JP6636595B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力制限が開始される時の出力電流に相当する出力制限開始電流の変動を抑制することができる電力変換装置を得る。【解決手段】電力変換装置は、電力変換器と、電力変換器を制御する制御部と、入力電圧検出部によって検出される入力電圧と、出力電圧検出部によって検出される出力電圧とに基づいて、オフセット電圧を求めるオフセット回路と、を備え、制御部は、オフセット電圧と、入力電流検出部によって検出される入力電流に対応する検出電圧と、閾値電圧とに基づいて、出力制限を行うように構成されている。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

近年、環境に優しい自動車として、電気自動車と、ＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車とが開発されている。このような自動車には、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池が搭載されている。このような自動車の分野では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、電力変換装置の高信頼性化が急務となっている。

上述の電力変換装置の一例として、負荷変動によって出力電流を定格電流以上とする必要がある場合に出力電圧を低下させる出力制限機能が実装されている電力変換装置が挙げられる（例えば、特許文献１参照）。この出力制限機能は、電力変換装置から出力される出力電圧を低下させることで、電力変換装置自身に過電流が流れたり、電力変換装置に接続される外部機器に過電流が流れたりすることを抑制するための機能である。

特許文献１に記載の電力変換装置は、入力される入力電圧の検出値に基づいてオフセット電圧を求め、求めたオフセット電圧を、入力される入力電流の検出値に対応する検出電圧に加算した値である補正検出電圧を求めるように構成されている。また、この電力変換装置は、求めた補正検出電圧と、閾値電圧とを比較し、その比較の結果、補正検出電圧が閾値電圧以上である場合、出力制限を行うように構成されている。具体的には、この電力変換装置は、出力制限として、インバータ回路の全てのスイッチング素子をオフにすることで平滑リアクトルに流れるリアクトル電流を低減させて出力電圧を低下させる。

特開２０１６−２２６２２５号公報

しかしながら、従来技術には以下のような課題がある。すなわち、特許文献１に記載の従来技術では、入力電圧のみに基づいてオフセット電圧が求められるので、入力電圧以外のパラメータの変動に起因して、上述の出力制限が開始される時の出力電流に相当する出力制限開始電流が変動してしまう。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、出力制限が開始される時の出力電流に相当する出力制限開始電流の変動を抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

本発明における電力変換装置は、入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路、インバータ回路によって変換される交流電圧を変圧するトランス、トランスによって変圧される交流電圧を整流する整流回路、平滑リアクトルを含み、整流回路の出力を平滑化する平滑回路、インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部、インバータ回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部、および平滑回路から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出部を有する電力変換器と、電力変換器を制御する制御部と、入力電圧検出部によって検出される入力電圧、および出力電圧検出部によって検出される出力電圧のみに基づいて、オフセット電圧を求めるオフセット回路と、を備え、制御部は、オフセット回路によって求められるオフセット電圧と、入力電流検出部によって検出される入力電流に対応する検出電圧と、閾値電圧とに基づいて、オフセット電圧を、検出電圧に加算した値である補正検出電圧を算出し、補正検出電圧が閾値電圧以上である場合、または、オフセット電圧を、閾値電圧から減算した値である補正閾値電圧を算出し、検出電圧が補正閾値電圧以上である場合に、インバータ回路を制御することで平滑リアクトルに流れるリアクトル電流を低減させて出力電圧を低下させる出力制限を行うものである。
また、本発明における電力変換装置は、入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路、インバータ回路によって変換される交流電圧を変圧するトランス、トランスによって変圧される交流電圧を整流する整流回路、平滑リアクトルを含み、整流回路の出力を平滑化する平滑回路、インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部、インバータ回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部、および平滑回路から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出部を有する電力変換器と、電力変換器を制御する制御部と、入力電圧検出部によって検出される入力電圧と、出力電圧検出部によって検出される出力電圧とに基づいて、オフセット電圧を求めるオフセット回路と、を備え、制御部は、オフセット回路によって求められるオフセット電圧と、入力電流検出部によって検出される入力電流に対応する検出電圧と、閾値電圧とに基づいて、オフセット電圧を、検出電圧に加算した値である補正検出電圧を算出し、補正検出電圧が閾値電圧以上である場合、または、オフセット電圧を、閾値電圧から減算した値である補正閾値電圧を算出し、検出電圧が補正閾値電圧以上である場合に、インバータ回路を制御することで平滑リアクトルに流れるリアクトル電流を低減させて出力電圧を低下させる出力制限を行う電力変換装置であって、電力変換器の温度を、対象温度として検出する温度検出部をさらに備え、オフセット回路は、入力電圧検出部によって検出される入力電圧と、出力電圧検出部によって検出される出力電圧とに加えて、温度検出部によって検出される対象温度に基づいて、オフセット電圧を求めるものである。

本発明によれば、出力制限が開始される時の出力電流に相当する出力制限開始電流の変動を抑制することができる電力変換装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード１である場合の電流経路を示す説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード２である場合の電流経路を示す説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード３である場合の電流経路を示す説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード４である場合の電流経路を示す説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードが切り替わる様子を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部によって行われる出力制限を示す説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部およびオフセット回路のそれぞれを示す構成図である。 比較例における電力変換装置によって入出力電圧条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流を示す説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置によって入出力電圧条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流を示す説明図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置を示す構成図である。 比較例における電力変換装置によって温度条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流を示す説明図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置によって温度条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流を示す説明図である。 本発明の実施の形態１、２における電力変換装置の変形例の動作モードが切り替わる様子を示すタイミングチャートである。

以下、本発明による電力変換装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置を示す構成図である。なお、図１では、電力変換器１の入力側に接続される高圧バッテリ２と、電力変換器１の出力側に接続される負荷３および低圧バッテリ４とが併せて図示されている。図１に示す電力変換装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する電力変換器１と、電力変換器１を制御する制御部１３と、オフセット回路１４とを備える。

