WO2018235438A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ、これを用いた電源システム及び当該電源システムを用いた自動車 - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃコンバータ、これを用いた電源システム及び当該電源システムを用いた自動車 Download PDF

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WO2018235438A1
WO2018235438A1 PCT/JP2018/017694 JP2018017694W WO2018235438A1 WO 2018235438 A1 WO2018235438 A1 WO 2018235438A1 JP 2018017694 W JP2018017694 W JP 2018017694W WO 2018235438 A1 WO2018235438 A1 WO 2018235438A1
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WO
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converter
dead time
output
value
control circuit
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PCT/JP2018/017694
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Inventor
信太朗 田中
裕二 曽部
忠彦 千田
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L3/00—Electric devices on electrically-propelled vehicles for safety purposes; Monitoring operating variables, e.g. speed, deceleration or energy consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a power supply system using a dead time set between a series of pulses for turning on and off a semiconductor switch element, and a vehicle using the power supply system.
  • a car using such electrical energy is equipped with a power converter that reduces the high-voltage battery voltage for supplying power to the motor for driving the wheels and supplies necessary power to the low-voltage electrical equipment.
  • a power converter that reduces the high-voltage battery voltage for supplying power to the motor for driving the wheels and supplies necessary power to the low-voltage electrical equipment.
  • low voltage electrical devices include air conditioners, audios, and car controllers.
  • a DC-DC converter is generally used for a power converter that supplies power from a high voltage battery to a low voltage electrical device.
  • a plurality of semiconductor switch elements are provided in the DC-DC converter.
  • the semiconductor switch element is formed of, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or the like.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • power conversion is performed by controlling on / off of a switching circuit configured by the semiconductor switch elements.
  • a typical DC-DC converter converts a DC input into AC once using a switching circuit, and transforms it (boost or step down) using a transformer, and further uses an output circuit such as a rectifier circuit. It is an apparatus which converts this into direct current again. As a result, a DC output having a voltage different from the input voltage can be obtained.
  • a so-called full bridge type switching circuit is generally used, but as a driving method capable of reducing
  • the phase of the upper switch element of one leg of the four switch elements constituting the full bridge type switching circuit and the phase of the lower switch element of the other leg (the lower switch element of one leg and the other
  • the phase of the upper switch element of the leg is similarly controlled according to the output voltage, whereby the upper switch element of one leg and the lower switch element of the other leg are simultaneously turned on, and
  • the period in which the lower switch element of the first leg and the upper switch element of the other leg are simultaneously turned on is adjusted according to the output voltage.
  • the power transmitted from the switching circuit (primary side of the transformer) to the output circuit (secondary side of the transformer) is determined by simultaneously turning on the upper switching element of one leg and the lower switching element of the other leg at the same time.
  • the output voltage is stabilized at a desired value by controlling the above-mentioned phase because it is determined by the period during which the lower switching device of one leg and the upper switching device of the other leg are simultaneously turned on. It becomes possible.
  • the plurality of switch elements of the switching circuit are separately provided on the upper side of the leg and the lower side of the leg, and the upper switch element of the leg and the lower switch element of the leg are connected in series.
  • the switch elements on the upper side and the lower side of the legs connected in series are simultaneously turned on, a leg short circuit may occur and an overcurrent may flow. Therefore, in order to prevent the switch elements on the upper side of the leg and the switch elements on the lower side of the leg from being on at the same time, the on period of one switch element and the other switch element of the two switch elements belonging to the same leg It is necessary to provide a period during which both of these two switch elements are in the off state with the on period. Such a period is called dead time.
  • the capacitance components of the four switch elements and / or the capacitance components of the capacitance elements added to the respective switch elements and the resonance inductance are used.
  • a resonant circuit is formed, and switching loss is reduced by turning on the voltages of these semiconductor switch elements close to zero by utilizing the resonant characteristics.
  • This resonant circuit performs resonant operation in a period from when one switch element belonging to the same leg is turned off to when the other switch element is turned on, that is, in a dead time, thereby forming four switch elements constituting a switching circuit. Turn-on losses are reduced.
  • the dead time is also used as a resonance period for reducing the turn-on loss. Therefore, it is necessary to determine how long the dead time is set in consideration of the resonance characteristics of the above-mentioned resonance circuit.
  • the resonance characteristics of the resonant circuit change depending on the input voltage and output current of the DC-DC converter. Specifically, the larger the input voltage and the smaller the output current, the longer the time required for resonance.
  • Patent Document 1 JP-A-2016-111776
  • This is a power conversion that changes the ratio of the dead time to the switching period according to the value of the current so that the dead time is reduced according to the increase of the load current of the DC-DC converter by the control circuit that controls the switching circuit.
  • An apparatus is disclosed.
  • the power converter described in the above-mentioned patent document 1 has a dead time in the inner loop of the voltage controller that controls the output voltage of the DC-DC converter by introducing the control of the dead time change according to the current increase. It is necessary to add a current controller for change.
  • the response time constant of the voltage controller disposed in the outer loop needs to be set sufficiently later than the response time constant of the current controller which is the inner loop.
  • the response time constant of the voltage controller is delayed, there is a problem that the responsiveness of the output voltage fluctuation to the negative overcurrent fluctuation of the DC-DC converter is lowered.
  • An object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of suppressing output voltage fluctuation and a power supply system including the same while performing dead time change control to reduce switching loss of the DC-DC converter.
  • a power converter according to the present invention is a power converter including a plurality of semiconductor switch elements and a control circuit for controlling a dead time between the plurality of switch elements, and mounted on a vehicle,
  • the present invention is achieved by a power converter characterized in that the dead time between the plurality of switching elements is controlled based on operation information of a device mounted and different from the power converter.
  • the operation information includes the drive / stop status of the device, the input / output voltage, the input / output current, and the like.
  • the different devices may be devices connected in parallel to the input terminal of the power converter or connected via a battery (for example, an inverter for driving a vehicle or an on-vehicle charger) or an output terminal of the power converter. It is an apparatus (for example, an air conditioner, audio, coolant pump, battery, etc.) connected via a parallel connection or a battery, and a vehicle electronic control unit.
  • a battery for example, an inverter for driving a vehicle or an on-vehicle charger
  • an apparatus for example, an air conditioner, audio, coolant pump, battery, etc.
  • the dead time it is possible to change the dead time and to add a current controller for changing the dead time to the inner loop of the voltage controller that controls the output voltage of the DC-DC converter. Since the dead time can be varied according to the operation information of different devices, it is possible to stabilize the output voltage of the DC-DC converter to a desired value while reducing the switching loss.
  • the operation information changes the dead time between the plurality of switching elements based on the operation information from the plurality of devices.
  • control circuit makes the dead time between the plurality of switching elements longer as the voltage of the device connected in parallel and / or via the battery to the input terminal of the power conversion device in the different device increases. Is also preferred.
  • control circuit may be connected between the plurality of switching elements as the number of driving devices connected in parallel or via a battery to the output terminal of the power conversion device in the different device decreases and / or the current decreases. It is also preferable to increase the dead time of the
  • control circuit may be set to a dead between the plurality of switching elements as the number of driving devices connected in parallel or through a battery to the output terminal of the power conversion device in the different device is smaller or the current is smaller. It is also preferable to increase the time.
  • the dead time output of the control circuit is set to the maximum dead time. Values are also preferred. Further, when the control circuit is set to a minimum dead time value and the dead time value calculated by the control circuit is smaller than the minimum dead time value, the dead time output of the control circuit is set to the minimum dead time value. Is also preferred.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram showing configurations of a voltage control unit 70 and a dead time setting unit 80 in a control circuit 40 that performs phase shift control. It is a table which shows the relation between the drive / stop state of load R2, and dead time. It is a table
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of a method of calculating an output signal of the DC-DC converter 200 according to the present embodiment. It is a figure which shows the change of the output current and output voltage explaining the effect of this embodiment. It is a circuit block diagram of the bidirectional
  • the present invention relates to an on-vehicle power supply system using a DC-DC converter 200 according to a second embodiment. It is a block block diagram at the time of applying to the car 1000 as a power supply system.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention.
  • the power conversion device transforms the input voltage Vin applied between the input terminal 1 and the input terminal 2 to generate the output voltage Vout, and supplies this to the output terminal 3 and the output terminal 4 It is an apparatus.
  • the power conversion device is connected between the transformer 20, the switching circuit 10 connected between the transformer 20 and the input terminals 1 and 2, and between the transformer 20 and the output terminals 3 and 4.
  • An output circuit 30 and a control circuit 40 for controlling the switching circuit 10 are provided.
  • a DC power supply V1 and a load R1 driven by the DC power supply V1 are connected between the input terminal 1 and the input terminal 2.
  • a DC power supply V2 and a load R2 driven by the DC power supply V2 are connected between the output terminal 3 and the output terminal 4.
  • the load R1 and the load R2 are, for example, a vehicle drive motor and accessories such as a power steering apparatus.
