JP7409169B2 - 絶縁型ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
本開示は、絶縁型ＤＣＤＣコンバータに関するものである。
絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、広い入力電圧及び出力負荷範囲に適応して高効率を保つことが求められている。高効率を実現する方法として、トランスの一次側にフルブリッジ回路、二次側に整流回路を設けた構成として、フルブリッジ回路のデッドタイム期間中にスイッチ素子のドレイン－ソース間電圧を０Ｖまで低下させてから次のスイッチ素子をオンにする方式(ソフトスイッチング)が知られている。
スイッチング素子の端子間電圧が最も低くなるタイミングは、共振用インダクタに流れる電流に応じて変化し得るため、デッドタイムをインダクタの電流に応じて変化させることが望ましい。しかし、各引用文献では共振用インダクタに流れる電流に応じてデッドタイムを動的に得るようなことはなされていない。
本開示は、より簡単に高効率を実現する絶縁型ＤＣＤＣコンバータを提供する。
本開示の一つである絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、
一次側コイル及び二次側コイルを有するトランスと、
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子と第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを備えるフルブリッジ型のスイッチング回路と、
第１ダイオードと第２ダイオードとを有する保護回路と、
前記スイッチング回路の動作を制御する制御部と、
インダクタと、
前記二次側コイルに接続される出力回路と、
を備え、
第１導電路と第２導電路との間に前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とが直列に接続され、
前記第１導電路と前記第２導電路との間に前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とが直列に接続され、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との間の第１接続点に前記インダクタの一端が電気的に接続され、
前記インダクタの他端が、前記一次側コイルの一端と前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオードのカソードとに電気的に接続され、
前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子との間の第２接続点に前記一次側コイルの他端が電気的に接続され、
前記第１ダイオードのカソードが前記第１導電路に電気的に接続され、
前記第２ダイオードのアノードが前記第２導電路に電気的に接続された位相シフト方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータであって、
前記第１導電路と前記第２導電路との間の電圧値を検出する電圧検出部と、
前記インダクタの電流値を検出する電流検出部と、
を備え、
前記制御部は、前記電圧検出部が検出した前記電圧値と前記電流検出部が検出した前記電流値とに基づき、前記電圧値が大きくなるほどデッドタイムを大きくし、前記電流値が大きくなるほどデッドタイムを小さくする方式で前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とが共にオフになる第１デッドタイム及び前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とが共にオフになる第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する。
一次側コイル及び二次側コイルを有するトランスと、
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子と第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを備えるフルブリッジ型のスイッチング回路と、
第１ダイオードと第２ダイオードとを有する保護回路と、
前記スイッチング回路の動作を制御する制御部と、
インダクタと、
前記二次側コイルに接続される出力回路と、
を備え、
第１導電路と第２導電路との間に前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とが直列に接続され、
前記第１導電路と前記第２導電路との間に前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とが直列に接続され、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との間の第１接続点に前記インダクタの一端が電気的に接続され、
前記インダクタの他端が、前記一次側コイルの一端と前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオードのカソードとに電気的に接続され、
前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子との間の第２接続点に前記一次側コイルの他端が電気的に接続され、
前記第１ダイオードのカソードが前記第１導電路に電気的に接続され、
前記第２ダイオードのアノードが前記第２導電路に電気的に接続された位相シフト方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータであって、
前記第１導電路と前記第２導電路との間の電圧値を検出する電圧検出部と、
前記インダクタの電流値を検出する電流検出部と、
を備え、
前記制御部は、前記電圧検出部が検出した前記電圧値と前記電流検出部が検出した前記電流値とに基づき、前記電圧値が大きくなるほどデッドタイムを大きくし、前記電流値が大きくなるほどデッドタイムを小さくする方式で前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とが共にオフになる第１デッドタイム及び前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とが共にオフになる第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する。
本開示によれば、簡単に高効率な絶縁型ＤＣＤＣコンバータを実現することができる。
［本開示の実施形態の説明］
最初に本開示の実施態様を列記して説明する。
最初に本開示の実施態様を列記して説明する。
〔１〕本開示の一つの絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、トランス、フルブリッジ型のスイッチング回路、保護回路、制御部、インダクタ、及び出力回路を備えている。トランスは一次側コイル及び二次側コイルを有する。フルブリッジ型のスイッチング回路は第１スイッチ素子と第２スイッチ素子と第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを備える。保護回路は第１ダイオードと第２ダイオードとを有する。制御部はスイッチング回路の動作を制御する。出力回路は二次側コイルに接続される。第１導電路と第２導電路との間に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続される。第１導電路と第２導電路との間に第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とが直列に接続される。第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との間の第１接続点にインダクタの一端が電気的に接続される。インダクタの他端が一次側コイルの一端と第１ダイオードのアノードと第２ダイオードのカソードとに電気的に接続される。第３スイッチ素子と第４スイッチ素子との間の第２接続点に一次側コイルの他端が電気的に接続される。第１ダイオードのカソードが第１導電路に電気的に接続される。本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは第２ダイオードのアノードが第２導電路に電気的に接続された位相シフト方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは第１導電路と第２導電路との間の電圧値を検出する電圧検出部と、インダクタの電流値を検出する電流検出部とを備えている。制御部は電圧検出部が検出した電圧値と電流検出部が検出した電流値とに基づき、電圧値が大きくなるほどデッドタイムを大きくし、電流値が大きくなるほどデッドタイムを小さくする方式で第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する。