電力変換器１は、複数の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄによって構成されるインバータ回路５と、一次巻線６ａおよび二次巻線６ｂによって構成されるトランス６と、ダイオード７ａおよび７ｂによって構成される整流回路７と、平滑リアクトル８ａおよび平滑コンデンサ８ｂによって構成される平滑回路８と、入力電圧検出部１０と、入力電流検出部１１と、出力電圧検出部１２とを備える。

インバータ回路５は、入力される直流電圧を交流電圧に変換する。すなわち、インバータ回路５は、制御部１３によって半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのそれぞれがオンとオフとにスイッチング制御されることで、入力される直流電圧を交流電圧に変換する。

半導体スイッチング素子５ａおよび５ｃは、高圧側である上アームに設けられ、半導体スイッチング素子５ｂおよび５ｄは、低圧側である下アームに設けられる。半導体スイッチング素子５ａのソースと、半導体スイッチング素子５ｂのドレインとの接続点は、一次巻線６ａの一端に接続される。半導体スイッチング素子５ｃのソースと、半導体スイッチング素子５ｄのドレインとの接続点は、一次巻線６ａの他端に接続される。

半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄとしては、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。

トランス６は、インバータ回路５によって変換される交流電圧を変圧する。トランス６の二次巻線６ｂは、第１の二次巻線および第２の二次巻線の２つの巻線が直列に接続されて構成される。

整流回路７は、ダイオード整流回路であり、トランス６によって変圧される交流電圧を整流する。整流回路７のダイオード７ａは、高圧側である上アームに設けられ、ダイオード７ｂは、低圧側である下アームに設けられる。ダイオード７ａのアノードは、トランス６の二次巻線６ｂの一端に接続され、そのカソードは、平滑リアクトル８ａに接続される。ダイオード７ｂのアノードは、トランス６の二次巻線６ｂの他端に接続され、そのカソードは、平滑リアクトル８ａに接続される。

平滑回路８は、整流回路７の出力を平滑化する。平滑リアクトル８ａの一端は、ダイオード７ａおよび７ｂのそれぞれのカソードと接続され、平滑リアクトル８ａの他端は、平滑コンデンサ８ｂの一端と接続される。平滑コンデンサ８ｂの他端は、トランス６の二次巻線６ｂを構成する２つの巻線の接続点と接続される。

以下、インバータ回路５に入力される電圧を入力電圧Ｖｉｎと表記し、インバータ回路５に入力される電流を入力電流Ｉｉｎと表記する。また、平滑回路８から出力される電圧を出力電圧Ｖｏｕｔと表記し、平滑回路８から出力される電流を出力電流Ｉｏｕｔと表記する。さらに、平滑回路８の平滑リアクトル８ａに流れる電流をリアクトル電流ＩＬｆと表記する。

入力電圧検出部１０は、高圧バッテリ２と並列に接続され、高圧バッテリ２からインバータ回路５に入力される入力電圧Ｖｉｎを検出する。入力電流検出部１１は、高圧バッテリ２と直列に接続され、高圧バッテリ２からインバータ回路５に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する。出力電圧検出部１２は、負荷３および低圧バッテリ４と並列に接続され、平滑回路８から負荷３および低圧バッテリ４に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。なお、入力電圧検出部１０および出力電圧検出部１２としては、例えば、電圧センサが用いられる。入力電流検出部１１としては、例えば、電流センサが用いられる。

制御部１３は、入力電圧検出部１０から入力電圧Ｖｉｎを取得し、出力電圧検出部１２から出力電圧Ｖｏｕｔを取得する。また、制御部１３は、インバータ回路５の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのそれぞれをスイッチング制御する。

オフセット回路１４は、入力電圧検出部１０から入力電圧Ｖｉｎを取得し、入力電流検出部１１から入力電流Ｉｉｎを取得し、出力電圧検出部１２から出力電圧Ｖｏｕｔを取得する。オフセット回路１４は、入力電圧検出部１０によって検出される入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出部１２によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。

制御部１３は、オフセット回路１４によって求められるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと、入力電流検出部１１によって検出される入力電流Ｉｉｎに対応する検出電圧Ｖｄと、閾値電圧Ｖｔｈとに基づいて、出力制限を行う。ここでいう出力制限は、インバータ回路５を制御することで平滑リアクトル８ａに流れるリアクトル電流ＩＬｆを低減させて出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる処理である。入力電流Ｉｉｎに対応する検出電圧Ｖｄは、例えば、以下のように入力電流Ｉｉｎを電圧に変換することによって求められる。すなわち、カレントトランスを用いて、入力電流Ｉｉｎは、カレントトランスの巻数比に比例した電流Ｉに変換され、その電流Ｉが抵抗Ｒに流れることで電圧Ｖに変換される。つまり、Ｖ＝Ｉ×Ｒで表される関係が成り立つ。この電圧Ｖが検出電圧Ｖｄに相当する。

具体的には、オフセット回路１４は、求めたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを検出電圧Ｖｄに加算した値である補正検出電圧Ｖｄ’を制御部１３に出力する。制御部１３は、オフセット回路１４によって出力される補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、補正検出電圧Ｖｄ’が閾値電圧Ｖｔｈ以上である場合、出力制限を行う。

次に、電力変換装置の基本的な動作について、図２〜図６を参照しながら説明する。図２は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード１である場合の電流経路を示す説明図である。図３は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード２である場合の電流経路を示す説明図である。

図４は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード３である場合の電流経路を示す説明図である。図５は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードがモード４である場合の電流経路を示す説明図である。

図６は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作モードが切り替わる様子を示すタイミングチャートである。なお、図６では、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのオンとオフの状態、トランス６の一次側電圧、入力電流Ｉｉｎ、およびリアクトル電流ＩＬｆの各時間変化が図示されている。

電力変換装置の動作モードは、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチング状態に応じて、モード１、モード２、モード３およびモード４の４つの動作モード間で切り替わる。また、これら４つの動作モードからなる一連の動作は、スイッチング周期Ｔｓｗごとに行われる。

