如，如从DC-DC转换器100的外部的车辆侧电子控制装置发送输入电压Vin的信息的情况那样，输入侧的高电压电池中具备可存储电压值信息的 ROM或CAN(Controller AreaNetwork：控制器局域网)功能，电压信息通过CAN等被发送至控制部2等，在DC-DC转换器100的内部不存在传感器电路从而精度变差而无法使用的情况下，如图9(a)所示的那样，当将输出电压Vout设为恒定时，AD值与输入电流值之间的关系根据输入电压Vin而变动。
此时，在不使用输入电压Vin的输入电压值的情况下，如图9(b)所示的那样，对于每个输入电流，AD值分散。使得该AD值与输入电流值之间的关系成为最小的非线性函数示出在图9(c)中。例如，如果将图9(c) 所示的函数设为3次函数，利用下式(11)，来推定输入电流Iin。另外，式 (11)的α、β、γ、σ是系数。
【数学式8】
数学式8
Iin(运算值)＝α×(AD值)3+β×(AD值)2+γ×(AD值)+δ…(11)
这里，若输出电压Vout发生变化，则系数α、β、γ、σ发生变化，由此利用下式(12)来分别导出系数α、β、γ、σ。
【数学式9】
数学式9
α＝f(Vout)
β＝f(Vout)
γ＝f(Vout)
δ＝f(Vout)…(12)
同样，在仅使用输入电压Vin而不使用输出电压Vout时，利用式(12) 导出的各系数成为输入电压Vin的函数。
根据以上内容，使用通过式(11)、式(12)而导出的输入电流Iin，利用式(9)对输出电流Iout进行运算。
在要求进一步的运算精度的情况下，与使用双方的电压传感器值的情况相比，如上述那样地仅使用单侧的电压传感器值、或者不使用的情况下，精度下降。原因是，因为如在上述内容中所说明的那样，AD值与输入电流量之间的关系根据输入输出电压而改变。此外，输出电流Iout与输入电流Iin相比，流过的电流多了与变压器7的匝数比相当的量，因而输出电流Iout的运算误差也大了与匝数比相当的量。
因此，在本实施方式1中，在仅将单侧的电压传感器用于运算时，例如，在使用由输出电压检测电路13检测出的输出电压值来推定输入电流Iin时，通过将根据输入电压Vin而变动的AD值的变化量反映到效率值中，从而提高输出电流Iout的精度。在下式(13)中示出该情况下的运算式。
【数学式10】
数学式10
Figure RE-GDA0002672979180000141
这里，η'为将校正量添加到效率η而得到的校正效率。
如此，通过使用将校正量添加到效率η而得到的校正效率η'，可使输出电流Iout的运算精度改善。另外，在使用输入电压值的情况下也是相同的。
如以上那样，根据实施方式1所涉及的DC-DC转换器100，可高精度地推定输入电流量、输出电流量而不设置特别的电路。
实施方式2.
接着，对实施方式2所涉及的DC-DC转换器进行说明。
实施方式2所涉及的DC-DC转换器是与实施方式1相同的电路结构，关于电流的运算方法也是相同的，但是，通过将构成实施方式1中的电流电压转换电路15的二极管Di变更为肖特基(Schottky)二极管，不仅得到与实施方式1相同的效果，还改善了温度特性影响。
图10(a)(b)是如实施方式1中所说明的那样地将通常的二极管Di用于电流电压转换电路15中的情况的说明图，图10(a)示出了开启区间α，图10(b)示出了关闭区间β。
在实施方式1的图6中，对电流电压转换电路15的动作进行了说明，但在紧接着从开启区间α切换为关闭区间β之后，反向电压被施加到二极管Di的两端。此时，二极管Di中产生恢复电流。在图10(b)的关闭区间β，用实线箭头表示二极管Di的恢复电流。
已知恢复电流以与CT 2次侧的功率传输电流Ipower相反的方向产生。由此，电阻R2中所产生的电压与因功率传输电流Ipower而产生的电压是相反方向，因此，关于由控制部2检测出的AD值(过滤后)，在被提供相同的输入电流Iin时，已知恢复电流越大，AD值越小。该结果在图11中示出。在图 11中，由标号A表示的曲线是不产生恢复电流时的输入电流Iin与AD值之间的关系，由标号B表示的曲线是产生了恢复电流时的输入电流Iin与AD值之间的关系。
因此，在实施方式2所涉及的DC-DC转换器中，如图12所示的那样使用肖特基势垒二极管SBD，而非通常的二极管Di，来作为电流电压转换电路 15的二极管。由此，可降低恢复电流，因此消除因温度影响而造成的AD值的变动。
根据以上内容，在实施方式2所涉及的DC-DC转换器中，通过使用肖特基势垒二极管SBD而非通常的二极管来作为电流电压转换电路15的二极管, 从而不仅获得与实施方式1相同的效果，还获得改善了温度特性影响的效果。
另外，在实施方式2所涉及的DC-DC转换器中，使用了肖特基势垒二极管SBD作为电流电压转换电路15的二极管，但是并不限于此，例如也可以使用碳化硅二极管。碳化硅二极管与硅二极管相比，恢复电流要小，因而对于温度特性影响的改善效果更大。
实施方式3.