〔１〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、第１デッドタイムは第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが共にオフになる。第２デッドタイムは第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とが共にオフになる。このため、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータはトランスの二次側コイルで発生するリカバリーサージを保護回路によって吸収することができる。これと共に、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータは電流検出部で検出したインダクタに流れる電流の電流値に基づいて第１デッドタイム及び第２デッドタイムを演算している。従って、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータはインダクタに流れる電流に応じた値に基づいて動的にデッドタイムを得ることができる。
〔２〕上記〔１〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、制御部は、第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する際にトランスの励磁インダクタンスを反映するか否かを、電流値の増加状態に基づいて決定する。
〔２〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、電流値の増加状態は負荷電流の状態と捉えることができる。このため、負荷電流の状態に応じて励磁インダクタンスを反映するか否かを決定し、第１デッドタイム及び第２デッドタイムを演算して算出することによって、より緻密にデッドタイムを得ることができる。
〔３〕上記〔２〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、制御部は、電流値の増加率が閾値以下である場合には励磁インダクタンスを反映して第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定し得る。制御部は、電流値の増加率が閾値を超える場合には励磁インダクタンスを反映せずに第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定し得る。
上記〔３〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、電流値の増加率が閾値以下のときに励磁インダクタンスを反映する場合、負荷電流が小さく、一次側コイルに流れる励磁電流の大きさが無視できない状態のデッドタイムを求めることになる。一方、電流値の増加率が閾値を超えるときに励磁インダクタンスを反映しない場合、負荷電流が大きく、一次側コイルに流れる励磁電流の大きさが無視できる状態のデッドタイムを求めることになる。従って、負荷電流の大きさに応じて一次側コイルに流れる励磁電流の状態を反映することによってより正確なデッドタイムを得ることができる。
〔４〕上記〔１〕から〔３〕のいずれか一つの絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、電圧検出部は、トランスの二次側コイルから印加される二次側電圧を測定する二次側電圧測定部を備え、二次側電圧測定部が測定した二次側電圧に基づいて第１導電路と第２導電路との間の電圧値を検出する。
上記〔４〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、二次側電圧測定部が測定した二次側電圧に基づいて第１導電路と第２導電路との間の電圧値を検出することができる。よって、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、第１導電路と第２導電路との間の電圧値を直接測定しにくい事情、又は直接測定するよりも二次側電圧を測定して上記電圧値を推定したほうが望ましい事情がある場合に有利になる。
〔５〕上記〔４〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、電圧検出部は、二次側電圧と、一次側コイル及び二次側コイルの巻数比と、に基づいて第１導電路と第２導電路との間の電圧値を求める。
上記〔５〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、第１導電路と第２導電路との間の電圧値を二次側電圧に基づいてより正確に求め得る構成を、より簡易に実現できる。
〔６〕上記〔４〕又は〔５〕のいずれか一つの絶縁型ＤＣＤＣコンバータであって、第１導電路と第２導電路との間に印加された入力電圧を降圧して出力電圧を出力する降圧型ＤＣＤＣコンバータである絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。
上記〔６〕の絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、第１導電路と第２導電路との間の電圧値よりも相対的に低い値となる出力電圧を測定し、この出力電圧から第１導電路と第２導電路との間の電圧値を導くことができる。よって、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、高い電圧を検出するために必須な構成を省略又は簡略化することができ、第１導電路と第２導電路との間の電圧値を検出し得る構成をより小型に実現できる。
〔７〕上記〔４〕～〔６〕のいずれか一つの絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、前記第１導電路及び前記第２導電路は、前記出力回路及び前記制御部と絶縁され、前記出力回路において出力電圧を印加する一対の第３導電路及び第４導電路のうちの前記第４導電路が前記制御部の基準導電路と電気的に接続されている。
［本開示の実施形態の詳細］
［本開示の実施形態の詳細］
＜実施形態１＞
〔絶縁型ＤＣＤＣコンバータの概要〕
実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００（以下、単にコンバータ１００ともいう）は、ハイブリッド自動車又は電気自動車（ＥＶ（Electric Vehicle））などの車両における電動駆動装置（モータ等）を駆動するための電力を出力する電源として用いられる。コンバータ１００は第１導電路１と第２導電路２との間に与えられる入力電圧Ｖinを変圧して出力電圧Ｖoutを生成し、これを第３導電路３と第４導電路４との間に印加する。コンバータ１００は、図１に示すように、トランス１０、第１導電路１とトランス１０との間に設けられたスイッチング回路２０、トランス１０と第３導電路３との間に接続された出力回路３０、及びスイッチング回路２０の動作を制御する制御部４０を備えている。実使用時においては、第１導電路１と第２導電路２との間には直流電源（図示せず）が接続され、第３導電路３と第４導電路４との間には負荷６が接続される。また、第１導電路１と第２導電路２との間には入力電圧Ｖinを安定化させるための入力コンデンサ７が接続されている。