図２に示すモード１では、半導体スイッチング素子５ａおよび５ｄがオンの状態であり、半導体スイッチング素子５ｂおよび５ｃがオフの状態である。この場合、トランス６の一次側に流れる電流は、高圧バッテリ２、半導体スイッチング素子５ａ、一次巻線６ａおよび半導体スイッチング素子５ｄの経路で流れる。トランス６は、一次側から二次側に電力を伝達する。トランス６の二次側に流れる電流は、二次巻線６ｂ、ダイオード７ａ、平滑リアクトル８ａおよび負荷３の経路で流れる。

図３に示すモード２では、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄが全てオフの状態である。この場合、トランス６の一次側には電流が流れず、トランス６の一次側から二次側に電力が伝達されない。ただし、二次側では、平滑リアクトル８ａの自己誘導によって、負荷３、二次巻線６ｂ、ダイオード７ａ、ダイオード７ｂおよび平滑リアクトル８ａの経路で電流が流れる。この場合、トランス６の二次側には、電圧が発生しないので、リアクトル電流ＩＬｆが減少する。

図４に示すモード３では、半導体スイッチング素子５ｂおよび５ｃがオンの状態であり、半導体スイッチング素子５ａおよび５ｄがオフの状態である。この場合、トランス６の一次側に流れる電流は、高圧バッテリ２、半導体スイッチング素子５ｃ、一次巻線６ａおよび半導体スイッチング素子５ｂの経路で流れる。トランス６は、一次側から二次側に電力を伝達する。トランス６の二次側に流れる電流は、二次巻線６ｂ、ダイオード７ｂ、平滑リアクトル８ａおよび負荷３の経路で流れる。

図５に示すモード４では、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄが全てオフの状態である。この場合、トランス６の一次側には電流が流れず、トランス６の一次側から二次側に電力が伝達されない。ただし、二次側では、平滑リアクトル８ａの自己誘導によって、負荷３、二次巻線６ｂ、ダイオード７ａ、ダイオード７ｂおよび平滑リアクトル８ａの経路で電流が流れる。この場合、トランス６の二次側には、電圧が発生しないので、リアクトル電流ＩＬｆが減少する。

図６に示すように、制御部１３は、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのそれぞれをスイッチング制御しながら、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのオンデューティＤを調整することで、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｔになるように制御する。

ここで、モード１およびモード３では、以下の式（１）で表される関係が成り立つ。ただし、Ｖ１は、トランス６の一次巻線６ａに印加される電圧であり、Ｎ１は、一次巻線６ａの巻数であり、Ｉ１は、一次巻線６ａに流れる電流である。また、Ｖ２は、二次巻線６ｂに印加される電圧であり、Ｎ２は、二次巻線６ｂの巻数であり、Ｉ２は、二次巻線６ｂに流れる電流である。Ｎ１／Ｎ２は、トランス６の巻数比である。

Ｎ１／Ｎ２＝Ｖ１／Ｖ２＝Ｉ２／Ｉ１ （１）

トランス６の一次側には、入力電圧Ｖｉｎが印加されているので、Ｖ１＝Ｖｉｎで表される関係が成り立つ。したがって、式（１）から、以下の式（２）が得られる。

Ｎ１／Ｎ２＝Ｖｉｎ／Ｖ２ （２）

式（２）に示されるように、トランス６の二次側には、トランス６の一次側に印加された入力電圧Ｖｉｎを、巻数比（Ｎ１／Ｎ２）で除した値である電圧Ｖ２が発生する。すなわち、Ｖ２＝（１／（Ｎ１／Ｎ２））×Ｖｉｎ＝（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖｉｎで表される関係が成り立つ。

平滑リアクトル８ａの両端には、電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分の大きさ、すなわち、｜Ｖ２−Ｖｏｕｔ｜で表される電圧が印加される。したがって、図６から分かるように、モード１およびモード３では、リアクトル電流ＩＬｆが増加する。また、トランス６の一次側には、リアクトル電流ＩＬｆを、巻数比（Ｎ１／Ｎ２）で除した値である入力電流Ｉｉｎが流れる。すなわち、Ｉｉｎ＝（１／（Ｎ１／Ｎ２））×ＩＬｆ＝（Ｎ２／Ｎ１）×ＩＬｆで表される関係が成り立つ。

モード２およびモード４では、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄは、制御部１３によってオフに制御される。したがって、トランス６の一次側では、電圧が発生しない。すなわち、Ｖ１＝Ｖｉｎ＝０で表される関係が成り立つ。また、トランス６の一次側では、電流が流れない。すなわち、Ｉｉｎ＝０で表される関係が成り立つ。

モード２およびモード４では、平滑リアクトル８ａに出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、さらに、図６から分かるように、リアクトル電流ＩＬｆが減少する。また、トランス６の二次側には、センタータップによって、リアクトル電流ＩＬｆと同値の電流が流入する。すなわち、Ｉ２＝ＩＬｆで表される関係が成り立つ。また、トランス６の二次側では、電圧が発生しない。すなわち、Ｖ２＝０で表される関係が成り立つ。

次に、制御部１３の出力制限機能について、図７を参照しながら説明する。図７は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部１３によって行われる出力制限を示す説明図である。なお、図７では、横軸の出力電流Ｉｏｕｔと、縦軸の出力電圧Ｖｏｕｔとの関係が図示されている。

ここで、制御部１３の出力制限機能では、負荷変動によって出力電流Ｉｏｕｔを定格電流以上とする必要がある場合、出力制限が開始される。ここで、出力制限が開始される時の出力電流Ｉｏｕｔを出力制限開始電流と表記する。

図７に示すように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流未満である場合、制御部１３は、出力電圧検出部１２によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｔになるように、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄをスイッチング制御する。なお、目標値Ｖｔは、例えば、予め設定された固定値である。

このように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流未満の領域では、制御部１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧になるように制御する出力電圧安定化制御を行う。

続いて、制御部１３が出力制限を行う場合について説明する。図７に示すように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流以上の場合、制御部１３は、出力制限を行う。