  • the capacitor C1 for stabilizing the input voltage Vin is connected between the input terminal 1 and the input terminal 2
  • the capacitor C1 may be connected to the DC power supply V1 as viewed from the input terminals 1 and 2.
  • the switching circuit 10 converts the input voltage Vin applied to the input terminal 1 and the input terminal 2 into alternating current and supplies the alternating current to the primary winding N1 of the transformer 20.
  • four switching elements 11a are provided. 14a are connected in a full bridge connection.
  • One input connection point of the switching circuit 10 is connected to the input terminal 1 and the input terminal 2, and the other output connection point of the switching circuit 10 is connected to both ends of the primary winding N1 of the transformer 20.
  • the detailed configuration of the switching circuit 10 includes the switch element 11a and the switch element 12a connected in series to the input terminal 1 and the input terminal 2, the connection point A of the switch element 11a and the switch element 12a, and the input terminal 1 and the input terminal 2 similarly.
  • Switch element 13a and switch element 14a connected in series with each other, and a connection point B of switch element 13a and switch element 14a.
  • connection point A is connected to one side of the primary winding N1
  • connection point B is connected to the other side of the primary winding N1.
  • FET field effect transistor
  • diodes 11b to 14b and capacitors 11c to 14c are connected in parallel to the switch elements 11a to 14a, respectively.
  • the diodes 11b to 14b and the capacitors 11c to 14c may be solid separately from the switch elements 11a to 14a, or may be parasitic components of the switch elements 11a to 14a. Also, the parasitic components of the switch elements 11a to 14a may be used in combination with another solid diode and capacitor.
  • the transformer 20 has a center tap configuration, and includes a primary winding N1, a secondary winding N2a, and a secondary winding N2b.
  • the turns ratio of primary winding N1 and secondary winding N2a or the turns ratio of primary winding N1 and secondary winding N2b is set according to the voltage range of input voltage Vin and the voltage range of output voltage Vout .
  • the transformer 20 is also provided with a resonant inductance L1 in series with the primary winding N1.
  • the capacitance component of the switch elements 11a to 14a and / or the capacitance component of the capacitors 11c to 14c added to the respective switch elements 11a to 14a and the resonance inductance L1 form a resonant circuit that reduces the switching loss generated in the switching circuit 10. Be done.
  • an inductor of another solid may be connected in series with the resonance inductance L1 to increase the value of the inductance.
  • a series circuit including the switch element 11a and the switch element 12a is referred to as a "first leg”
  • a series circuit including the switch element 13a and the switch element 14a is referred to as a "second leg”.
  • the connection point A which is the middle point of the first leg, is connected to one of the primary windings N1 of the transformer 20 via the resonance inductance L1
  • the connection point B which is the middle point of the second leg, is the transformer 20. Is connected to the other side of the primary winding N1.
  • the output circuit 30 smoothes and rectifies AC voltages appearing in the secondary windings N2a and N2b of the transformer 20 to generate an output voltage Vout which is a DC voltage. And between the output terminals 4.
  • the diode 31 is connected between one of the secondary windings N2a of the transformer 20 and the rectifying node S.
  • the diode 32 is connected between one of the secondary windings N2b of the transformer 20 and the rectifying node S.
  • the neutral point T is a connection point between the other of the secondary winding N2a of the transformer 20 and the other of the secondary winding N2b of the transformer 20.
  • the smoothing coil L 2 is connected between the neutral point T and the output terminal 3.
  • the capacitor C 2 is connected between the output terminal 3 and the output terminal 4.
  • the voltage detection circuit 51 detects an output voltage between the output terminal 3 and the output terminal 4.
  • the diodes 31 and 32 constitute a rectifier circuit that rectifies an AC voltage generated from the secondary winding N2a and the secondary winding N2b of the transformer 20.
  • the smoothing coil L2 and the capacitor C2 constitute a smoothing circuit that smoothes the rectified output generated at the neutral point T.
  • the diodes 31 and 32 may be replaced with FETs or the like, and the synchronous rectification operation may be performed, which is a known technique with a small conduction loss.
  • the control circuit 40 is a circuit that controls the operation of the switching circuit 10 such that the output voltage Vout applied across the capacitor C2 has a predetermined target value. As shown in FIG. 1, the control circuit 40 includes a voltage control unit 70 and a dead time setting unit 80. In the description of the present embodiment, a predetermined target value is referred to as a “command value Vref”.
  • the control circuit 40 Based on the output voltage Vout detected by the voltage detection circuit 51 and the command value Vref, the control circuit 40 causes the voltage control unit 70 to generate output signals 41 to 44 for performing the phase shift control method.
  • the generated output signals 41 to 44 generate drive signals 61 to 64 for driving the switch elements 11a to 14a by the insulating circuit 60, and the drive signals 61 to 64 are supplied to control electrodes of the switch elements 11a to 14a. .
  • Control circuit 40 is also connected between voltage value VR1 of load R1 connected between input terminal 1 and input terminal 2 and / or current value IR1 flowing through load R1 and / or between output terminal 3 and output terminal 4 Based on the current value IR2 of the load R2, the dead time of the output signals 41 to 44 of the switch elements 11a to 14a is controlled.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing configurations of voltage control unit 70 and dead time setting unit 80 in control circuit 40 that performs phase shift control.
  • the control circuit 40 includes a subtracting unit 71, a PI control unit 72, a duty limiting unit 77, a pulse generation setting unit 78, an output signal generation unit 79, a dead time setting unit 80, and a triangular wave. And a signal device 91.
  • the PI control unit 72 further includes a proportional unit 73 and a proportional unit 74, an integrating unit 75, and an adding unit 76.
  • the dead time setting unit 80 includes a dead time selection unit 81 and a dead time restriction unit 82.
  • control circuit 40 The operation of the control circuit 40 will be described.
  • the subtraction unit 71 subtracts the difference between the command value Vref and the output voltage Vout detected by the voltage detection circuit 51, and calculates the difference voltage 101 between them.
  • the command value Vref is an arbitrary command voltage value of the DC-DC converter 200 shown in FIG. 1 and may be preset in the DC-DC converter 200, and is changed according to an external command value. You may.
  • the differential voltage 101 is input to the PI control unit 72.
  • the PI control unit 72 uses the proportional units 73 and 74, the integrating unit 75, and the adding unit 76 to calculate the duty value 102 necessary for phase shift control.
  • the duty value 102 is input to the duty limiting unit 77.
  • the duty limiting unit 77 sets a maximum duty value Duty_max and a minimum duty value Duty_min which are set in advance.
  • the maximum duty value Duty_max and the minimum duty value Duty_min may not be constant values but may be changed according to an external command value.
  • the Duty value 102 output from the PI control unit 72 is compared with the maximum Duty value Duty_max and the minimum Duty value Duty_min, and the Duty value 102 exceeds the maximum Duty value Duty_max.
  • the limiting unit output Duty value 103 is set to Duty_max, and the Duty value 102 falls below the minimum Duty value Duty_min, the limiting unit output Duty value 103 is set to Duty_min.
  • the following relational expression (1) is established for the limiting unit output Duty value, the maximum Duty value Duty_max, and the minimum Duty value Duty_min.
  • the duty value is an on-time ratio per cycle.
  • the pulse generation setting unit 78 outputs a pulse generation signal 106 for realizing phase shift control based on the limiting unit output duty value 103 from the duty limiting unit 77 and the dead time output signal 104.
  • the dead time selection unit 81 shown in FIG. 2 is a device different from the DC-DC converter 200.
  • a current value proportional to IR1 or proportional thereto, a drive / stop state of load R2 which is a device different from DC-DC converter 200, a voltage value VR2 applied to load R2, and a current value IR2 proportional to current value IR2 flowing to load R2 At least one piece of information is input among the current values.
  • the dead time selection unit 81 outputs the dead time setting signal 105 corresponding to the input information by using the input information and the dead time setting table shown in FIG. 3A and FIG. 3B.
  • the dead time setting table of FIG. 3A and FIG. 3B will be described.
  • a method of calculating the dead time setting signal 105 there are, for example, the following methods (1) to (3). Therefore, the dead time setting signal 105 may be calculated using any of these methods. Also, a plurality of these methods may be used. Furthermore, the information of loads R1 and R2 may use information from multiple loads instead of one. However, these are only examples, and the dead time setting signal 105 may be obtained by information of a device different from that of the other DC-DC converter 200 or by another method using it.
  • a dead time setting table 1 showing the relationship between the drive / stop state of the load R2 and the dead time is used. Specifically, when the load R2 is in the driving state, the dead time setting signal 105 is set to Dd_a, and when the load R2 is in the stopped state, the dead time setting signal 105 is set to Dd_b.
  • the magnitude relationship between Dd_a and Dd_b may be set smaller than Dd_b because the resonance time during the dead time of the switching circuit 10 may be short when the load R2 is driven. Further, as shown in FIG.