〔絶縁型ＤＣＤＣコンバータの概要〕
実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００（以下、単にコンバータ１００ともいう）は、ハイブリッド自動車又は電気自動車（ＥＶ（Electric Vehicle））などの車両における電動駆動装置（モータ等）を駆動するための電力を出力する電源として用いられる。コンバータ１００は第１導電路１と第２導電路２との間に与えられる入力電圧Ｖinを変圧して出力電圧Ｖoutを生成し、これを第３導電路３と第４導電路４との間に印加する。コンバータ１００は、図１に示すように、トランス１０、第１導電路１とトランス１０との間に設けられたスイッチング回路２０、トランス１０と第３導電路３との間に接続された出力回路３０、及びスイッチング回路２０の動作を制御する制御部４０を備えている。実使用時においては、第１導電路１と第２導電路２との間には直流電源（図示せず）が接続され、第３導電路３と第４導電路４との間には負荷６が接続される。また、第１導電路１と第２導電路２との間には入力電圧Ｖinを安定化させるための入力コンデンサ７が接続されている。
トランス１０は、一次側コイル１１及び二次側コイル１２Ａ，１２Ｂを備えている。一次側コイル１１の巻き数はＮ１である。二次側コイル１２Ａ，１２Ｂの巻き数は共にＮ２である。二次側コイル１２Ａ，１２Ｂは第３接続点Ｐ３において互いに電気的に直列に接続されている。トランス１０の巻数比ＮはＮ２／Ｎ１で表される。トランス１０には一次側コイル１１に対して並列に励磁インダクタンス１４が形成されている。
スイッチング回路２０は、第１導電路１と第２導電路２とに与えられる直流電圧である入力電圧Ｖinを交流に変換し、トランス１０の一次側コイル１１に供給する。スイッチング回路２０は第１スイッチ素子２０Ａ、第２スイッチ素子２０Ｂ、第３スイッチ素子２０Ｃ、及び第４スイッチ素子２０Ｄ（以下、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄともいう）がフルブリッジ接続された構成を有する。
スイッチング回路２０は、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ、第１ダイオード２０Ｅ、第２ダイオード２０Ｆ、及びインダクタ１３を有している。スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄには、公知である種々のスイッチ素子を用いることができるが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることが好ましい。
スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄのそれぞれには寄生成分である寄生ダイオード２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｊ，２０Ｋが設けられた構成とされている。具体的には、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄのそれぞれにおいて、各寄生ダイオード２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｊ，２０Ｋのカソードはドレイン側、アノードがソース側に電気的に接続される構成とされている。なお、寄生ダイオード２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｊ，２０Ｋに加えて、ダイオードを別個の素子として付加してもよい。
スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄのそれぞれには容量成分であるコンデンサ２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０Ｐが電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄのそれぞれのドレインに各コンデンサ２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０Ｐの一方の端子が電気的に接続され、ソースに各コンデンサ２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０Ｐの他方の端子が電気的に接続されている。また、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤにＭＯＳＦＥＴが用いられる場合、各スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄのそれぞれに容量成分が寄生するように寄生容量成分が形成されることになる。このため、コンデンサ２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０Ｐを設けず寄生容量成分を用いる構成としてもよい。
第１スイッチ素子２０Ａ及び第２スイッチ素子２０Ｂは、スイッチング回路２０に入力電圧を入力する第１導電路１と第２導電路２との間に直列に接続され、互いが第１接続点Ｐ１において電気的に接続している。第３スイッチ素子２０Ｃ及び第４スイッチ素子２０Ｄは、第１導電路１と第２導電路２との間に直列に接続され、互いが第２接続点Ｐ２において電気的に接続している。
第１ダイオード２０Ｅのカソードは第１導電路１（高電位側の導電路）に電気的に接続され、第２ダイオード２０Ｆのアノード端子は第２導電路２（低電位側の導電路）に電気的に接続されている。第１ダイオード２０Ｅのアノード端子と第２ダイオード２０Ｆのカソード端子とが電気的に接続している。第１ダイオード２０Ｅ及び第２ダイオード２０Ｆはインダクタ１３によって、トランス１０の二次側の第５スイッチ素子３０Ａ、及び第６スイッチ素子３０Ｂに発生するサージ電圧を吸収する保護回路２１を構成している。
インダクタ１３の一端は第１接続点Ｐ１に電気的に接続されている。インダクタ１３の他端は、第１ダイオード２０Ｅのアノード端子、第２ダイオード２０Ｆのカソード端子、及びトランス１０の一次側コイル１１の一端に電気的に接続されている。第２接続点Ｐ２は一次側コイル１１の他端に電気的に接続されている。インダクタ１３はスイッチング回路２０において発生するスイッチングロスを低減するためにコンデンサ２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０ＰとＬＣ共振させる目的で設けられている。インダクタ１３のインダクタンスの値はトランス１０の漏れインダクタンス（図示せず）よりも十分大きい値としておくことが好ましい。
出力回路３０は、トランス１０の二次側コイル１２Ａ，１２Ｂに現れる交流電圧を整流・平滑して直流電圧である出力電圧Ｖoutを生成し、この出力電圧Ｖoutを第３導電路３と第４導電路４との間に印加する。出力回路３０は第５スイッチ素子３０Ａ、第６スイッチ素子３０Ｂ、整流出力経路３０Ｃ、チョークコイル３３、及び出力コンデンサ３４を備えている。第５スイッチ素子３０Ａはトランス１０の二次側コイル１２Ａの一端とグラウンド経路Ｇとの間に接続されている。第６スイッチ素子３０Ｂはトランス１０の二次側コイル１２Ｂの一端とグラウンド経路Ｇとの間に接続されている。整流出力経路３０Ｃの一端は二次側コイル１２Ａの他端と二次側コイル１２Ｂの他端とが電気的に接続する第３接続点Ｐ３に電気的に接続される。整流出力経路３０Ｃの他端にはチョークコイル３３の一端が電気的に接続される。チョークコイル３３の他端（すなわち、第３接続点Ｐ３側から離れた側の端）は第３導電路３に電気的に接続されると共に、出力コンデンサ３４を介して第４導電路４に電気的に接続されている。つまり、チョークコイル３３は第３接続点Ｐ３と第３導電路３との間に介在する。出力コンデンサ３４は第３導電路３と第４導電路４との間に電気的に接続されている。第４導電路４はグラウンド経路Ｇに電気的に接続されている。