制御部１３は、出力制限を行う場合、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄの全てをオフに制御する。これにより、図６から分かるように、リアクトル電流ＩＬｆが減少する。このように、制御部１３は、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄの全てをオフに制御することによって、リアクトル電流ＩＬｆのピークを制限する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するので、出力制限機能が実現される。

制御部１３が出力制限を行った場合の出力電圧Ｖｏｕｔの変化は、図７に示すようになる。すなわち、図７から分かるように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流を超えることをトリガとして、出力制限が開始される。この出力制限によって、出力電圧Ｖｏｕｔが低減されていることが分かる。

なお、図７では、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流以上になったタイミングですぐに出力制限が行われないようにヒステリシスが設けられている場合を例示しているが、ヒステリシスが設けられていなくてもよい。

次に、制御部１３およびオフセット回路１４のそれぞれの構成について、図８を参照しながら説明する。図８は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部１３およびオフセット回路１４のそれぞれを示す構成図である。

図８において、制御部１３は、閾値発生器１３１および比較器１３２を有する。閾値発生器１３１は、閾値電圧Ｖｔｈを発生させる。

比較器１３２には、閾値発生器１３１によって発生した閾値電圧Ｖｔｈと、オフセット回路１４によって出力される後述する補正検出電圧Ｖｄ’とが入力される。この補正検出電圧Ｖｄ’は、入力電流検出部１１によって検出された入力電流Ｉｉｎに対応する検出電圧Ｖｄにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算した値である。なお、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔについては後述する。

比較器１３２は、オフセット回路１４によって出力される補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較する。比較器１３２による比較は、一定周期で繰り返し行われる。比較器１３２による比較の結果、補正検出電圧Ｖｄ’が閾値電圧Ｖｔｈ未満である場合、制御部１３は、上述した出力電圧安定化制御を行う。一方、補正検出電圧Ｖｄ’が閾値電圧Ｖｔｈ以上になった場合、制御部１３は、出力制限を行う。

オフセット回路１４は、加算器１４１を有する。加算器１４１は、基準電位Ｖｒｅｆとなるグランドと、入力電流検出部１１との間に設けられている。加算器１４１は、基準電位Ｖｒｅｆと、入力電流Ｉｉｎに対応する検出電圧Ｖｄと、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとを加算した値を、補正検出電圧Ｖｄ’として出力する。

このような加算器１４１の構成によって、基準電位Ｖｒｅｆに対して、検出電圧Ｖｄがオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの分だけ上昇する。

制御部１３は、上述したとおり、オフセット回路１４によって出力される補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、補正検出電圧Ｖｄ’が閾値電圧Ｖｔｈ以上になった場合、出力制限を行う。これにより、リアクトル電流ＩＬｆが低減し、その結果、図７に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが低減する。

このように、制御部１３が出力制限を行うことで、電力変換装置自身に過電流が流れたり、電力変換装置に接続される外部機器に過電流が流れたりすることを抑制することが可能となる。また、後述するように出力電流Ｉｏｕｔがデューティ比によって変化した場合、出力制限が開始される出力制限開始電流の値にばらつきが生じてしまう。

これに対して、実施の形態１では、制御部１３は、検出電圧Ｖｄにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算した値である補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとの比較に基づいて、出力制限を行うように構成されている。したがって、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによって、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変化分を補償することができる。その結果、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因して出力制限開始電流が変動することを抑制することができる。

次に、補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとの比較に基づいて、出力制限を行う構成によって得られる効果について、図９および図１０を参照しながら説明する。

図９は、比較例における電力変換装置によって入出力電圧条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流Ｉｏｕｔを示す説明図である。図１０は、本発明の実施の形態１における電力変換装置によって入出力電圧条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流Ｉｏｕｔを示す説明図である。

なお、比較例における電力変換装置は、オフセット回路１４が設けられておらず、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較に基づいて、出力制限を行うように構成されているものとする。

図９の左側では、入出力電圧条件が条件（Ｉ）である場合に、比較例における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈおよび検出電圧Ｖｄの各時間変化が図示されている。図９の右側では、入出力電圧条件が条件（ＩＩ）である場合に、比較例における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈおよび検出電圧Ｖｄの各時間変化が図示されている。

図１０の左側では、入出力電圧条件が条件（Ｉ）である場合に、実施の形態１における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈ、検出電圧Ｖｄおよび補正検出電圧Ｖｄ’の各時間変化が図示されている。図１０の右側では、入出力電圧条件が条件（ＩＩ）である場合に、実施の形態１における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈ、検出電圧Ｖｄおよび補正検出電圧Ｖｄ’の各時間変化が図示されている。

上述の条件（Ｉ）は、入力電圧Ｖｉｎが低い、または、出力電圧Ｖｏｕｔが高いという条件である。このような条件（Ｉ）では、デューティ比が大きくなる。上述の条件（ＩＩ）は、条件（Ｉ）と比べて、入力電圧Ｖｉｎが高い、または、出力電圧Ｖｏｕｔが低いという条件である。このような条件（ＩＩ）では、条件（Ｉ）と比べて、デューティ比が小さくなる。

比較器１３２で用いられる閾値電圧Ｖｔｈは、サブハーモニック発振を抑制するために、スロープ補償を考慮して設定されている。閾値電圧Ｖｔｈの波形は、図９および図１０に示すように、鋸歯のような形状となっている。

図９に示すように、検出電圧Ｖｄがデューティ比によって変化し、結果として、リアクトル電流ＩＬｆを平滑コンデンサ８ｂによって直流化した出力電流Ｉｏｕｔがデューティ比によって変化してしまう。

そのため、比較例では、図９から分かるように、条件（Ｉ）と、条件（ＩＩ）とを比べると、直流化した出力電流Ｉｏｕｔの間で、ばらつきが生じている。

ここで、出力電圧Ｖｏｕｔが一定であると仮定すると、デューティ比は、入力電圧Ｖｉｎが高いほど小さく、入力電圧Ｖｉｎが低いほど大きい。また、図１０に示すように、スロープ補償は、デューティ比が大きいほど大きく補償される。