  • the dead time setting signal 105 is determined according to the dead time setting table 2 showing the relationship between the drive / stop states of the plurality of loads R2-1 to R2-4 and the dead time. Also good. For example, when the load R2-1 is driven (ON), the load R2-2 is stopped (OFF), the load R2-3 is stopped (OFF), and the load R2-4 is stopped (OFF), the dead time setting signal 105 is Set as Dd_c. The rest Dd_d to Dd_g of the dead time setting signal 105 can be determined according to FIG. Although the dead time setting unit 81 based on the information on the loads R2-1 to R2-4 has been described, the present embodiment can be applied even if the number of loads is changed.
  • the dead time setting signal 105 is determined based on the current value IR1 of the load R1 and / or the current value IR2 of the load R2.
  • a dead time setting table 3 indicating the relationship between the current value IR1 of the load R1 and / or the current value IR2 of the load R2 and the dead time setting signal 105 is set in advance.
  • the resonance time in the dead time period of the switching circuit 10 may be short, so it is preferable to reduce the dead time setting signal 105. Further, as shown in FIG.
  • the value of the dead time setting table may be changed based on the drive / stop state of the load R1 or the load R2. Further, FIG. 3C shows the relationship between the current value IR1 of the load R1 and / or the current value IR2 of the load R2 and the dead time setting signal 105 as a proportional function, but other functions, inflection points, There is no need for continuity of functions.
  • the dead time setting signal 105 is determined based on the voltage value VR1 of the load R1.
  • a dead time setting table 4 indicating the relationship between the voltage value VR1 of the load R1 and the dead time setting signal 105 is set in advance.
  • the voltage value VR1 of the load R1 is small, the resonance time in the dead time period of the switching circuit 10 may be short, so it is preferable to reduce the dead time setting signal 105.
  • FIG. 3D shows the relationship between the voltage value VR1 of the load R1 and the dead time setting signal 105 as a proportional function, but other functions may be used, and continuity such as a function with an inflection point may be used. You may use a function without.
  • the dead time setting signal 105 can be obtained in the dead time selection unit 81 by using, for example, the calculation methods (1) to (3) described above.
  • the dead time setting signal 105 is input to the dead time limiting unit 82.
  • the dead time limiting unit 82 provides a preset maximum dead time value Dd_max and a minimum dead time value Dd_min.
  • the maximum dead time value Dd_max and the minimum dead time value Dd_min do not have to be fixed values, and may be changed according to an external command value.
  • the dead time setting signal 105 output from the dead time selection unit 81 shown in FIGS. 3A to 3D is compared with the maximum dead time value Dd_max and the minimum dead time value Dd_min, and the dead time setting signal 105 is output.
  • the dead time output signal 104 When the dead time value Dd_max is exceeded, the dead time output signal 104 is set as the maximum dead time value Dd_max, and when the dead time setting signal 105 falls below the minimum dead time value Dd_min, the dead time output signal 104 is determined as the minimum dead time value. It is assumed as Dd_min.
  • the dead time output signal 10 is a dead time time ratio per cycle.
  • the dead time output unit 104 can output the dead time output signal 104.
  • the dead time of the first leg which is a series circuit including the switch element 11a and the switch element 12a of the switching circuit 10
  • the second leg which is a series circuit including the switch element 13a and the switch element 14a
  • the dead time output signal 104 may be changed so that the dead times of the first leg and the second leg are different.
  • the dead time output signal 104 in the first leg which is a series circuit composed of the switch element 11a and the switch element 12a is Dd_12
  • the dead time output signal 104 in the second leg which is a series circuit composed of the switch element 11a and the switch element 12a. May be Dd_34.
  • the pulse generation setting unit 78 receives the limiting unit output Duty value 103 calculated by the Duty limiting unit 77 and the dead time output signal 104 calculated by the dead time limiting unit 82.
  • a pulse generation signal 106 for driving the switch elements 11 a to 14 a of the switching circuit 10 is calculated according to the input signal.
  • FIG. 4 is an explanatory view of a method of calculating an output signal of the DC-DC converter 200 according to the present embodiment.
  • the pulse generation signal 106 outputs on timing threshold signals 41a to 44a and off timing thresholds 41b to 44b for determining the on / off timing of each of the switch elements 11a to 14a.
  • the off timing thresholds 41 b to 44 b are set by the limiting unit output duty value 103.
  • the on timing threshold signals 41a to 44a are set by the limiting unit output duty value 103 and the dead time output signal 104.
  • the on timing threshold signals 41a to 44a and the off timing threshold 41b to 44b is as follows.
  • the on timing threshold signal 41a is 1; 42a is 0.5; 43a is D + Dd_34; 44a is D + 0.5 + Dd_34.
  • the off timing threshold 41 b is 0.5-Dd_ 12, 42 b is 1-Dd_ 12, 43 b is D + 0.5, and 44 b is D.
  • the on timing threshold signals 41 a to 44 a and the off are calculated based on the limiting unit output duty value 103 calculated by the duty limiting unit 77 and the dead time output signal 104 calculated by the dead time limiting unit 82.
  • the timing thresholds 41b to 44b may be set.
  • the pulse generation setting unit 78 outputs the on timing threshold signals 41a to 44a and the off timing thresholds 41b to 44b in the pulse generation signal 106.
  • the output signal generation unit 79 generates output signals 41 to 44 based on the pulse generation signal 106 from the pulse generation setting unit 78 and the triangular wave 92 from the triangular wave signal generator 91.
  • the triangular wave signal generator 91 outputs the triangular wave 92 in accordance with an arbitrary triangular wave frequency.
  • the triangular wave frequency may be changed based on an external command value.
  • the triangular wave 92 may not be a triangular wave, and may have a signal waveform that can be compared with the pulse generation signal 105.
  • the output signal generation unit 79 receives on timing threshold signals 41a to 44a and off timing threshold values for determining the on / off timings of the switch elements 11a to 14a in the pulse generation signal 106 output from the pulse signal setting unit 78. 41b to 44b and a triangular wave 92 output from the triangular wave signal generator 91 are input.
  • the output signal generation unit 79 compares the triangular wave 92 with the on timing threshold signals 41a to 44a and the off timing thresholds 41b to 44b to output output signals 41 to 44 for setting the on / off timing of the switch elements. That is, the output signals 41 to 44 switch on / off at timing when the value of the triangular wave 92 reaches the on timing threshold signals 41a to 44a and the off timing thresholds 41b to 44b. Specifically, the output signal 41 is turned on when the value of the triangular wave 92 reaches the on-timing threshold signal 41a.
  • the output signal 41 is turned off at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the off timing threshold signal 41 b.
  • the output signal 42 is turned on at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the on timing threshold signal 42 a.
  • the output signal 42 is turned off at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the off timing threshold signal 42 b.
  • the output signal 43 is turned on at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the on-timing threshold signal 43a.
  • the output signal 43 is turned off at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the off timing threshold signal 43 b.
  • the output signal 44 is turned on at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the on timing threshold signal 44a.
  • the output signal 44 is turned off at the timing when the value of the triangular wave 92 reaches the off timing threshold signal 44 b.
  • the pulse generation signal 106 output from the pulse signal setting unit 78 and the triangular wave 92 from the triangular wave signal generator 91 generate the output signals 41 to 44 for setting the on / off timing of the switch elements 11a to 14a. Be done.
  • the output signals 41 to 44 calculated by the output signal generation unit 79 are input to the insulating circuit 60.
  • the insulating circuit 60 electrically insulates the control circuit 40 from the switching circuit 10 to generate drive signals 61 to 64 for driving the switch elements 11a to 14a of the output signals 41 to 44.
  • the switch elements 11a to 14a are generated. Input to the control electrode of
  • the output voltage of the DC-DC converter 200 is controlled.
  • the output voltage of the DC-DC converter 200 can operate stably.
  • FIG. 5 is a diagram showing the effect of this embodiment, in which the current controller for changing the dead time is inserted in the inner loop when the output current of the DC-DC converter 200 changes from 50 A to 200 A, and FIG. The fluctuation of the output voltage of the DC-DC converter 200 when the dead time control in the embodiment is performed is shown.
  • the dead time can be controlled by a device different from the DC-DC converter, and the dead time is blocked in the inner loop of the voltage controller that controls the output voltage of the DC-DC converter. Stable output voltage of DC-DC converter while reducing switching loss to change dead time according to the operation information of DC-DC converter and different equipment without adding current controller for time change It is possible to make it a desired value.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a second embodiment of the present invention.
  • the switching circuit 10, the transformer 20, and the output circuit 30 are the same as in the first embodiment.
  • the dead time selection unit 81 is eliminated in the dead time setting unit 80, and a vehicle power control unit 300 different from the control circuit 40 of the DC-DC converter 200 is provided.
  • FIG. 7 relates to an on-vehicle power supply system using the DC-DC converter 200 according to the second embodiment.
  • the low voltage side of the DC-DC converter 200 is the E side, and the high voltage side is the F side.
  • one end of the low voltage battery V2 is connected to one end of the DC-DC converter 200 on the E side, and the other end of the low voltage battery V2 is connected to the other end of the DC to DC converter 200 on the E side.
  • One end of the accessory device 500 such as an air conditioner is connected to one end of the DC-DC converter 200 on the E side, and the other end of the accessory device 500 is connected to the other end of the DC-DC converter 200 on the E side.