第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０Ｂには、公知である種々のスイッチ素子を用いることができるが、ＭＯＳＦＥＴを用いることが好ましい。第５スイッチ素子３０Ａのドレインは二次側コイル１２Ａの一端に電気的に接続され、ソースはグラウンド経路Ｇに電気的に接続されている。第６スイッチ素子３０Ｂのドレインは二次側コイル１２Ｂの一端に電気的に接続され、ソースはグラウンド経路Ｇに電気的に接続されている。第５スイッチ素子３０Ａ、及び第６スイッチ素子３０Ｂのそれぞれには寄生成分である寄生ダイオードが設けられた構成とされている。具体的には、第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０Ｂのそれぞれにおいて、寄生ダイオードのカソードはドレイン側、アノードがソース側に電気的に接続される構成とされている。
このような構成を有する出力回路３０の内、第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０Ｂはトランス１０の二次側コイル１２Ａ，１２Ｂに現れる交流電圧を整流する整流回路を構成する。チョークコイル３３及び出力コンデンサ３４は整流出力経路３０Ｃに現れる整流出力を平滑する。
制御部４０は、例えばマイクロコンピュータを主体として構成されており、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などの演算装置、ＲＯＭ（Read Only Memory）又はＲＡＭ（Random Access Memory）などのメモリ、Ａ／Ｄ変換器等を有している。制御部４０は第１電圧検出部４０Ａによって第１導電路１の電圧値を把握し得る構成とされている。制御部４０は第２電圧検出部４０Ｂによって第３導電路３の電圧値を把握し得る構成とされている。第１電圧検出部４０Ａ及び第２電圧検出部４０Ｂは公知の電圧検出回路として構成される。制御部４０は第１電流検出部４０Ｃによって第１導電路１に流れる電流値を把握し得る構成とされている。制御部４０は第２電流検出部４０Ｄによって第３導電路３に流れる電流値を把握し得る構成とされている。第１電流検出部４０Ｃ及び第２電流検出部４０Ｄは、例えばカレントトランス等の公知の電流検出回路として構成される。
制御部４０は第１電圧検出部４０Ａ、第２電圧検出部４０Ｂ、第１電流検出部４０Ｃ、及び第２電流検出部４０Ｄから入力される値に基づいて位相シフト方式によってスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄの各々のゲートに向けてＰＷＭ信号を出力する。これにより、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄは位相シフト方式によりスイッチング動作をする。また、制御部４０は第１電圧検出部４０Ａ、第２電圧検出部４０Ｂ、第１電流検出部４０Ｃ、及び第２電流検出部４０Ｄから入力される値等に基づいて第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０Ｂの各々のゲートに向けて所定のタイミングのスイッチング信号を出力し得る構成とされている。
〔絶縁型ＤＣＤＣコンバータの動作〕
次に、コンバータ１００の動作を説明する。コンバータ１００が搭載された車両において、例えば、イグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替えられる。すると、制御部４０からスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤのそれぞれにＰＷＭ信号が出力され、第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０Ｂのそれぞれに所定のタイミングのスイッチング信号を出力する。
次に、コンバータ１００の動作を説明する。コンバータ１００が搭載された車両において、例えば、イグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替えられる。すると、制御部４０からスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤのそれぞれにＰＷＭ信号が出力され、第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０Ｂのそれぞれに所定のタイミングのスイッチング信号を出力する。
基本的には、フルブリッジ接続されたスイッチング回路を有する絶縁型のＤＣＤＣコンバータは、図２～図４に示すように、スイッチング回路１２０の第１スイッチ素子１２０Ａ及び第４スイッチ素子１２０Ｄと、第２スイッチ素子１２０Ｂ及び第３スイッチ素子１２０Ｃとが交互にオンとオフとを繰り返す。これにより直流電源からトランス１１０の一次側コイル１１１に交流の電圧を印加するように動作して出力回路１３０側に出力電圧を発生させることができる。具体的には、第１スイッチ素子１２０Ａ及び第４スイッチ素子１２０Ｄがオンするとスイッチング回路１２０側（トランス１１０の一次側）に矢印Ｃ１に示す経路で電流が流れる。矢印Ｃ１に示す経路は第１導電路１０１→第１スイッチ素子１２０Ａ→一次側コイル１１１→第４スイッチ素子１２０Ｄ→第２導電路１０２の経路である。これに対応して出力回路１３０側（トランス１１０の二次側）に矢印Ｃ２に示す経路で電流が流れる。矢印Ｃ２に示す経路は、第４導電路１０４→第６スイッチ素子１３０Ｂ→二次側コイル１１２Ｂ→整流出力経路１３０Ｃ→チョークコイル１３３→第３導電路１０３の経路である（図２参照。）。
次に、第１スイッチ素子１２０Ａ及び第４スイッチ素子１２０Ｄがオンからオフに切り替わり、第１スイッチ素子１２０Ａ、第２スイッチ素子１２０Ｂ、第３スイッチ素子１２０Ｃ、及び第４スイッチ素子１２０Ｄの全てがオフした状態になる。すると、スイッチング回路１２０側（トランス１１０の一次側）には電流が流れなくなる。出力回路１３０側（トランス１１０の二次側）では、チョークコイル１３３に蓄えられたエネルギーによって、矢印Ｃ３又は矢印Ｃ４の経路で電流が流れる。矢印Ｃ３に示す経路は、第４導電路１０４→第６スイッチ素子１３０Ｂ→二次側コイル１１２Ｂ→整流出力経路１３０Ｃ→チョークコイル１３３→第３導電路１０３の経路である。矢印Ｃ４に示す経路は、第４導電路１０４→第５スイッチ素子１３０Ａ→二次側コイル１１２Ａ→整流出力経路１３０Ｃ→チョークコイル１３３→第３導電路１０３の経路である（図３参照。）。
次に、第２スイッチ素子１２０Ｂ及び第３スイッチ素子１２０Ｃがオフからオンに切り替わる。すると、スイッチング回路１２０側（トランス１１０の一次側）に矢印Ｃ５に示す経路で電流が流れる。矢印Ｃ５に示す経路は、第１導電路１０１→第３スイッチ素子１２０Ｃ→一次側コイル１１１→第２スイッチ素子１２０Ｂ→第２導電路１０２の経路である。これに対応して出力回路１３０側（トランス１１０の二次側）に矢印Ｃ６に示す経路で電流が流れる。矢印Ｃ６に示す経路は、第４導電路１０４→第５スイッチ素子１３０Ａ→二次側コイル１１２Ａ→整流出力経路１３０Ｃ→チョークコイル１３３→第３導電路１０３の経路である（図４参照。）。
次に、第２スイッチ素子１２０Ｂ及び第３スイッチ素子１２０Ｃがオンからオフに切り替わり、第１スイッチ素子１２０Ａ、第２スイッチ素子１２０Ｂ、第３スイッチ素子１２０Ｃ、及び第４スイッチ素子１２０Ｄの全てがオフした状態になる。すると、スイッチング回路１２０側（トランス１１０の一次側）には、電流が流れなくなる。出力回路１３０側（トランス１１０の二次側）では、チョークコイル１３３に蓄えられたエネルギーによって、矢印Ｃ３又は矢印Ｃ４の経路で電流が流れる。矢印Ｃ３に示す経路は、第４導電路１０４→第６スイッチ素子１３０Ｂ→二次側コイル１１２Ｂ→整流出力経路１３０Ｃ→チョークコイル１３３→第３導電路１０３の経路である。矢印Ｃ４に示す経路は、第４導電路１０４→第５スイッチ素子１３０Ａ→二次側コイル１１２Ａ→整流出力経路１３０Ｃ→チョークコイル１３３→第３導電路１０３の経路である（図３参照。）。