同様に、入力電圧Ｖｉｎが一定であると仮定すると、デューティ比は、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど小さく、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど大きくなる。また、図１０に示すように、スロープ補償は、デューティ比が大きいほど大きく補償される。

以上から分かるように、入力電圧Ｖｉｎが低くなるほど、または、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなるほど、スロープ補償量が大きくなる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど、または、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなるほど、スロープ補償量が小さくなる。

このように、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔによって、スロープ補償量が変化する。そのため、実施の形態１では、オフセット回路１４は、入力電圧Ｖｉｎが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなるように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。このオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、検出電圧Ｖｄに加算される。このような構成によって、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。その結果、出力制限を高精度に行うことが可能となる。

続いて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める方法の一例について説明する。オフセット回路１４は、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔをパラメータとする関数に従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。具体的には、オフセット回路１４は、例えば以下の式（３）に従って、入力電圧検出部１０によって検出された入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出部１２によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔとから、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。ただし、α、βおよびγは係数である。

Ｖｏｆｆｓｅｔ＝α×Ｖｉｎ−β×Ｖｏｕｔ＋γ （３）
αおよびβは、入力電圧Ｖｉｎが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが高くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが低くなるように予め定められる。また、γは、補正項として予め定められる。

このように、オフセット回路１４は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。また、オフセット回路１４は、求めたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを検出電圧Ｖｄに加算した値である補正検出電圧Ｖｄ’を、制御部１３の比較器１３２に出力する。

これにより、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、スロープ補償分による差分を吸収することができるので、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。

なお、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔをパラメータとする関数として、上述の式（３）に示すように一次式を用いる場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔをパラメータとする関数として、二次式、または三次以上の高次数式を用いてもよい。

図１０に示すように、検出電圧Ｖｄにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算することによって、スロープ補償分による差分を吸収することができる。つまり、図１０から分かるように、検出電圧Ｖｄは、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの分だけ、オフセットされている。したがって、図１０から分かるように、条件（Ｉ）と、条件（ＩＩ）とを比べると、直流化した出力電流Ｉｏｕｔの間で、ばらつきが生じていない。

また、図１０において、条件（Ｉ）と、条件（ＩＩ）とを比べると、入力電圧Ｖｉｎが低いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値が小さく、入力電圧Ｖｉｎが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値が大きくなっている。

このように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを検出電圧Ｖｄに加算することで、スロープ補償分による差分を吸収することができる。したがって、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。その結果、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因して出力電流Ｉｏｕｔにばらつきが生じることを抑制することができ、電力変換装置の高信頼性化を実現できる。

なお、実施の形態１では、制御部１３は、出力制限を行う場合、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄの全てをオフに制御するように構成される場合を例示したが、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄの全てを必ずしもオフにする必要はない。すなわち、入力電流Ｉｉｎの値が０になるような半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄの組み合わせに従って、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのうちの１つ以上の半導体スイッチング素子をオフにすれば、リアクトル電流ＩＬｆを減少させて出力電圧Ｖｏｕｔを低下させることができる。

以上、本実施の形態１の電力変換装置によれば、オフセット回路１４は、入力電圧検出部１０によって検出される入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出部１２によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるように構成されている。また、制御部１３は、オフセット回路１４によって求められるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと、入力電流検出部１１によって検出される入力電流Ｉｉｎに対応する検出電圧Ｖｄと、閾値電圧Ｖｔｈとに基づいて、出力制限を行うように構成されている。

より具体的には、オフセット回路１４および制御部１３は、それぞれ以下のように構成されている。すなわち、オフセット回路１４は、求めたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを、検出電圧Ｖｄに加算した値である補正検出電圧Ｖｄ’を出力するように構成されている。また、制御部１３は、オフセット回路１４によって出力される補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、補正検出電圧Ｖｄ’が閾値電圧Ｖｔｈ以上である場合、出力制限を行うように構成されている。

これにより、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。つまり、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによって、入力電圧Ｖｉｎの変化分の補償および出力電圧Ｖｏｕｔの変化分の補償を行うことができるので、入力電圧Ｖｉｎの変動および出力電圧Ｖｏｕｔの変動に起因して出力制限開始電流が変動することを抑制することができる。その結果、電力変換装置の高信頼性化を実現することができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１とは異なり、電力変換器１の温度を、対象温度として検出する温度検出部１５の検出値を考慮してオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるように構成された電力変換装置について説明する。なお、実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図１１は、本発明の実施の形態２における電力変換装置を示す構成図である。図１１に示す電力変換装置は、電力変換器１、制御部１３およびオフセット回路１４に加えて、温度検出部１５をさらに備える。

温度検出部１５は、電力変換器１の内部に設けられており、電力変換器１の温度を、対象温度である温度ＴＬとして検出する。電力変換器の温度は、より具体的には、例えば、整流回路７の温度、または平滑回路８の平滑リアクトル８ａの温度である。なお、温度検出部１５としては、例えば、温度センサが用いられる。

オフセット回路１４は、温度検出部１５によって検出される温度ＴＬに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。なお、別例として、オフセット回路１４は、入力電圧検出部１０によって検出される入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出部１２によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔと、温度検出部１５によって検出される温度ＴＬとに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるように構成されていてもよい。

続いて、温度ＴＬについて説明する。ここで、例えば、電気自動車またはハイブリッド自動車に電力変換装置が適用された場合、高圧バッテリ２としてリチウムイオンバッテリが用いられ、低圧バッテリ４として鉛バッテリが用いられる。鉛バッテリと比べると、電圧範囲は、リチウムイオンバッテリの方が大きい。したがって、同じ負荷条件、すなわち同じ出力電流であっても、高圧バッテリ２の電圧によっては、電力変換器１に入力される入力電流Ｉｉｎが異なり、電力変換器１の損失も異なる。