  • One end of the HV device 400 is connected to one end of the DC-DC converter 200 on the F side, and the other end of the HV device 400 is connected to the other end of the DC-DC converter 200 on the F side.
  • High voltage battery V1 is connected to one end on the F side of DC-DC converter 200, and the other end of high voltage battery V1 is connected to the other end on the F side of DC-DC converter 200 via relay 600.
  • the vehicle power control unit 300 controls the switching operation of each device including the DC-DC converter 200, the power transmission direction, the amount of power, and the dead time output signal 105.
  • the relay 800 may be omitted.
  • FIG. 8 is a block diagram of the case where the present invention is applied to a car 1000 as a power supply system.
  • the load R1 which is a device different from the DC-DC converter 200, is mainly the HV equipment 400 and the charger 600 in the vehicle configuration diagram, for example, an inverter for driving a vehicle, an on-board charger, a quick charger, and driving of the vehicle It is an inverter that supplies power to a motor that generates power, a pump that circulates a coolant, and the like.
  • the load R2, which is a device different from the DC-DC converter is mainly the accessory device 500 in the vehicle configuration diagram, and is, for example, an air conditioner, an audio, a controller of an automobile, an electric brake or the like.
  • the loads R1 and R2 are not limited to the above, and may be devices capable of detecting drive / stop or current or voltage.
  • Vehicle power supply control unit 300 includes a drive / stop state of load R1, which is a device different from the DC-DC converter, a voltage VR1 value applied to load R1, which is a device different from the DC-DC converter, and DC-DC.
  • the current value IR1 flowing to the load R1 which is different from the converter or the current value proportional to it, the drive / stop state of the load R2 which is different from the DC-DC converter, and the device different from the DC-DC converter At least one information is input from a voltage value VR2 applied to a certain load R2 and a current value IR2 flowing to the load R2 which is a device different from the DC-DC converter or a current value proportional to the current value IR2.
  • Vehicle power supply control unit 300 outputs dead time output signal 105 corresponding to the input information by using the input information and the dead time setting table shown in FIG. 3.
  • the dead time setting signal 105 is input to the dead time limiting unit 82.
  • the subsequent operation is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.
  • the dead time can be controlled by a device different from the DC-DC converter, and the dead time is detected in the inner loop of the voltage controller that controls the output voltage of the DC-DC converter. Since the dead time can be changed according to the operation information of the device different from the DC-DC converter without adding a change current controller, the output voltage of the DC-DC converter is desired stably while reducing the switching loss It is possible to Further, by performing dead time variable control outside the DC-DC converter, it becomes possible to reduce the dead time control processing time inside the DC-DC converter.
  • the present invention can be applied to all DC-DC converters having an isolation function.

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Abstract

本発明の課題は、ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング損失を低減するデッドタイム変更制御を行いながら、出力電圧変動を抑制可能なＤＣ－ＤＣコンバータおよびこれを備えた電源システムを提供することにある。本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、入力端子、出力端子と、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子間のデッドタイムを制御する制御回路とを備え、当該ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置が存在する電源システムに用いられ、前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置の動作情報に基づいて、前記複数のスイッチ素子間の少なくとも一つのデッドタイムを変更するＤＣ－ＤＣコンバータである。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータ、これを用いた電源システム及び当該電源システムを用いた自動車
　本発明は電力変換装置に関し、特に、半導体スイッチ素子をオン／オフ駆動する一連のパルス間に設定されるデッドタイムが設けられ、これを用いた電源システム及び当該電源システムを用いた自動車に関する。
　近年、化石燃料の枯渇や地球環境問題の悪化を背景として、ハイブリッド自動車や電気自動車のような、電気エネルギーを利用した自動車への関心が高まっており、実用化されている。
　このような電気エネルギーを用いた自動車は、車輪を駆動するためのモータに電力を供給するための高圧バッテリ電圧を降圧して、必要な電力を低圧の電気機器へ供給する電力変換装置が備えられることが多い。この低圧の電気機器の例として、エアコンやオーディオ、自動車のコントローラー等がある。低圧の電気機器に高圧バッテリから電力を供給する電力変換装置には、一般にＤＣ－ＤＣコンバータが用いられる。
　ＤＣ－ＤＣコンバータには複数の半導体スイッチ素子が設けられている。半導体スイッチ素子は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ　（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などから構成される。ＤＣ－ＤＣコンバータでは、それらの半導体スイッチ素子で構成されるスイッチング回路のオン／オフを制御することにより、電力変換が行われる。代表的なＤＣ－ＤＣ　コンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（　昇圧または降圧）　し、さらに、出力回路、例えば整流回路などを用いてこれを再び直流に変換する装置である。これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。ここで、大容量が要求されるスイッチング回路としては、いわゆるフルブリッジ型のスイッチング回路が用いられることが一般的であるが、この種の半導体スイッチ素子において発生するスイッチング損失を低減可能な駆動方式として、位相シフト制御方式が知られている。
　位相シフト制御方式においては、フルブリッジ型のスイッチング回路を構成する４　つのスイッチ素子の一方のレッグの上側スイッチ素子と他方のレッグの下側スイッチ素子の位相（　一方のレッグの下側スイッチ素子と他方のレッグの上側スイッチ素子の位相も同様）　が出力電圧に応じて制御され、これにより、一方のレッグの上側スイッチ素子と他方のレッグの下側スイッチ素子が同時にオン状態となる期間、並びに、一方のレッグの下側スイッチ素子と他方のレッグの上側スイッチ素子が同時にオン状態となる期間が出力電圧に応じて調整される。ここで、スイッチング回路（トランスの１次側）　から出力回路（トランスの２次側）　に伝送される電力は、一方のレッグの上側スイッチ素子と他方のレッグの下側スイッチ素子が同時にオン状態となる期間、並びに、一方のレッグの下側スイッチ素子と他方のレッグの上側スイッチ素子が同時にオン状態となる期間によって決まることから、上記位相を制御することにより、出力電圧を所望の値に安定させることが可能となる。