これに対して、本開示のコンバータ１００は、位相シフト方式によりスイッチング動作をする。位相シフト方式は、図５に示すように、第１スイッチ素子２０Ａと第４スイッチ素子２０Ｄとで互いのオンオフ動作のタイミングをずらし、第２スイッチ素子２０Ｂと第３スイッチ素子２０Ｃとで互いのオンオフ動作のタイミングをずらし、さらに、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄの互いのオンオフ動作のタイミングをずらすように制御する方式である。これにより、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄがオフからオンにスイッチングする際にＺＶＳ（Zero Voltage Switching）を実現し、コンバータ１００をより高効率に動作させることができる。位相シフト方式では、第１スイッチ素子２０Ａ及び第２スイッチ素子２０Ｂを１つの組（以下、第１レグともいう）とし、第３スイッチ素子２０Ｃ及び第４スイッチ素子２０Ｄを１つの組（以下、第２レグともいう）として扱う。第１レグにおいて、第１スイッチ素子２０Ａ及び第２スイッチ素子２０Ｂが共にオフになる時間（図５におけるＴ２、Ｔ４、Ｔ６、Ｔ８）は第１デッドタイムである。第２レグにおいて、第３スイッチ素子２０Ｃ及び第４スイッチ素子２０Ｄが共にオフになる時間（図５におけるＴ１、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ７）は第２デッドタイムである。
ここで、時間Ｔ２に着目して、第１デッドタイムにおいて第２スイッチ素子２０Ｂがオフからオンに切り替わる場合について説明する。図６に示すように、時刻Ｔ2Sより前（すなわち、第１スイッチ素子２０Ａがオン）において、第２スイッチ素子２０Ｂのドレインとソースとの間には直流の入力電圧Ｖinが印加された状態である（図６の下側参照。）。このとき、第２スイッチ素子２０Ｂに並列に接続されたコンデンサ２０Ｍにも直流の入力電圧Ｖinが印加された状態である。そして、時刻Ｔ2Sにおいて、第１スイッチ素子２０Ａがオンからオフに切り替わると、第１スイッチ素子２０Ａには電流が流れなくなる。このとき、第２スイッチ素子２０Ｂに並列に接続されたコンデンサ２０Ｍとインダクタ１３との間でＬＣ共振が開始し、第２スイッチ素子２０Ｂのドレインとソースとの間の電圧が直流の入力電圧Ｖinの半分の大きさに近づいていく。第２スイッチ素子２０Ｂのドレインとソースとの間の電圧はＬＣ共振が開始して最初に電圧が降下した時刻Ｔ2Eに０Ｖに最も近くなる（図６下側参照。）。従って、第２スイッチ素子２０Ｂをオフからオンに切り替える時刻をＴ2Eとすることによって、第２スイッチ素子２０ＢにおけるＺＶＳを実現することができる。なお、第２スイッチ素子２０Ｂをオフからオンに切り替える時刻をＴ2Eより僅かに早い時刻に切り替えてもよい。
時間Ｔ２に着目して第１デッドタイムにおいて第２スイッチ素子２０Ｂがオフからオンに切り替わる場合について説明したが、図５における他の時間Ｔ１、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８、及び他のスイッチ素子２０Ａ，２０Ｃ，２０Ｄがオフからオンに切り替わる場合についても同様である。
ここで、第１レグにおける第１デッドタイム（tdead_a）は、数１に示す数式によって求めることができる。
また、第２レグにおける第２デッドタイム（tdead_b）は、数２に示す数式によって求めることができる。
ここで、Ｖinは直流電源による入力電圧である。Ｎは一次側コイル１１の巻き数Ｎ１と二次側コイル１２Ａ又は１２Ｂの巻き数Ｎ２との巻数比である。Ｖoutは第３導電路３と第４導電路４との間に印加される電圧である。ＩLはインダクタ１３に流れる電流である。Ｃa1はコンデンサ２０Ｌの静電容量である。Ｃa2はコンデンサ２０Ｍの静電容量である。Ｃb1はコンデンサ２０Ｎの静電容量である。Ｃb2はコンデンサ２０Ｐの静電容量である。Ｌはインダクタ１３のインダクタンスである。Ｌchokeはチョークコイル３３のインダクタンスである。
数１、数２に示す数式のtdead_a，tdead_bのそれぞれの右辺は第１レグ、第２レグにおいて、一方のスイッチ素子がオフに切り替わり両方のスイッチ素子がオフなった時刻から、ＬＣ共振によって他方のスイッチ素子のドレインとソースとの間の電圧が最初に最も小さくなった時刻までの時間である。つまり、この時間を第１デッドタイム（tdead_a）、第２デッドタイム（tdead_b）とするのである。
制御部４０は、第１電圧検出部４０ＡによってＶinを検出し、第２電圧検出部４０ＢによってＶoutを検出する。ＩLは第１電流検出部４０Ｃによって検出する。こうして、制御部４０はＶin、ＩL、Ｖoutを得て、数１、数２に示す数式に基づいて第１デッドタイム（tdead_a）及び第２デッドタイム（tdead_b）を演算して動的に算出することができる。そして、算出した第１デッドタイム（tdead_a）及び第２デッドタイム（tdead_b）になるようにスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤのそれぞれにＰＷＭ信号を出力する。これにより、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤにおいてＺＶＳを実現することができる。
数１に示す数式、数２に示す数式によれば、直流電源による入力電圧Ｖinの値（すなわち、第１電圧検出部４０Ａが検出した電圧値）が大きくなるほどデッドタイムが大きくなり、インダクタ１３に流れる電流ＩLの値（すなわち、第１電流検出部４０Ｃが検出した電流値）が大きくなるほどデッドタイムが小さくなる。また、第３導電路３と第４導電路４との間に印加される出力電圧Ｖoutの値（すなわち、第２電圧検出部４０Ｂが検出した電圧値）が大きくなるほどデッドタイムが大きくなる。
次に、チョークコイル３３における電流が不連続モードとなる場合について説明する。インダクタ１３に流れる電流ＩLと負荷６に流れる電流Ｉout（すなわち、チョークコイル３３に流れる電流）との間には、図７に示すグラフのような関係がある。図７において、ＩoutがＩcより大きい場合、チョークコイル３３における電流が連続モードであり、ＩoutがＩc以下である場合、チョークコイル３３における電流が不連続モードである。Ｉoutの電流の大きさがＩcより大きい場合（すなわち、連続モードの場合）には、ＩoutとＩLとはＩL＝Ｉout／Ｎで表される正比例の関係が成立する。Ｎは一次側コイル１１の巻き数Ｎ１と二次側コイル１２Ａ又は１２Ｂの巻き数Ｎ２との巻数比である。連続モードの場合には、数１、数２に示す数式に基づいて第１デッドタイム（tdead_a）及び第２デッドタイム（tdead_b）を演算して動的に算出する。
これに対して、励磁電流が二次側コイル１２Ａ，１２Ｂから一次側コイル１１に移って流れる場合には、数１又は数２の数式と異なる演算式を用いてデッドタイムを算出してもよい。励磁電流は負荷電流が比較的大きい場合二次側コイル１２Ａ，１２Ｂを流れ、負荷電流が比較的小さい場合一次側コイル１１を流れる性質を有している。このため、Ｉoutの大きさがＩc以下である場合ＩL＝Ｉout／Ｎの直線に比べて小さい傾き（すなわち１／Ｎより小さい傾き）を有した正比例の関係が成立する。これは、Ｉoutの大きさがＩc以下である場合一次側コイル１１流れる励磁電流が増加すること、及びＩoutが０に近づくにつれ一次側コイル１１に流れる励磁電流がより大きくなる性質を反映した結果である。このため、Ｉoutの大きさが０～Ｉcの区間における電流の増加率（すなわち、傾き）は、Ｉcより大きい区間における増加率（すなわち、傾き）より小さくなる。Ｉoutの大きさが０～Ｉcの区間における増加率は、励磁電流がインダクタ１３に流れる電流ＩLに反映されることになるため、Ｉcより大きい区間における増加率（すなわち、傾き１／Ｎ）より小さくなる。Ｉcは、例えば、制御部４０においてＩout又はＩLの増加率を監視する構成として、予め制御部４０に記憶された所定の閾値と増加率とを比較することによって検出する方法が考えられる。