接着，对实施方式3所涉及的DC-DC转换器进行说明。
如图13所示，实施方式3的DC-DC转换器在DC-DC转换器300的内部具备温度传感器18，控制部2被构成为经由信号线31d来获取温度信息。温度传感器18检测DC-DC转换器300的内部的温度、或者冷却DC-DC转换器300 的冷却系统的温度中的至少任一个。其他部分与实施方式1相同，标注同一标号，并且省略重复说明。
虽然在实施方式2中进行了说明，但是实际的输入电流Iin和控制部2获得的AD值之间的关系根据温度而不同。因此，在实施方式3所涉及的DC-DC 转换器300中，控制部2除了如在实施方式1中所说明的输入电流Iin的运算方法(例如，式8)那样考虑AD值和此时的输入电压值、输出电压信息之外，还如下式(14)那样，将从温度传感器18获得的温度值T考虑在内来对输入电流Iin进行运算。
【数学式11】
数学式11
Iin(运算值)＝f(AD值,Vin,Vout,T)…(14)
例如，在输入电流Iin相等的情况下，在常温区域(例如，25℃)和高温区域(例如，105℃)中，AD值降低约10％时，利用上述式(14)进行运算，以使得将AD值校正约10％。
同样地，在输出电流Iout的运算中，也使用温度值T来进行运算。例如，在高温区域的效率降低的情况下，如下式(15)所示的那样，也可以将效率作为温度的函数来进行运算。
【数学式12】
数学式12
Iout(运算值)＝f(AD值,Vin,Vout,Iin(运算值),η,T)…(15)
这里，关于电流的运算方法，将AD值作为输入并根据经高次函数化的运算式来推定输入电流Iin，但并不限于此，例如也可设为在控制部2中具备可存储映射等的ROM等的功能，将AD值、温度值、输入输出电压值作为输入，并且输出电流值。
在上述内容中，虽然将在各实施方式中说明的DC-DC转换器100、300 的变压器7设为中心抽头方式来进行了说明，但并不限于此，也可以是2次绕组的两端分别与全桥结构的二极管的中点相连接的结构。
同样地，虽然在各实施方式中说明的DC-DC转换器100、300的变压器7 的2次绕组的中心抽头绕组连接到低压电池17的负极侧，且变压器7的2次侧绕组的两端连接到整流用二极管9、10的阳极侧，但是并不限于此，也可为如下的结构：变压器的2次绕组的中心抽头绕组连接到平滑电抗器11，变压器7的2次侧绕组的两端连接到整流用二极管9、10的阴极侧，且整流用二极管9、10的阳极连接到低压电池17的负极侧。
此外，虽然将在各实施方式中说明的DC-DC转换器100、300设为输出侧的电压比输入侧的电压要低的降压型转换器，但并不限于此，也可为输出侧的电压比输入侧的电压要高的升压型转换器。
另外，虽然将各实施方式所涉及的DC-DC转换器100、300的开关控制方法设为硬开关，但是并不限于此，例如也可为相位偏移控制方式。在该情况下，控制部2将开关元件3和开关元件6作为一个开关元件对来进行控制，并且使各开关元件4、5的相位控制为相差半个周期(偏移180°相位)。在图14中，示出了各部分的信号、电流的时序图。
在图14中，对于开关元件3、4和开关元件5、6，分别设置死区时间td 并进行导通/截止控制，以使得上下臂不短路。如此，在图14的示例中，在图2(b)所示的模式2、图3(b)所示的模式4中，虽然开关元件3～6并非全部均为截止，但输入电流Iin变成0，平滑电抗器11的电流ILf减少。这一情况表示，在图14中也能够获得与在实施方式1中说明的图4的情况相同的效果。
本申请记载了各种示例性的实施方式及实施例，但在1个或多个实施方式中所记载的各种特征、形态、及功能并不限于适用于特定的实施方式，也可单独地或进行各种组合地适用于实施方式。
因此，未例示的无数变形例设想为也在本申请所公开的技术范围内。例如，包含对至少1个结构要素进行变形的情况，添加至少1个结构要素的情况或省略至少1个结构要素的情况，还包含提取出至少1个结构要素并与其他实施方式的结构要素进行组合的情况。
标号说明
1高压电池，2控制部，3～6半导体开关元件，7变压器，8输入电压检测电路，9、10整流用二极管，11平滑电抗器，12平滑电容器，13输出电压检测电路，14输入电流检测电路，15电流电压转换电路，16外部负载，17低压电池，18温度传感器，30a～30d控制线，31a～31d信号线，100、300DC－DC转换器，Vin输入电压，Vout输出电压，Iout输出电流，Di二极管，R1、R2电阻，Ipower功率传输电流，Ires复位电流， D导通占空比，η功率转换效率值，SBD肖特基势垒二极管。