　しかし、出力電圧を安定に所望の値とするには、ＤＣ－ＤＣコンバータの負荷電流変動に対する高応答な電圧制御器が必要であるが、ＤＣ－ＤＣコンバータの負荷であるエアコンやオーディオなどは、使用状況により電流量が変化する。その際、負過電流の変動等によりＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変動が大きいと、ＤＣ－ＤＣコンバータの負荷として並列接続されているＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる機器へ影響を及ぼす可能性がある。従って、ＤＣ－ＤＣコンバータは、負過電流変動が大きい場合でも、出力電圧変動を抑制するために、高応答な電圧制御器が必要である。
　また、スイッチング回路の複数のスイッチ素子は、レッグの上側とレッグの下側とに分けて設けられ、レッグの上側のスイッチ素子とレッグの下側のスイッチ素子とは直列接続されている。このとき、直列接続されたレッグの上側のスイッチ素子とレッグの下側のスイッチ素子が同時にオンとなると、レッグ短絡が発生し、過電流が流れる可能性がある。従って、レッグの上側のスイッチ素子とレッグの下側のスイッチ素子とが同時にオンにならないように、同一のレッグに属する２つのスイッチ素子のうち、一方のスイッチ素子のオン期間と他方のスイッチ素子のオン期間との間に、これら２つのスイッチ素子がいずれもオフ状態となる期間を設ける必要がある。このような期間は、デッドタイムと呼ばれている。
　また、位相シフト制御方式によるスイッチング回路においては、上記４つのスイッチ素子の容量成分及び／　又は各スイッチ素子に付加された容量素子の容量成分と共振用インダクタンス（例えば、共振コイルやトランス漏れインダクタンス）によって共振回路が形成され、その共振特性を利用して、これら半導体スイッチ素子の電圧を零に近づけてターンオンすることによるスイッチング損失の低減が図られている。この共振回路は、同一のレッグに属する一方のスイッチ素子がターンオフしてから他方のスイッチ素子がターンオンするまでの期間、すなわちデッドタイムにおいて共振動作を行い、これによってスイッチング回路を構成する４　つのスイッチ素子のターンオン損失の低減が図られている。このように、位相シフト制御方式によるスイッチング回路においてデッドタイムは、ターンオン損失低減のための共振期間としても利用される。
したがって、デッドタイムをどの程度の長さに設定するかは、上記共振回路の共振特性を考慮して定める必要がある。上記共振回路の共振特性は、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力電圧や出力電流によって変化し、具体的には入力電圧が大きくなるほど、また、出力電流が小さくなるほど、共振に必要な時間が長くなる。
　そこで、このような問題を解決する手段として、特開２０１６－１１１７７６号公報（特許文献１）がある。これは、スイッチング回路を制御する制御回路により、ＤＣ－ＤＣコンバータの負荷電流の増加に応じてデッドタイムが減少するように、電流の値に応じてスイッチング周期に対するデッドタイムの割合を変更する電力変換装置が開示されている。
特開２０１６－１１１７７６号公報
　ところで、上述の特許文献１に記載の電力変換装置は、電流増加に応じたデッドタイム変更の制御を導入することにより、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を制御する電圧制御器のインナーループにデッドタイム変更用の電流制御器を追加する必要がある。制御回路の安定動作のため、アウターループに配置される電圧制御器の応答時定数は、インナーループである電流制御器の応答時定数よりも、十分に遅く設定する必要がある。しかしながら、電圧制御器の応答時定数を遅くすると、ＤＣ－ＤＣコンバータの負過電流変動に対する出力電圧変動の応答性が低下してしまう問題があった。
　本発明の目的は、ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング損失を低減するデッドタイム変更制御を行いながら、出力電圧変動を抑制可能なＤＣ－ＤＣコンバータおよびこれを備えた電源システムを提供することにある。
　本発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子間のデッドタイムを制御する制御回路とを備え、且車両に搭載される電力変換装置であって、前記車両に搭載され且前記電力変換装置とは異なる装置の動作情報に基づいて、前記複数のスイッチング素子間のデッドタイムを制御することを特徴とする電力変換装置により達成される。
　なお、動作情報とは、機器の駆動／停止状態、入出力電圧や入出力電流などである。
　また、前記異なる装置とは、前記電力変換装置の入力端子に並列接続又はバッテリを介して接続される機器（例えば、車両駆動用インバータや車載充電器など）や、前記電力変換装置の出力端子に並列接続又はバッテリを介して接続される機器（例えば、エアコンやオーディオ、クーラントポンプ、バッテリなど）や、車両電子制御ユニットである。
　本発明によれば、デッドタイムが可変であり且、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を制御する電圧制御器のインナーループにデッドタイム変更用の電流制御器を追加することなく、ＤＣ－ＤＣコンバータと異なる機器の動作情報に応じてデッドタイムを可変するため、スイッチング損失を低減しながら、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を安定に所望の値にすることが可能である。
　また、前記動作情報は、複数の装置からの動作情報に基づいて、前記複数のスイッチング素子間のデッドタイムを変更することが好ましい。
　また、前記制御回路は、前記異なる装置における前記電力変換装置の入力端子に並列接続及び／又はバッテリを介して接続される機器の電圧が大きいほど、前記複数のスイッチング素子間のデッドタイムを長くすることもまた好ましい。
　また、前記制御回路は、前記異なる装置における前記電力変換装置の出力端子に並列接続又はバッテリを介して接続される機器の駆動数が少ないほど及び／又は電流が小さいほど、前記複数のスイッチング素子間のデッドタイムを長くすることもまた好ましい。
　また、前記制御回路は、前記異なる装置における前記電力変換装置の出力端子に並列接続又はバッテリを介して接続される機器の駆動数が少ないほど又は電流が小さいほど、前記複数のスイッチング素子間のデッドタイムを長くすることもまた好ましい。
　また、前記制御回路は最大デッドタイム値が設定され、前記制御回路により算出されたデッドタイムの値が、前記最大デッドタイム値よりも大きい場合、前記制御回路のデッドタイム出力を、前記最大デッドタイム値とすることもまた好ましい。さらに前記制御回路は最小デッドタイム値が設定され、前記制御回路により算出されたデッドタイムの値が、前記最小デッドタイム値よりも小さい場合、前記制御回路のデッドタイム出力を、前記最小デッドタイム値とすることもまた好ましい。
本発明の実施例１による双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図である。 位相シフト制御を行う制御回路４０における電圧制御部７０およびデッドタイム設定部８０の構成を示した回路ブロック図である。 負荷Ｒ２の駆動／停止状態とデッドタイムとの関係を示す表である。 複数の負荷Ｒ２の駆動／停止状態とデッドタイムとの関係を示す表である。 負荷Ｒ１の電圧状態とデッドタイムとの関係を示す図である。 負荷Ｒ１および負荷Ｒ２の電流状態とデッドタイムとの関係を示す図である。 本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力信号算出方法の説明図である。 本実施形態の効果を説明する出力電流と出力電圧の変化を示す図である。 本発明の実施例２による双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図である。 第２実施例に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２００を使用した車載電源系統に関するものである。 電源システムとして自動車１０００に適用した場合のブロック構成図である。
　以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
　（第１の実施形態）
　（主回路構成）
　図１は、本発明の実施例１による双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図である。
　本実施形態に係る電力変換装置は、入力端子１と入力端子２の間に印加される入力電圧Ｖｉｎを変圧して、出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力端子３と出力端子４に供給する装置である。
　また本実施形態に係る電力変換装置は、トランス２０と、このトランス２０と入力端子１及び２との間に接続されたスイッチング回路１０と、トランス２０と出力端子３及び４との間に接続された出力回路３０と、スイッチング回路１０を制御する制御回路４０と、を備えている。
　実施時においては、入力端子１と入力端子２の間には、直流電源Ｖ１と、直流電源Ｖ１により駆動する負荷Ｒ１と、が接続される。出力端子３と出力端子４の間には、直流電源Ｖ２と、直流電源Ｖ２により駆動する負荷Ｒ２と、が接続される。ここで負荷Ｒ１や負荷Ｒ２は、車両駆動用モータや、パワーステアリング装置等の補機等である。
　なお、入力端子１と入力端子２の間に入力電圧Ｖｉｎを安定化させるコンデンサＣ１が接続されるが、入力端子１及び２側から見て、直流電源Ｖ１側に接続されても良い。出力端子３及び４に接続されるコンデンサＣ２についても同様である。
　（スイッチング回路１０）
　スイッチング回路１０は、入力端子１及び入力端子２に印加される入力電圧Ｖｉｎを交流に変換して、トランス２０の１次巻線Ｎ１に供給する役割を行い、本実施例では４つのスイッチ素子１１ａないし１４ａがフルブリッジ接続された構成を為す。スイッチング回路１０の一方の入力接続点は、入力端子１及び入力端子２に接続され、スイッチング回路１０の他方の出力接続点は、トランス２０の１次巻線Ｎ１の両端に接続される。
　スイッチング回路１０の詳細構成は、入力端子１及び入力端子２に直列接続されたスイッチ素子１１ａおよびスイッチ素子１２ａと、スイッチ素子１１ａおよびスイッチ素子１２ａの接続点Ａと、同じく入力端子１及び入力端子２に直列接続されたスイッチ素子１３ａおよびスイッチ素子１４ａと、スイッチ素子１３ａおよびスイッチ素子１４ａの接続点Ｂと、を備える。
　接続点Ａには１次巻線Ｎ１の一方に接続され、接続点Ｂには１次巻線Ｎ１の他方に接続される。スイッチ素子１１ａないし１４ａに関しては、公知であるスイッチ素子を用いることができるが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いることが好ましい。
　またスイッチ素子１１ａないし１４ａには、それぞれダイオード１１ｂないし１４ｂおよびコンデンサ１１ｃないし１４ｃが並列接続される。これらのダイオード１１ｂないし１４ｂおよびコンデンサ１１ｃないし１４ｃは、スイッチ素子１１ａないし１４ａとは別固体であっても良く、スイッチ素子１１ａ～１４ａの寄生成分であっても良い。また、スイッチ素子１１ａないし１４ａの寄生成分と別固体のダイオードおよびコンデンサを併用しても良い。
　（トランス２０）　
　本実施形態に係るトランス２０は、センタータップ構成であり、１次巻線Ｎ１と、２次巻線Ｎ２ａ及び２次巻線Ｎ２ｂを備える。１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２ａの巻数比又は１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２ｂの巻数比は、入力電圧Ｖｉｎの電圧範囲および出力電圧Ｖｏｕｔの電圧範囲に応じて設定される。