ここで、励磁電流が一次側コイル１１を流れる（すなわち、図７における、Ｉoutの大きさが０～Ｉcの区間）場合、第１レグにおける第１デッドタイム（tdead_a）は、数３に示す数式によって求めることができる。
また、チョークコイル３３に流れる電流が不連続モードである場合、第２レグにおける第２デッドタイム（tdead_b）は、数４に示す数式によって求めることができる。
ここで、Ｌmagは励磁インダクタンス１４の値である。数３、数４に示す数式のtdead_a，tdead_bのそれぞれの右辺は第１レグ、第２レグにおいて、一方のスイッチ素子がオフに切り替わり両方のスイッチ素子がオフなった時刻から、ＬＣ共振によって他方のスイッチ素子のドレインとソースとの間の電圧が最初に最も小さくなった時刻までの時間である。つまり、この時間を不連続モードにおける第１デッドタイム（tdead_a）、第２デッドタイム（tdead_b）とするのである。
従って、チョークコイル３３に流れる電流が不連続モードである場合（すなわち、Ｉc以下の場合）、制御部４０は数３、数４に示す数式に基づいて励磁インダクタンス１４の値を反映して第１デッドタイム（tdead_a）及び第２デッドタイム（tdead_b）を演算して動的に算出することができる。そして、算出した第１デッドタイム（tdead_a）及び第２デッドタイム（tdead_b）になるようにスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤのそれぞれにＰＷＭ信号を出力する。これにより、励磁電流が一次側コイル１１を流れる場合にもスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０ＤにおいてＺＶＳを実現することができる。つまり、制御部４０は、第１デッドタイム及び第２デッドタイムを決定する際にトランス１０の励磁インダクタンス１４を反映するか否かを、チョークコイル３３に流れる電流Ｉout（すなわち、インダクタ１３に流れる電流ＩL）の増加状態に基づいて決定する。
数３に示す数式、数４に示す数式によれば、直流電源による入力電圧Ｖinの値（すなわち、第１電圧検出部４０Ａが検出した電圧値）が大きくなるほどデッドタイムが大きくなり、インダクタ１３に流れる電流ＩLの値（すなわち、第１電流検出部４０Ｃが検出した電流値）が大きくなるほどデッドタイムが小さくなる。また、第３導電路３と第４導電路４との間に印加される出力電圧Ｖoutの値（すなわち、第２電圧検出部４０Ｂが検出した電圧値）が大きくなるほどデッドタイムが大きくなる。
次に、本構成の効果を例示する。
本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は、トランス１０、フルブリッジ型のスイッチング回路２０、保護回路２１、制御部４０、インダクタ１３、及び出力回路３０を備えている。トランス１０は一次側コイル１１及び二次側コイル１２Ａ，１２Ｂを有する。フルブリッジ型のスイッチング回路２０はスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄを備える。保護回路２１は第１ダイオード２０Ｅと第２ダイオード２０Ｆとを有する。制御部４０はスイッチング回路２０の動作を制御する。出力回路３０は二次側コイル１２Ａ，１２Ｂに接続される。第１導電路１と第２導電路２との間に第１スイッチ素子２０Ａと第２スイッチ素子２０Ｂとが直列に接続される。第１導電路１と第２導電路２との間に第３スイッチ素子２０Ｃと第４スイッチ素子２０Ｄとが直列に接続される。第１スイッチ素子２０Ａと第２スイッチ素子２０Ｂとの間の第１接続点Ｐ１にインダクタ１３の一端が電気的に接続される。インダクタ１３の他端が一次側コイル１１の一端と第１ダイオード２０Ｅのアノードと第２ダイオード２０Ｆのカソードとに電気的に接続される。第３スイッチ素子２０Ｃと第４スイッチ素子２０Ｄとの間の第２接続点Ｐ２に一次側コイル１１の他端が電気的に接続される。第１ダイオード２０Ｅのカソードが第１導電路１に電気的に接続される。本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は第２ダイオード２０Ｆのアノードが第２導電路２に電気的に接続された位相シフト方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値を検出する第１電圧検出部４０Ａと、インダクタ１３の電流値を検出する第１電流検出部４０Ｃとを備えている。制御部４０は第１電圧検出部４０Ａが検出した電圧値と第１電流検出部４０Ｃが検出した電流値とに基づき、電圧値が大きくなるほどデッドタイムを大きくし、電流値が大きくなるほどデッドタイムを小さくする方式で第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する。第１デッドタイムは第１スイッチ素子２０Ａと第２スイッチ素子２０Ｂとが共にオフになる。第２デッドタイムは第３スイッチ素子２０Ｃと第４スイッチ素子２０Ｄとが共にオフになる。
本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は、トランス１０、フルブリッジ型のスイッチング回路２０、保護回路２１、制御部４０、インダクタ１３、及び出力回路３０を備えている。トランス１０は一次側コイル１１及び二次側コイル１２Ａ，１２Ｂを有する。フルブリッジ型のスイッチング回路２０はスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄを備える。保護回路２１は第１ダイオード２０Ｅと第２ダイオード２０Ｆとを有する。制御部４０はスイッチング回路２０の動作を制御する。出力回路３０は二次側コイル１２Ａ，１２Ｂに接続される。第１導電路１と第２導電路２との間に第１スイッチ素子２０Ａと第２スイッチ素子２０Ｂとが直列に接続される。第１導電路１と第２導電路２との間に第３スイッチ素子２０Ｃと第４スイッチ素子２０Ｄとが直列に接続される。第１スイッチ素子２０Ａと第２スイッチ素子２０Ｂとの間の第１接続点Ｐ１にインダクタ１３の一端が電気的に接続される。インダクタ１３の他端が一次側コイル１１の一端と第１ダイオード２０Ｅのアノードと第２ダイオード２０Ｆのカソードとに電気的に接続される。第３スイッチ素子２０Ｃと第４スイッチ素子２０Ｄとの間の第２接続点Ｐ２に一次側コイル１１の他端が電気的に接続される。第１ダイオード２０Ｅのカソードが第１導電路１に電気的に接続される。本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は第２ダイオード２０Ｆのアノードが第２導電路２に電気的に接続された位相シフト方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値を検出する第１電圧検出部４０Ａと、インダクタ１３の電流値を検出する第１電流検出部４０Ｃとを備えている。制御部４０は第１電圧検出部４０Ａが検出した電圧値と第１電流検出部４０Ｃが検出した電流値とに基づき、電圧値が大きくなるほどデッドタイムを大きくし、電流値が大きくなるほどデッドタイムを小さくする方式で第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する。第１デッドタイムは第１スイッチ素子２０Ａと第２スイッチ素子２０Ｂとが共にオフになる。第２デッドタイムは第３スイッチ素子２０Ｃと第４スイッチ素子２０Ｄとが共にオフになる。