つまり、トランス６の一次側の温度、例えば半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのいずれかの温度を温度ＴＬとした場合、同じ負荷条件であっても、入力電圧Ｖｉｎによって、温度検出部１５によって検出される温度ＴＬが変わってしまう。したがって、入力電圧Ｖｉｎに依存せずに、負荷の大きさに比例した温度を正確に検出できるようにするため、トランス６の二次側の温度、すなわち、整流回路７の温度、または平滑回路８の温度を、温度ＴＬとすることが望ましい。

ここで、整流回路７を構成するダイオード７ａおよび７ｂは、一般的に、Ｓｉ系の半導体によって形成されているので、高温環境下では、順方向電圧Ｖｆが低下する。したがって、同一の入力電圧Ｖｉｎおよび同一の出力電圧Ｖｏｕｔであっても、高温環境下では、順方向電圧Ｖｆが低下しているので、電圧降下が小さい。その結果、高温環境下では、デューティ比は、通常の環境下、例えば常温の環境下よりも小さくなる。つまり、高温環境下では、デューティ比が小さくなるほど、スロープ補償量が小さくなってしまう。

このように、電力変換器１において、同一の入力電圧Ｖｉｎおよび同一の出力電圧Ｖｏｕｔであっても、温度ＴＬによっては、スロープ補償量が変化する。したがって、実施の形態２では、オフセット回路１４は、温度検出部１５によって検出される温度ＴＬが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなるように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。これにより、温度条件を考慮した出力制限を高精度に行うことが可能となる。

次に、補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとの比較に基づいて、出力制限を行う構成によって得られる効果について、図１２および図１３を参照しながら説明する。

図１２は、比較例における電力変換装置によって温度条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流Ｉｏｕｔを示す説明図である。図１３は、本発明の実施の形態２における電力変換装置によって温度条件が異なる場合にそれぞれ出力される出力電流Ｉｏｕｔを示す説明図である。

なお、比較例における電力変換装置は、オフセット回路１４が設けられておらず、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較に基づいて、出力制限を行うように構成されているものとする。

図１２の左側では、温度条件が条件（ｉ）である場合に、比較例における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈおよび検出電圧Ｖｄの各時間変化が図示されている。図１２の右側では、温度条件が条件（ｉｉ）である場合に、比較例における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈおよび検出電圧Ｖｄの各時間変化が図示されている。

図１３の左側では、温度条件が条件（ｉ）である場合に、実施の形態２における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈ、検出電圧Ｖｄおよび補正検出電圧Ｖｄ’の各時間変化が図示されている。図１３の右側では、温度条件が条件（ｉｉ）である場合に、実施の形態２における電力変換装置によって得られるリアクトル電流ＩＬｆ、閾値電圧Ｖｔｈ、検出電圧Ｖｄおよび補正検出電圧Ｖｄ’の各時間変化が図示されている。

上述の条件（ｉ）は、電力変換器１が低温環境下にある、すなわち、温度ＴＬが低いという条件である。このような条件（ｉ）では、デューティ比が大きくなる。上述の条件（ｉｉ）は、条件（ｉ）と比べて、電力変換器１が高温環境下にある、すなわち、温度ＴＬが高いという条件である。このような条件（ｉｉ）では、条件（ｉ）と比べて、デューティ比が小さくなる。また、条件（ｉ）と、条件（ｉｉ）との間では、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔがそれぞれ同一の条件であるものとする。

図１２に示すように、温度条件に起因したデューティ比の変化によって、検出電圧Ｖｄが変化し、結果として、リアクトル電流ＩＬｆを平滑コンデンサ８ｂによって直流化した出力電流Ｉｏｕｔがデューティ比によって変化してしまう。

そのため、比較例では、図１２から分かるように、条件（ｉ）と、条件（ｉｉ）とを比べると、直流化した出力電流Ｉｏｕｔの間で、ばらつきが生じている。なお、条件（ｉ）では、ダイオード７ａおよび７ｂの順方向電圧Ｖｆが大きく、電圧降下が大きいので、オンデューティＤが大きい。条件（ｉｉ）では、ダイオード７ａおよび７ｂの順方向電圧Ｖｆが小さく、電圧降下が小さいので、オンデューティＤが小さい。

ここで、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔのそれぞれが一定であると仮定すると、デューティ比は、温度ＴＬが高いほど小さく、温度ＴＬが低いほど大きくなる。また、先の実施の形態１と同様、図１３に示すように、スロープ補償は、デューティ比が大きいほど大きく補償される。

以上から分かるように、温度ＴＬが低くなるほど、スロープ補償量が大きくなり、温度ＴＬが高くなるほど、スロープ補償量が小さくなる。

このように、温度ＴＬによって、スロープ補償量が変化する。そのため、実施の形態２では、オフセット回路１４は、温度ＴＬが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなるように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。このオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、検出電圧Ｖｄに加算される。このような構成によって、温度ＴＬに起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。その結果、出力制限を高精度に行うことが可能となる。また、電力変換器１が例えば高温環境下にある場合に出力制限開始電流が変動してしまい、出力電流Ｉｏｕｔが過電流になることで部品が故障してしまう状況が発生することを抑制することができる。

続いて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める方法の一例について説明する。オフセット回路１４は、温度ＴＬをパラメータとする関数に従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。具体的には、オフセット回路１４は、例えば以下の式（４）に従って、温度検出部１５によって検出された温度ＴＬから、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。ただし、Ｔ０は、基準温度であり、例えば２５℃である。また、δおよびγは係数である。

Ｖｏｆｆｓｅｔ＝δ×（ＴＬ−Ｔ０）＋γ （４）
δは、温度ＴＬが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが高くなるように予め定められる。また、γは、補正項として予め定められる。

このように、オフセット回路１４は、温度ＴＬに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。また、オフセット回路１４は、求めたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを検出電圧Ｖｄに加算した値である補正検出電圧Ｖｄ’を、制御部１３の比較器１３２に出力する。

これにより、温度ＴＬに応じて、スロープ補償分による差分を吸収することができるので、温度特性に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。