　またトランス２０には、１次巻線Ｎ１と直列に共振用インダクタンスＬ１が設けられる。スイッチ素子１１ａないし１４ａの容量成分及び／又は各スイッチ素子１１ａないし１４ａに付加されたコンデンサ１１ｃないし１４ｃの容量成分と共振用インダクタンスＬ１によって、スイッチング回路１０に発生するスイッチング損失を低減する共振回路が形成される。なお、トランス２０の共振用インダクタンスＬ１の値が小さい場合、共振用インダクタンスＬ１と直列に別固体のインダクタを接続して、インダクタンスの値を大きくしても良い。
　なお、本実施形態の説明においては、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１２ａからなる直列回路を「第１レッグ」、スイッチ素子１３ａとスイッチ素子１４ａからなる直列回路を「第２レッグ」と呼ぶ。第１レッグの中点である接続点Ａは、共振用インダクタンスＬ１を介して、トランス２０の１次巻線Ｎ１の一方に接続され、第２レッグの中点である接続点Ｂは、トランス２０の１次巻線Ｎ１の他方に接続される。
　（出力回路３０）
　本実施形態に係る出力回路３０は、トランス２０の２次巻線Ｎ２ａおよびＮ２ｂに現れる交流電圧を平滑及び整流して、直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、この出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子３及び出力端子４の間に供給する。
　ダイオード３１は、トランス２０の２次巻線Ｎ２ａの一方と整流接続点Ｓとの間に接続される。ダイオード３２は、トランス２０の２次巻線Ｎ２ｂの一方と整流接続点Ｓとの間に接続される。
　中性点Ｔは、トランス２０の２次巻線Ｎ２ａの他方と、トランス２０の２次巻線Ｎ２ｂの他方との接続点である。平滑コイルＬ２は、中性点Ｔと出力端子３との間に接続される。コンデンサＣ２は、出力端子３と出力端子４の間に接続される。電圧検出回路５１は、出力端子３と出力端子４の間の出力電圧を検出する。
　このような構成を有する出力回路３０のうち、ダイオード３１及び３２は、トランス２０の２次巻線Ｎ２ａと２次巻線Ｎ２ｂから現れる交流電圧を整流する整流回路を構成する。平滑コイルＬ２とコンデンサＣ２は、中性点Ｔに発生する整流出力を平滑化する平滑回路を構成する。なお、ダイオード３１及び３２はＦＥＴなどに置き換えてよく、さらに導通損失の小さい公知技術である同期整流動作を行っても良い。
　（制御回路４０）
　本実施形態に係る制御回路４０は、コンデンサＣ２の両端間に印加される出力電圧Ｖｏｕｔを予め定められた目標値となるように、スイッチング回路１０の動作を制御する回路である。制御回路４０は、図１に示すように、電圧制御部７０とデッドタイム設定部８０によって構成される。なお、本実施形態の説明では、予め定められた目標値を「指令値Ｖｒｅｆ」と呼ぶ。
　制御回路４０は、電圧検出回路５１により検出した出力電圧Ｖｏｕｔと指令値Ｖｒｅｆに基づいて、電圧制御部７０において、位相シフト制御方式を行う出力信号４１ないし４４を生成する。生成された出力信号４１ないし４４は、絶縁回路６０により、スイッチ素子１１ａ～１４ａを駆動する駆動信号６１～６４を生成し、スイッチ素子１１ａ～１４ａの制御電極に駆動信号６１～６４が供給される。
　また制御回路４０は、入力端子１と入力端子２の間に接続された負荷Ｒ１の電圧値ＶＲ１または／且つ負荷Ｒ１に流れる電流値ＩＲ１または／且つ出力端子３と出力端子４の間に接続された負荷Ｒ２の電流値ＩＲ２に基づいて、スイッチ素子１１ａ～１４ａの出力信号である４１～４４のデッドタイムを制御する。
　図２は、位相シフト制御を行う制御回路４０における電圧制御部７０およびデッドタイム設定部８０の構成を示した回路ブロック図である。
　図２に示すように制御回路４０は、減算部７１と、ＰＩ制御部７２と、Ｄｕｔｙ制限部７７と、パルス生成設定部７８と、出力信号生成部７９と、デッドタイム設定部８０と、三角波信号器９１と、を備える。
　さらにＰＩ制御部７２は、比例部７３及び比例部７４と、積分部７５と、加算部７６と、を備える。デッドタイム設定部８０は、デッドタイム選択部８１と、デッドタイム制限部８２と、を備えている。
　制御回路４０の動作に関して説明する。
　減算部７１には、指令値Ｖｒｅｆと電圧検出回路５１で検出された出力電圧Ｖｏｕｔの差分を減算し、それらの差分電圧１０１を計算する。指令値Ｖｒｅｆは、図１に示されたＤＣ－ＤＣコンバータ２００の任意の指令電圧値であり、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００内部で予め設定しておいても良く、外部からの指令値に応じて変更しても良い。
　差分電圧１０１は、ＰＩ制御部７２に入力される。ＰＩ制御部７２では、比例部７３及び７４、積分部７５および加算部７６により、位相シフト制御に必要なＤｕｔｙ値１０２を計算する。
　Ｄｕｔｙ値１０２は、Ｄｕｔｙ制限部７７に入力される。Ｄｕｔｙ制限部７７では、予め設定される最大Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍａｘと最小Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎが設けられる。なお、最大Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍａｘと最小Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎは、一定値でなく、外部からの指令値により変更しても良い。
　図２のＤｕｔｙ制限部７７に示されるように、ＰＩ制御部７２で出力されたＤｕｔｙ値１０２と、最大Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍａｘおよび最小Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎが比較され、Ｄｕｔｙ値１０２が最大Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍａｘを超えた場合、制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３をＤｕｔｙ＿ｍａｘとし、Ｄｕｔｙ値１０２が最小Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎを下回った場合、制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３をＤｕｔｙ＿ｍｉｎとする。
　制限部出力Ｄｕｔｙ値と、最大Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍａｘと最小Ｄｕｔｙ値Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎには次の関係式は数（１）が成立する。なお、Ｄｕｔｙ値は、１周期あたりのオン時間比である。
　　Ｄｕｔｙ＿ｍｉｎ　≦　Ｄｕｔｙ値　≦Ｄｕｔｙ＿ｍａｘ　　　　…数（１）
　パルス生成設定部７８は、Ｄｕｔｙ制限部７７からの制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３と、デッドタイム出力信号１０４に基づいて、位相シフト制御を実現するためのパルス生成信号１０６を出力する。
　（デッドタイム設定方法の説明）
　ここで、図３（ａ）ないし図３（ｄ）を用いてデッドタイム出力信号１０４の生成方法を説明する。
　図２に示されたデッドタイム選択部８１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００とは異なる装置である負荷Ｒ１の駆動／停止状態と、負荷Ｒ１に印加される電圧ＶＲ１値と、負荷Ｒ１に流れる電流値ＩＲ１もしくはそれに比例する電流値と、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００とは異なる装置である負荷Ｒ２の駆動／停止状態と、負荷Ｒ２に印加される電圧値ＶＲ２と、負荷Ｒ２に流れる電流値ＩＲ２もしくはそれに比例する電流値のうち、少なくともひとつの情報が入力される。
　デッドタイム選択部８１は、入力された情報と図３（ａ）や図３（ｂ）に示すデッドタイム設定表を用いることにより、入力された情報に対応するデッドタイム設定信号１０５を出力する。
　図３（ａ）や図３（ｂ）のデッドタイム設定表について説明する。デッドタイム設定信号１０５の算出方法としては、例えば以下の（１）～（３）の方法がある。従って、これらのうちいずれかの方法を用いて、デッドタイム設定信号１０５を算出すれば良い。また、これの方法を複数用いても良い。さらに負荷Ｒ１およびＲ２の情報は、ひとつとは限らず複数の負荷からの情報を用いても良い。ただし、これらは一例でありその他のＤＣ－ＤＣコンバータ２００とは異なる装置の情報やそれを用いた他の方法によりデッドタイム設定信号１０５を求めても良い。
　（１）図３（ａ）のように、負荷Ｒ２の駆動／停止状態とデッドタイムとの関係を示すデッドタイム設定表１を用いる。詳しくは、負荷Ｒ２が駆動状態の場合、デッドタイム設定信号１０５をＤｄ＿ａとし、負荷Ｒ２が停止状態の場合、デッドタイム設定信号１０５をＤｄ＿ｂとする。なお、Ｄｄ＿ａとＤｄ＿ｂの大小関係は、負荷Ｒ２が駆動時は、スイッチング回路１０のデッドタイム期間中における共振時間が短くて良いため、Ｄｄ＿ａはＤｄ＿ｂより小さく設定することが好ましい。また、図３（ｂ）のように複数の負荷Ｒ２－１～Ｒ２－４の駆動／停止状態と、デッドタイムとの関係を示すデッドタイム設定表２により、デッドタイム設定信号１０５を決定しても良い。例えば、負荷Ｒ２－１が駆動（ＯＮ）、負荷Ｒ２－２が停止（ＯＦＦ）、負荷Ｒ２－３が停止（ＯＦＦ）、負荷Ｒ２－４が停止（ＯＦＦ）の場合、デッドタイム設定信号１０５はＤｄ＿ｃとする。その他デッドタイム設定信号１０５のうちＤｄ＿ｄ～Ｄｄ＿ｇは、図３ｂに従い、決定できるため説明は省略する。なお、負荷Ｒ２－１～Ｒ２－４の情報に基づいたデッドタイム設定部８１について説明したが、負荷の個数が変更されても、本実施形態が適用できる。
　（２）図３（ｃ）のように、負荷Ｒ１の電流値ＩＲ１または／且負荷Ｒ２の電流値ＩＲ２に基づいて、デッドタイム設定信号１０５を決定する。デッドタイム設定部８１には、負荷Ｒ１の電流値ＩＲ１または／且負荷Ｒ２の電流値ＩＲ２と、デッドタイム設定信号１０５との関係を示すデッドタイム設定表３が予め設定されている。なお、負荷Ｒ１の電流値ＩＲ１または／且負荷Ｒ２の電流値ＩＲ２が大きい場合、スイッチング回路１０のデッドタイム期間中における共振時間が短くて良いため、デッドタイム設定信号１０５を小さくすることが好ましい。また、図３（ｃ）に示すように負荷Ｒ１または負荷Ｒ２の駆動／停止状態に基づいて、デッドタイム設定表の値を変更しても良い。また、図３（ｃ）は、負荷Ｒ１の電流値ＩＲ１または／且負荷Ｒ２の電流値ＩＲ２とデッドタイム設定信号１０５の関係を比例関数で示しているが、その他の関数や、変曲点、関数の連続性がなくとも良い。
　（３）図３（ｄ）のように、負荷Ｒ１の電圧値ＶＲ１に基づいて、デッドタイム設定信号１０５を決定する。デッドタイム設定部８１には、負荷Ｒ１の電圧値ＶＲ１と、デッドタイム設定信号１０５との関係を示すデッドタイム設定表４が予め設定されている。なお、負荷Ｒ１の電圧値ＶＲ１が小さい場合、スイッチング回路１０のデッドタイム期間中における共振時間が短くて良いため、デッドタイム設定信号１０５を小さくすることが好ましい。また、図３（ｄ）は、負荷Ｒ１の電圧値ＶＲ１とデッドタイム設定信号１０５の関係を比例関数で示しているが、その他の関数を用いても良く、変曲点のある関数など連続性のない関数を用いても良い。
　このように、例えば上述した（１）～（３）の算出方法を用いることにより、デッドタイム選択部８１において、デッドタイム設定信号１０５を求めることができる。