このため、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００はトランス１０の二次側で発生するリカバリーサージを保護回路２１によって吸収することができる。これと共に、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００は第１電流検出部４０Ｃで検出したインダクタ１３に流れる電流ＩLの電流値に基づいて第１デッドタイム及び第２デッドタイムを演算している。従って、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００はインダクタ１３に流れる電流に応じた値に基づいて動的にデッドタイムを得ることができる。
本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００の制御部４０は、第１デッドタイム及び第２デッドタイムを決定する際にトランス１０の励磁インダクタンス１４を反映するか否かを、電流値の増加状態に基づいて決定する。
このように構成されていれば、電流値の増加状態は負荷電流の状態と捉えることができる。このため、負荷電流の状態に応じて励磁インダクタンス１４を反映するか否かを決定し、第１デッドタイム及び第２デッドタイムを演算して算出することによって、より緻密にデッドタイムを得ることができる。
このように構成されていれば、電流値の増加状態は負荷電流の状態と捉えることができる。このため、負荷電流の状態に応じて励磁インダクタンス１４を反映するか否かを決定し、第１デッドタイム及び第２デッドタイムを演算して算出することによって、より緻密にデッドタイムを得ることができる。
本開示の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００の制御部４０は、電流値の増加率が閾値以下である場合には励磁インダクタンス１４を反映して第１デッドタイム及び第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する。制御部４０は、電流値の増加率が閾値を超える場合には励磁インダクタンス１４を反映せずに第１デッドタイム及び第２デッドタイムを決定する。
このように構成されていれば、電流値の増加率が閾値以下のときに励磁インダクタンス１４を反映する場合、負荷電流が小さく一次側コイル１１に流れる励磁電流の大きさが無視できない状態のデッドタイムを求めることになる。一方、電流値の増加率が閾値を超えるときに励磁インダクタンス１４を反映しない場合、負荷電流が大きく一次側コイル１１に流れる励磁電流の大きさが無視できる状態のデッドタイムを求めることになる。従って、負荷電流の大きさに応じて一次側コイルに流れる励磁電流の状態を反映することによってより正確なデッドタイムを得ることができる。
このように構成されていれば、電流値の増加率が閾値以下のときに励磁インダクタンス１４を反映する場合、負荷電流が小さく一次側コイル１１に流れる励磁電流の大きさが無視できない状態のデッドタイムを求めることになる。一方、電流値の増加率が閾値を超えるときに励磁インダクタンス１４を反映しない場合、負荷電流が大きく一次側コイル１１に流れる励磁電流の大きさが無視できる状態のデッドタイムを求めることになる。従って、負荷電流の大きさに応じて一次側コイルに流れる励磁電流の状態を反映することによってより正確なデッドタイムを得ることができる。
＜実施形態２＞
次の説明は、図８に示される実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００に関する。
実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、第１電圧検出部４０Ａが省略されている点（第１相違点）が実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と異なる。更に、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、二次側電圧検出部４０Ｅが設けられている点（第２相違点）が実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と異なる。更に、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、「第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値」を実施形態１とは異なる方法で検出する点（第３相違点）が実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と異なる。一方で、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、上記第１相違点、上記第２相違点、及び上記第３相違点以外は、構成や動作などの全てが実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と同一である。
次の説明は、図８に示される実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００に関する。
実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、第１電圧検出部４０Ａが省略されている点（第１相違点）が実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と異なる。更に、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、二次側電圧検出部４０Ｅが設けられている点（第２相違点）が実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と異なる。更に、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、「第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値」を実施形態１とは異なる方法で検出する点（第３相違点）が実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と異なる。一方で、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、上記第１相違点、上記第２相違点、及び上記第３相違点以外は、構成や動作などの全てが実施形態１の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１００と同一である。
実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００も、第１導電路１と第２導電路２との間に印加される直流電圧である入力電圧Ｖinを降圧し、入力電圧Ｖinよりも低い直流電圧である出力電圧Ｖoutを出力する降圧型ＤＣＤＣコンバータである。
絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００では、二次側電圧検出部４０Ｅ及び制御部４０が電圧検出部の一例に相当する。
二次側電圧検出部４０Ｅは、トランスの１０の二次側コイル１２Ａ，１２Ｂから印加される二次側電圧Ｖtr2を測定する。二次側電圧Ｖtr2は、トランス１０に電気的に接続された整流出力経路３０Ｃ（第５導電路）とグラウンドに電気的に接続された第４導電路４との間の電位差である。整流出力経路３０Ｃは、トランス１０における二次側コイル１２Ａ，１２Ｂの中間位置（センタータップ）とチョークコイル３３との間の導電路である。即ち、二次側電圧Ｖtr2は、第４導電路４の電位（グラウンド電位）を基準とする整流出力経路３０Ｃ（第５導電路）の電圧である。二次側電圧Ｖtr2は、二次側コイル１２Ａ，１２Ｂの両端電圧を示す値であり、この両端電圧が、チョークコイル３３及び出力コンデンサ３４を有してなるフィルタ回路によって平滑化される前の値である。なお、第２電圧検出部４０Ｂが示す値は、第３導電路３と第４導電路４との間の電位差であり、上記両端電圧が上記フィルタ回路によって平滑化された後の直流電圧の値である。二次側電圧検出部４０Ｅは、は二次側電圧Ｖtr2の値を示す信号を制御部４０に入力する。二次側電圧Ｖtr2の値を示す信号は、二次側電圧Ｖtr2の値を特定し得る信号であればよく、二次側電圧Ｖtr2の値そのものを示す信号であってもよく、二次側電圧Ｖtr2を所定の分圧比で分圧した値を示す信号であってもよい。