Claims (9)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
逆变器装置，该逆变器装置与生成直流电压的输入电源相连接，并且具有多个开关元件，通过所述开关元件的导通/截止的切换，从而将所述直流电压转换成交流电压；
变压器，该变压器具有一次绕组和二次绕组，将由所述逆变器装置施加到所述一次绕组的两端的电压转换成不同的电压，并且输出至所述二次绕组；
整流电路，该整流电路对从所述变压器的所述二次绕组输出的交流电压进行整流；
平滑电抗器，该平滑电抗器对来自所述整流电路的输出进行平滑；
平滑电容器，该平滑电容器对流过所述平滑电抗器的电流的电压波形进行平滑，并且作为输出电压进行输出；
控制部，该控制部对所述开关元件进行导通/截止控制；
输入电流检测电路，该输入电流检测电路具有第1绕组和与所述第1绕组磁耦合的第2绕组，并且所述第1绕组串联连接在所述输入电源与所述开关元件之间；以及
电流电压转换电路，该电流电压转换电路与所述输入电流检测电路的所述第2绕组相连接，
从所述电流电压转换电路输出的电压作为AD转换值被输入至所述控制部，所述控制部根据所述AD转换值来推定向所述逆变器装置输入的输入电流。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述输入电流通过高次函数来被推定。
3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
包括：输入电压检测部，该输入电压检测部检测所述逆变器装置的输入电压；以及
输出电压检测部，该输出电压检测部检测所述输出电压，
所述控制部基于由所述输入电压检测部检测出的所述输入电压、由所述输出电压检测部检测出的所述输出电压、以及由所述控制部推定出的所述输入电流，来导出所述逆变器装置的功率转换效率，
所述控制部利用所述输入电压、所述输出电压、所述输入电流、以及所述功率转换效率，来推定向外部输出的输出电流。
4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部具备为了根据所述AD转换值来推定所述输入电流而使用的高次的运算参数，
根据所述输入电压和所述输出电压中的任一方或双方的传感器值，来变更所述运算参数。
5.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部具备为了根据所述AD转换值来推定所述输入电流而使用的高次的运算参数，
根据所述输出电压来变更所述运算参数并根据所述AD转换值来推定所述输入电流，并且，
将根据所述输入电压而变动的所述AD转换值的变动量加上所述功率转换效率，从而推定所述输出电流。
6.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部具备为了根据所述AD转换值来推定所述输入电流而使用的高次的运算参数，
根据所述输入电压来变更所述运算参数并根据所述AD转换值来推定所述输入电流，并且，
将根据所述输出电压而变动的所述AD转换值的变动量加上所述功率转换效率，从而推定所述输出电流。
7.如权利要求4至6中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置包括温度传感器，该温度传感器检测内部的温度、或者冷却所述功率转换装置的冷却系统的温度中的至少任一个，
所述控制部根据由所述温度传感器检测出的温度，对所述运算参数进行校正。
8.如权利要求1至7中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述电流电压转换电路包括二极管，所述二极管对流过所述输入电流检测电路的二次侧的电流进行整流，并且所述二极管由肖特基势垒二极管来构成。
9.如权利要求1至7中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述电流电压转换电路包括二极管，所述二极管对流过所述输入电流检测电路的二次侧的电流进行整流，并且所述二极管由碳化硅二极管来构成。
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