　続いて、デッドタイム設定信号１０５は、デッドタイム制限部８２に入力される。デッドタイム制限部８２では、予め設定される最大デッドタイム値Ｄｄ＿ｍａｘと最小デッドタイム値Ｄｄ＿ｍｉｎが設けられる。なお、最大デッドタイム値Ｄｄ＿ｍａｘと最小デッドタイム値Ｄｄ＿ｍｉｎ　は、一定値である必要はなく、外部からの指令値により変更しても良い。図３（ａ）ないし図３（ｄ）に示されるデッドタイム選択部８１で出力されたデッドタイム設定信号１０５と、最大デッドタイム値Ｄｄ＿ｍａｘおよび最小デッドタイム値Ｄｄ＿ｍｉｎが比較され、デッドタイム設定信号１０５が最大デッドタイム値Ｄｄ＿ｍａｘを超えた場合、デッドタイム出力信号１０４を最大デッドタイム値Ｄｄ＿ｍａｘとし、デッドタイム設定信号１０５が最小デッドタイム値Ｄｄ＿ｍｉｎを下回った場合、デッドタイム出力信号１０４を最小デッドタイム値Ｄｄ＿ｍｉｎとする。
　デッドタイム出力信号１０４と、最大デッドタイム値Ｄｄ＿ｍａｘと最小デッドタイム値Ｄｄ＿ｍｉｎには次の数（２）が成立する。なお、デッドタイム出力信号１０は、１周期あたりのデッドタイム時間比である。
　　Ｄｄ＿ｍｉｎ≦　（デッドタイム出力信号１０４）　≦Ｄｄ＿ｍａｘ　　…数（２）
　このように、デッドタイム設定部８０により、デッドタイム出力信号１０４を出力することができる。なお、以上の説明はスイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａとスイッチ素子１２ａからなる直列回路である第１レッグと、スイッチ素子１３ａとスイッチ素子１４ａからなる直列回路である第２レッグのデッドタイムを等しくするようにデッドタイムを設定する計算方法を述べているが、第１レッグと第２レッグのデッドタイムを異なるように、デッドタイム出力信号１０４を変更しても良い。例えば、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１２ａからなる直列回路である第１レッグにおけるデッドタイム出力信号１０４をＤｄ＿１２とし、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１２ａからなる直列回路である第２レッグにおけるデッドタイム出力信号１０４をＤｄ＿３４としても良い。
　（パルス生成設定部７８説明）
　パルス生成設定部７８におけるパルス生成信号１０６の生成方法を説明する。
　パルス生成設定部７８には、Ｄｕｔｙ制限部７７で算出された制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３とデッドタイム制限部８２で算出されたデッドタイム出力信号１０４が入力される。入力された信号に従い、スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａないし１４ａを駆動するパルス生成信号１０６を算出する。
　図４は、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力信号算出方法の説明図である。パルス生成信号１０６は、各スイッチ素子１１ａないし１４ａのオン／オフのタイミングを決定するためのオンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂが出力される。
　なお、オフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂは、制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３により設定される。オンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａは、制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３とデッドタイム出力信号１０４により設定される。例えば、制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３をＤ、第１レッグにおけるデッドタイム出力信号１０４をＤｄ＿１２、第２レッグにおけるデッドタイム出力信号１０４をＤｄ＿３４とすると、オンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂは以下の通りである。
　オンタイミング閾値信号４１ａは１、４２ａは０．５、４３ａはＤ＋Ｄｄ＿３４、４４ａはＤ＋　０．５＋Ｄｄ＿３４である。　　　　　　　　　　　　
　オフタイミング閾値４１ｂは０．５－Ｄｄ＿１２、４２ｂは１－Ｄｄ＿１２、４３ｂはＤ＋０．５、４４ｂはＤである。
　ただし、上記は一例であり、Ｄｕｔｙ制限部７７で算出された制限部出力Ｄｕｔｙ値１０３とデッドタイム制限部８２で算出されたデッドタイム出力信号１０４に基づいて、オンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂが設定されれば良い。このようにして、パルス生成設定部７８により、パルス生成信号１０６におけるオンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂが出力される。
　（出力信号生成部７９の説明）
　出力信号生成部７９には、パルス生成設定部７８からのパルス生成信号１０６と、三角波信号器９１からの三角波９２に基づいて、出力信号４１～４４を生成する。
　図４を用いて、出力信号生成部７９の動作に説明する。三角波信号器９１は、任意の三角波周波数に応じて三角波９２を出力される。なお、三角波周波数は外部の指令値に基づいて変更しても良い。なお、三角波９２は、三角波でなくても良く、パルス生成信号１０５と比較可能な信号波形であれば良い。
　出力信号生成部７９には、パルス信号設定部７８から出力されるパルス生成信号１０６における各スイッチ素子１１ａないし１４ａのオン／オフのタイミングを決定するためのオンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂと、三角波信号器９１から出力される三角波９２が入力される。
　出力信号生成部７９は、三角波９２とオンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂとを比較してスイッチ素子のオン／オフタイミングを設定する出力信号４１～４４を出力する。すなわち、出力信号４１～４４は、三角波９２の値が、オンタイミング閾値信号４１ａ～４４ａおよびオフタイミング閾値４１ｂ～４４ｂに達したタイミングでオン／オフを切り替える。具体的には、三角波９２の値が、オンタイミング閾値信号４１ａに達したタイミングで、出力信号４１がオンになる。
　また、三角波９２の値が、オフタイミング閾値信号４１ｂに達したタイミングで、出力信号４１がオフになる。
　また、三角波９２の値が、オンタイミング閾値信号４２ａに達したタイミングで、出力信号４２がオンになる。
　また、三角波９２の値が、オフタイミング閾値信号４２ｂに達したタイミングで、出力信号４２がオフになる。
　また、三角波９２の値が、オンタイミング閾値信号４３ａに達したタイミングで、出力信号４３がオンになる。
　また、三角波９２の値が、オフタイミング閾値信号４３ｂに達したタイミングで、出力信号４３がオフになる。
　また、三角波９２の値が、オンタイミング閾値信号４４ａに達したタイミングで、出力信号４４がオンになる。
　また、三角波９２の値が、オフタイミング閾値信号４４ｂに達したタイミングで、出力信号４４がオフになる。
　以上のように、パルス信号設定部７８から出力されるパルス生成信号１０６と、三角波信号器９１からの三角波９２により、スイッチ素子１１ａ～１４ａをオン／オフタイミングを設定する出力信号４１～４４が生成される。
　出力信号生成部７９により算出された出力信号４１～４４は、絶縁回路６０に入力される。絶縁回路６０により、制御回路４０とスイッチング回路１０との電気的な絶縁が行われ、出力信号４１～４４をスイッチ素子１１ａ～１４ａを駆動する駆動信号６１～６４が生成され、スイッチ素子１１ａ～１４ａの制御電極へ入力される。
　このように、本実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータ２００においては、デッドタイムをＤＣ－ＤＣコンバータ２００とは異なる機器の情報に基づいて制御されることから、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力電圧を制御する電圧制御器のインナーループにデッドタイム変更用の電流制御器を追加することなく、電圧制御を行うことで、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力電圧が安定に動作することが可能である。
　図５は、本実施形態の効果を示す図であり、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力電流が５０Ａから２００Ａに変動した際、インナーループにデッドタイム変更用の電流制御器を挿入した場合と、本実施形態におけるデッドタイム制御を行った場合におけるＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力電圧の変動を示している。
　図５が示すように、本実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータ２００の出力電圧の変動は、アンダーシュートが小さくなっておりかつ出力電圧が安定するまでの期間も短縮されており、電圧制御の安定性に改善が見られた。
　（実施例の効果）
　以上、説明したように、本実施形態によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる機器によりデッドタイムが制御可能であり且、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を制御する電圧制御器のインナーループにデッドタイム変更用の電流制御器を追加することなく、ＤＣ－ＤＣコンバータと異なる機器の動作情報に応じてデッドタイムを可変するため、スイッチング損失を低減しながら、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を安定に所望の値にすることが可能である。
　（第２の実施形態）
　図６は、本発明の実施例２による双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図である。
　スイッチング回路１０およびトランス２０、出力回路３０は実施例１と同様である。制御回路４０において、デッドタイム設定部８０において、デッドタイム選択部８１を削除し、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００の制御回路４０とは異なる車両電源制御部３００を設けている。
　図７は、第２実施例に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２００を使用した車載電源系統に関するものである。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００の低圧側をＥ側、高圧側をＦ側とする。
　電源系統の構成は、低圧バッテリＶ２の一端は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＥ側の一端に接続され、低圧バッテリＶ２の他端は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＥ側の他端に接続される。エアコンなどの補機機器５００の一端は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＥ側の一端に接続され、補機機器５００の他端は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＥ側の他端に接続される。ＨＶ系機器４００の一端がＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＦ側の一端に接続され、ＨＶ系機器４００の他端がＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＦ側の他端に接続される。高圧バッテリＶ１の一端は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＦ側の一端に接続され、高圧バッテリＶ１の他端は、リレー６００を介して、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００のＦ側の他端に接続される。車両電源制御部３００は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００含む各機器のスイッチング動作や、電力の送電方向、電力量等およびデッドタイム出力信号１０５制御する。なお、リレー８００はなくてもよい。