なお、温度ＴＬをパラメータとする関数として、上述の式（４）に示すように一次式を用いる場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、温度ＴＬをパラメータとする関数として、二次式、または三次以上の高次数式を用いてもよい。

図１３に示すように、検出電圧Ｖｄにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算することによって、スロープ補償分による差分を吸収することができる。したがって、図１３から分かるように、条件（ｉ）と、条件（ｉｉ）とを比べると、直流化した出力電流Ｉｏｕｔの間で、ばらつきが生じていない。

また、図１３において、条件（ｉ）と、条件（ｉｉ）とを比べると、温度ＴＬが低いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値が小さく、温度ＴＬが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値が大きくなっている。

なお、上述したように、オフセット回路１４は、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと、温度ＴＬとに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるように構成されていてもよい。具体的には、オフセット回路１４は、入力電圧Ｖｉｎが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなり、温度ＴＬが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが大きくなるように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求める。

上述の場合、オフセット回路１４は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび温度ＴＬをパラメータとする関数に従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。具体的には、オフセット回路１４は、例えば以下の式（５）に従って、入力電圧検出部１０によって検出された入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出部１２によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔと、温度検出部１５によって検出された温度ＴＬとから、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。ただし、Ｔ０は、基準温度であり、例えば２５℃である。また、α、β、γおよびδは係数である。

Ｖｏｆｆｓｅｔ＝α×Ｖｉｎ−β×Ｖｏｕｔ＋δ×（ＴＬ−Ｔ０）＋γ （５）
α、βおよびδは、入力電圧Ｖｉｎが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが高くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが低くなり、温度ＴＬが高いほどオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが高くなるように予め定められる。また、γは、補正項として予め定められる。

なお、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび温度ＴＬをパラメータとする関数として、上述の式（５）に示すように一次式を用いる場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび温度ＴＬをパラメータとする関数として、二次式、または三次以上の高次数式を用いてもよい。

これにより、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび温度ＴＬに応じて、スロープ補償分による差分を吸収することができるので、入出力電圧および温度特性に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。すなわち、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの変動に加えて、温度ＴＬの変動に起因した出力制限開始電流の変動を抑制することができる。その結果、出力制限を高精度に行うことが可能となる。

なお、整流回路７がダイオード整流回路である場合を例示したが、これに限定されず、整流回路７が同期整流回路であってもよい。整流回路７がＭＯＳＦＥＴを使用した同期整流回路である場合、温度ＴＬが高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が増加する。したがって、ダイオードとは逆に電圧降下のロスが大きく、同様の出力電圧Ｖｏｕｔを出力するには、デューティ比を大きくする必要があり、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを下げる必要がある。

なお、温度検出部１５は、電力変換器１の温度の代わりに、電力変換器１を冷却する冷却器の温度を、温度ＴＬとして検出するように構成されていてもよい。

この場合、冷却器は、例えば、水冷式冷却器であり、冷却水を循環させるウォーターポンプを含んで構成される。また、冷却器の温度は、冷却水の温度である。より具体的には、温度検出部１５は、冷却器を監視しているＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）から、ＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の通信線を介して冷却水の温度を取得する。温度検出部１５は、取得した冷却水の温度を、温度ＴＬとして検出する。

以上、本実施の形態２の電力変換装置によれば、オフセット回路１４は、温度検出部１５によって検出される温度ＴＬに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるように構成されている。これにより、温度ＴＬの変動に起因して出力制限開始電流が変動することを抑制することができる。その結果、電力変換装置の高信頼性化を実現することができる。

また、本実施の形態２の電力変換装置の別例によれば、オフセット回路１４は、入力電圧検出部１０によって検出される入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出部１２によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔとに加えて、温度検出部１５によって検出される温度ＴＬに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるように構成されている。これにより、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび温度ＴＬのそれぞれの変動に起因して出力制限開始電流が変動することを抑制することができる。その結果、電力変換装置の高信頼性化を実現することができる。

なお、各実施の形態１、２では、電力変換器１のトランス６がセンタータップ方式の構成であるが、これに限定されない。例えば、トランス６は、二次巻線の両端がそれぞれフルブリッジ構成のダイオードの中点に接続される構成であってもよい。

なお、各実施の形態１、２では、トランス６の二次巻線６ｂの中点が低圧バッテリ４の負極側に接続され、二次巻線６ｂの両端がそれぞれダイオード７ａおよび７ｂのアノード側に接続されているが、これに限定されない。例えば、二次巻線６ｂの中点が平滑リアクトル８ａに接続され、二次巻線６ｂの両端がそれぞれダイオード７ａおよび７ｂのカソード側に接続され、ダイオード７ａおよび７ｂのアノードが低圧バッテリ４の負極側に接続されていてもよい。

なお、各実施の形態１、２では、電力変換器１は、入力側の電圧よりも出力側の電圧が低い降圧型のコンバータの形態としたが、これに限定されない。例えば、電力変換器１は、入力側の電圧よりも出力側の電圧が高い昇圧型のコンバータの形態であってもよい。

なお、各実施の形態１、２では、電力変換器１のスイッチング方式は、ハードスイッチング方式としたが、これに限定されない。例えば、電力変換器１のスイッチング方式は、位相シフト制御方式であってもよい。この場合、制御部１３は、半導体スイッチング素子５ａおよび半導体スイッチング素子５ｄを１つのスイッチング素子対として制御し、各半導体スイッチング素子５ｂおよび５ｃの位相を半周期ずらして制御する。

図１４は、本発明の実施の形態１、２における電力変換装置の変形例の動作モードが切り替わる様子を示すタイミングチャートである。図１４に示すように、半導体スイッチング素子５ａおよび５ｂと、半導体スイッチング素子５ｃおよび５ｄは、それぞれ、上下アームが短絡しないようにデッドタイムＴｄを設けてスイッチング制御される。この場合、図１４に示すように、モード２およびモード４において、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄの全てがオフでないにもかかわらず、入力電流Ｉｉｎが０になり、リアクトル電流ＩＬｆが減少している。このことは、電力変換器１のスイッチング方式が図１４に示す方式であっても、上述した効果が得られることを示している。