　図８は、電源システムとして自動車１０００に適用した場合のブロック構成図である。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ２００とは異なる装置である負荷Ｒ１は、車両構成図において主にＨＶ系機器４００および充電器６００であり、例えば車両駆動用インバータ、車載充電器、急速充電器、前記車両の駆動力を発生するモータに電力を供給するインバータ、冷却液を循環させるポンプなどである。また、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ２は、車両構成図において主に補機機器５００であり、例えばエアコンやオーディオ、自動車のコントローラー、電動ブレーキなどである。なお、負荷Ｒ１およびＲ２は、上記に限られるものではなく、駆動／停止もしくは電流もしくは電圧を検出可能な機器であれば良い。
　（車両電源制御部３００）
　車両電源制御部３００は、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ１の駆動／停止状態と、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ１に印加される電圧ＶＲ１値と、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ１に流れる電流値ＩＲ１もしくはそれに比例する電流値と、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ２の駆動／停止状態と、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ２に印加される電圧値ＶＲ２と、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置である負荷Ｒ２に流れる電流値ＩＲ２もしくはそれに比例する電流値のうち、少なくともひとつの情報が入力される。車両電源制御部３００は、入力された情報と図３に示すデッドタイム設定表を用いることにより、入力された情報に対応するデッドタイム出力信号１０５を出力する。
　続いて、デッドタイム設定信号１０５は、デッドタイム制限部８２に入力される。以降の動作は、実施例１と同様であり説明は省略する。
　以上の通り、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００の制御回路４０からデッドタイム設定部８１を削除することで、ＤＣ－ＤＣコンバータ２００内部でのデッドタイム制御処理を軽減することが可能となる。
　（実施例の効果）
　以上、説明したように、本発明によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる機器によりデッドタイムが制御可能であり且、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を制御する電圧制御器のインナーループにデッドタイム変更用の電流制御器を追加することなく、ＤＣ－ＤＣコンバータと異なる機器の動作情報に応じてデッドタイムを可変するため、スイッチング損失を低減しながら、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を安定に所望の値にすることが可能である。また、デッドタイム可変制御をＤＣ－ＤＣコンバータの外部で行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ内部でのデッドタイム制御処理時間を軽減することが可能となる。
　なお、本実施形態においては、電源システムとして自動車に適用した場合を例示したが、これ以外の電源システムへの適用も可能である。
　以上、説明したように本発明の実施例１及び実施例２２では、電圧形フルブリッジ回路と電流形センタタップ回路の組合せとしたが、その他デッドタイムを使用する回路構成においても、同様の構成、制御、効果を有することは当然である。以上、説明したように本発明は、絶縁機能を有するＤＣ－ＤＣコンバータ全般に適用することが可能である。
１及び２…入力端子、３及び４…出力端子、１０…スイッチング回路、１１ａ～１４ａ…スイッチ素子、１１ｂ～１４ｂ…ダイオード、１１ｃ～１４ｃ…コンデンサ、２０…トランス、３０…出力回路、３１…ダイオード、３２…ダイオード、４０…制御回路、４１～４４…出力信号、４１ａ～４４ａ…オンタイミング閾値信号、４１ｂ～４４ｂ…オフタイミング閾値、５１…電圧検出回路、６０…絶縁回路、６１～６４…駆動信号、７０…電圧制御部、７１…減算部、７２…ＰＩ制御部、７３及び７４…比例部、７５…積分部、７６…加算部、７７…Ｄｕｔｙ制限部、７８…パルス信号設定部、７９…出力信号生成部、８０…デッドタイム設定部、８１…デッドタイム選択部、８２…デッドタイム制限部、９１…三角波信号部、９２…三角波、１０１…差分電圧、１０２…Ｄｕｔｙ値、１０３…制限部出力Ｄｕｔｙ値、１０４…デッドタイム出力信号、１０５…デッドタイム設定信号、１０６…パルス生成信号、２００…ＤＣＤＣコンバータ、３００…車両電源制御部、４００…ＨＶ系機器、５００…補機機器、６００…リレー、Ａ及びＢ…接続点、Ｃ１…コンデンサ、Ｃ２…コンデンサ、Ｌ１…共振用インダクタンス、Ｌ２…平滑コイル、Ｎ１…１次巻線、Ｎ２ａ…２次巻線、Ｎ２ｂ…２次巻線、Ｓ…整流接続点、Ｔ…中性点、Ｖ１及びＶ２…直流電源、Ｒ１及びＲ２…負荷、ＶＲ１…電圧値、ＩＲ１…電流値、ＩＲ２…電流値

Claims (14)

  1. 　入力端子と、出力端子と、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子間のデッドタイムを制御する制御回路と、を備えるＤＣ－ＤＣコンバータであって、当該ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置が存在する電源システムに用いられ、
    　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置の動作情報に基づいて、前記複数のスイッチ素子間の少なくとも一つのデッドタイムを変更するＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　請求項１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、車両に搭載されるＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　請求項２に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣＤＣコンバータとは異なる装置は、複数設けられ、
    　前記複数の装置の動作情報に基づいて、前記デッドタイム指令を段階的に変更するＤＣＤＣコンバータ。
  4. 　請求項２または３に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置の動作情報は、前記車両に搭載されている前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置の駆動状態、停止状態、入力電圧、出力電圧、入力電流、出力電流のいずれかであるＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　請求項２ないし４に記載されたいずれかのＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置とは、前記入力端子または前記出力端子に並列又はバッテリを介して接続される装置であるＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　請求項５に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記出力端子に並列接続される前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置の駆動数が少ないほど、前記デッドタイムを長くするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　請求項５に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記入力端子に並列接続される前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置に印加される電圧が大きいほど、前記デッドタイムを長くするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 　請求項５に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記出力端子に並列接続される前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置に流れる電流若しくはこれに比例した電流が小さいほど、前記デッドタイムを長くするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 　請求項２ないし５に記載されたいずれかのＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置の動作情報は、前記車両がプラグを介した充電状態により当該装置の停止に関する情報であるＤＣ－ＤＣコンバータ。
  10. 　請求項９に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置は、充電器、前記車両の駆動力を発生するモータに電力を供給するインバータ、冷却液を循環させるポンプのいずれかであるＤＣ－ＤＣコンバータ。
  11. 　請求項２ないし１０に記載されたいずれかのＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記制御回路は、当該制御回路により算出されたデッドタイムの値が前記最大デッドタイム値よりも大きい場合、前記制御回路のデッドタイム値を、前記最大デッドタイム値とし、
    　当該制御回路により算出されたデッドタイムの値が前記最小デッドタイム値よりも小さい場合、前記制御回路のデッドタイム値を、前記最小デッドタイム値とするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  12. 　請求項１ないし１１に記載されたいずれかのＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、
    　トランスと、
    　前記入力端子と前記トランスとの間に設けられ、第１及び第２のレッグを含むフルブリッジ型のスイッチング回路と、
    　前記出力端子と前記トランスとの間に設けられた出力回路と、を備え、
    　前記制御回路は、前記スイッチング回路を位相シフト制御し、かつ前記第１及び第２のレッグの少なくとも一方のデッドタイムを変更するＤＣ－ＤＣコンバータ。
  13. 　請求項１ないし１１に記載されたいずれかのＤＣ－ＤＣコンバータを備える電源システムであって、
    　当該ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置を有する電源システム。
  14. 　請求項１３に記載された電源システムを備える自動車であって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータとは異なる装置は、車両駆動用インバータ、車載充電器、急速充電器、冷却液を循環させるポンプのいずれかである自動車。
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