なお、各実施の形態１、２では、制御部１３は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを検出電圧Ｖｄに加算した値である補正検出電圧Ｖｄ’と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較するように構成されているが、これに限定されない。例えば、制御部１３は、閾値電圧Ｖｔｈからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算した値である補正閾値電圧Ｖｔｈ’と、検出電圧Ｖｄとを比較するように構成されていてもよい。

この場合、オフセット回路１４は、求めたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを、閾値電圧Ｖｔｈから減算した値である補正閾値電圧Ｖｔｈ’を出力する。制御部１３は、入力電流検出部１１によって検出される入力電流Ｉｉｎに対応する検出電圧Ｖｄと、オフセット回路１４によって出力される補正閾値電圧Ｖｔｈ’とを比較する。制御部１３は、その比較の結果、検出電圧Ｖｄが補正閾値電圧Ｖｔｈ’以上である場合、出力制限を行う。

なお、上述した各実施の形態１、２における制御部１３およびオフセット回路１４の各機能は、処理回路によって実現される。処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。

処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。

一方、処理回路がプロセッサの場合、制御部１３およびオフセット回路１４の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。プロセッサは、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、上述した各機能を実現する。

なお、上述した各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。

このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した各機能を実現することができる。

なお、本発明の実施例として実施の形態１、２を説明したが、本発明は実施の形態１、２の各構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態１、２の各構成を適宜組み合わせたり、各構成に一部変形を加えたり、各構成を一部省略したりすることが可能である。

１ 電力変換器、２ 高圧バッテリ、３ 負荷、４ 低圧バッテリ、５ インバータ回路、５ａ〜５ｄ 半導体スイッチング素子、６ トランス、６ａ 一次巻線、６ｂ 二次巻線、７ 整流回路、７ａ，７ｂ ダイオード、８ 平滑回路、８ａ 平滑リアクトル、８ｂ 平滑コンデンサ、１０ 入力電圧検出部、１１ 入力電流検出部、１２ 出力電圧検出部、１３ 制御部、１３１ 閾値発生器、１３２ 比較器、１４ オフセット回路、１４１ 加算器、１５ 温度検出部。

Claims (8)

1. 入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路、
   前記インバータ回路によって変換される前記交流電圧を変圧するトランス、
   前記トランスによって変圧される前記交流電圧を整流する整流回路、
   平滑リアクトルを含み、前記整流回路の出力を平滑化する平滑回路、
   前記インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部、
   前記インバータ回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部、および
   前記平滑回路から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出部
   を有する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御部と、
   前記入力電圧検出部によって検出される前記入力電圧、および前記出力電圧検出部によって検出される前記出力電圧のみに基づいて、オフセット電圧を求めるオフセット回路と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記オフセット回路によって求められる前記オフセット電圧と、前記入力電流検出部によって検出される前記入力電流に対応する検出電圧と、閾値電圧とに基づいて、
   前記オフセット電圧を、前記検出電圧に加算した値である補正検出電圧を算出し、前記補正検出電圧が前記閾値電圧以上である場合、または、
   前記オフセット電圧を、前記閾値電圧から減算した値である補正閾値電圧を算出し、前記検出電圧が前記補正閾値電圧以上である場合に、
   前記インバータ回路を制御することで前記平滑リアクトルに流れるリアクトル電流を低減させて前記出力電圧を低下させる出力制限を行う
   電力変換装置。
2. 前記オフセット回路は、
   前記入力電圧が高いほど前記オフセット電圧が大きくなり、前記出力電圧が低いほど前記オフセット電圧が大きくなるように、前記オフセット電圧を求める
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路、
   前記インバータ回路によって変換される前記交流電圧を変圧するトランス、
   前記トランスによって変圧される前記交流電圧を整流する整流回路、
   平滑リアクトルを含み、前記整流回路の出力を平滑化する平滑回路、
   前記インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部、
   前記インバータ回路に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部、および
   前記平滑回路から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出部
   を有する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御部と、
   前記入力電圧検出部によって検出される前記入力電圧と、前記出力電圧検出部によって検出される前記出力電圧とに基づいて、オフセット電圧を求めるオフセット回路と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記オフセット回路によって求められる前記オフセット電圧と、前記入力電流検出部によって検出される前記入力電流に対応する検出電圧と、閾値電圧とに基づいて、
   前記オフセット電圧を、前記検出電圧に加算した値である補正検出電圧を算出し、前記補正検出電圧が前記閾値電圧以上である場合、または、
   前記オフセット電圧を、前記閾値電圧から減算した値である補正閾値電圧を算出し、前記検出電圧が前記補正閾値電圧以上である場合に、
   前記インバータ回路を制御することで前記平滑リアクトルに流れるリアクトル電流を低減させて前記出力電圧を低下させる出力制限を行う電力変換装置であって、
   前記電力変換器の温度を、対象温度として検出する温度検出部をさらに備え、
   前記オフセット回路は、
   前記入力電圧検出部によって検出される前記入力電圧と、前記出力電圧検出部によって検出される前記出力電圧とに加えて、前記温度検出部によって検出される前記対象温度に基づいて、前記オフセット電圧を求める
   電力変換装置。
4. 前記オフセット回路は、
   前記入力電圧が高いほど前記オフセット電圧が大きくなり、前記出力電圧が低いほど前記オフセット電圧が大きくなり、前記対象温度が高いほど前記オフセット電圧が大きくなるように、前記オフセット電圧を求める
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換器の温度は、前記整流回路の温度、または前記平滑回路の温度である
   請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 前記温度検出部は、
   前記電力変換器の温度の代わりに、前記電力変換器を冷却する冷却器の温度を、前記対象温度として検出する
   請求項３または４に記載の電力変換装置。
7. 前記冷却器は、水冷式冷却器であり、
   前記冷却器の温度は、冷却水の温度である
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記整流回路は、ダイオード整流回路である
   請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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