制御部４０は、二次側電圧検出部４０Ｅが測定した二次側電圧Ｖtr2に基づいて第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値を検出する。第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値は、入力電圧Ｖinの値であり、第１導電路１と第２導電路２との間の電位差である。
制御部４０は、二次側電圧の値をＶtr2とし、一次側コイル１１及び二次側コイル１２Ａの巻数比及び一次側コイル１１及び二次側コイル１２Ｂの巻数比をいずれもＮとし、第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値（入力電圧の値）をＶinとする。一次側コイル１１の巻数はＮ１であり、二次側コイル１２Ａ，１２Ｂの巻数はいずれもＮ２である。巻数比Ｎは、Ｎ＝Ｎ１／Ｎ２である。そして、制御部４０は、これを前提として、Ｖin＝Ｖtr2×Ｎの式により、Ｖinを求める。なお、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００では、Ｖinを用いた制御は、実施形態１と同様であり、その他の制御も実施形態１と同様である。
このように、実施形態２の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、二次側電圧測定部が測定した二次側電圧Ｖtr2に基づいて第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値（入力電圧Ｖinの値）を検出することができる。よって、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値（入力電圧Ｖinの値）を直接測定しにくい事情、又は直接測定するよりも二次側電圧Ｖtr2を測定して上記電圧値を推定したほうが望ましい事情がある場合に有利になる。
絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値（入力電圧Ｖinの値）を二次側電圧Ｖtr2に基づいてより正確に求め得る構成を、巻数比Ｎに基づいて、より簡易に実現できる。なお、上述した計算方法(Ｖin＝Ｖtr2×Ｎ)はあくまで一例であり、二次側電圧Ｖtr2とトランスの巻数比に基づいて入力電圧Ｖinを算出し得る方法であれば、他の算出方法を用いてもよい。
絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値（入力電圧Ｖinの値）よりも相対的に低い値となる二次側電圧Ｖtr2を測定し、この二次側電圧Ｖtr2から第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値を導くことができる。よって、この絶縁型ＤＣＤＣコンバータ２００は、高い電圧を検出するために必須な構成を省略又は簡略化することができ、第１導電路１と第２導電路２との間の電圧値を検出し得る構成をより小型に実現できる。例えば、入力電圧Ｖinの値を直接測定して測定値を制御部４０に入力する場合、入力電圧Ｖinの値が高くなると、入力側と制御部４０との間に絶縁アンプ等の絶縁部が必要になるが、実施形態２の方法によれば、このような部品を省略することができる。
特に本構成では、二次側コイル１２Ａ，１２Ｂ、整流出力経路３０Ｃが、第１導電路１及び第２導電路２のいずれとも絶縁されており、第４導電路４が、第１導電路１及び第２導電路２のいずれとも絶縁されている。そして、第４導電路４と制御部４０における図示されていない基準導電路とが電気的に接続されており、第４導電路４は制御部４０の基準導電路と同電位となっている。従って、二次側電圧Ｖtr2の測定結果を絶縁することなく良好に制御部４０に入力することができ、一方で、「二次側電圧Ｖtr2の測定経路及び制御部４０」と「入力側の第１導電路１及び第２導電路２」は、互いに確実に絶縁することができる。
＜他の実施形態＞
本構成は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
本構成は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
実施形態１、２では、制御部４０において第１デッドタイム（tdead_a）及び第２デッドタイム（tdead_b）を演算して算出しているが、入力電圧、インダクタに流れる電流、出力電圧に対応した第１デッドタイム及び第２デッドタイムが記憶されたデータテーブルを制御部に記憶させておき、データテーブルから演算して得た入力電圧、インダクタに流れる電流、出力電圧に対応した第１デッドタイム及び第２デッドタイムに基づいて各スイッチ素子をオフからオンに切り替えてもよい。
実施形態１、２では、第５スイッチ素子３０Ａ及び第６スイッチ素子３０ＢにＭＯＳＦＥＴを用いているが、ダイオードを用いる構成としてもよい。
実施形態１、２では、制御部４０がマイクロコンピュータを主体として構成されているが、マイクロコンピュータ以外の複数のハードウェア回路によって実現されてもよい。
実施形態１、２では、第１デッドタイムと第２デッドタイムとの両方を求めているが、第１デッドタイム又は第２デッドタイムの少なくともいずれかを求めてもよい。
実施形態１では、第１電圧検出部４０Ａで入力電圧Ｖinの電圧値を検出しているが、第２電圧検出部で検出した出力電圧Ｖoutの電圧値、トランスの巻数比、ＰＷＭ信号のデューティから入力電圧Ｖinを演算して算出してもよい。或いは、実施形態１の構成において、入力電圧Ｖinの値の検出を実施形態２のように行ってもよい。
実施形態１、２では、第１導電路１に設けられた第１電流検出部４０Ｃによってインダクタ１３に流れる電流ＩLを検出しているが、電流検出部の位置及び構成は、インダクタに流れる電流を検出し得る位置及び構成であればよい。
今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、今回開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１…第１導電路
２…第２導電路
３…第３導電路
４…第４導電路
６…負荷
７…入力コンデンサ
１０…トランス
１１…一次側コイル
１２Ａ，１２Ｂ…二次側コイル
１３…インダクタ
１４…励磁インダクタンス
２０…スイッチング回路
２０Ａ…第１スイッチ素子
２０Ｂ…第２スイッチ素子
２０Ｃ…第３スイッチ素子
２０Ｄ…第４スイッチ素子
２０Ｅ…第１ダイオード
２０Ｆ…第２ダイオード
２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｊ，２０Ｋ…寄生ダイオード
２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０Ｐ…コンデンサ
２１…保護回路
３０…出力回路
３０Ａ…第５スイッチ素子
３０Ｂ…第６スイッチ素子
３０Ｃ…整流出力経路
３３…チョークコイル
３４…出力コンデンサ
４０…制御部（電圧検出部）
４０Ａ…第１電圧検出部（電圧検出部）
４０Ｂ…第２電圧検出部（電圧検出部）
４０Ｃ…第１電流検出部（電流検出部）
４０Ｄ…第２電流検出部
４０Ｅ…二次側電圧検出部（電圧検出部）
１００，２００…絶縁型ＤＣＤＣコンバータ
１０１…第１導電路
１０２…第２導電路
１０３…第３導電路
１０４…第４導電路
１１０…トランス
１１１…一次側コイル
１１２Ａ，１１２Ｂ…二次側コイル
１２０…スイッチング回路
１２０Ａ…第１スイッチ素子
１２０Ｂ…第２スイッチ素子
１２０Ｃ…第３スイッチ素子
１２０Ｄ…第４スイッチ素子
１３０…出力回路
１３０Ａ…第５スイッチ素子
１３０Ｂ…第６スイッチ素子
１３０Ｃ…整流出力経路
１３３…チョークコイル
Ｇ…グラウンド経路
Ｐ１…第１接続点
Ｐ２…第２接続点
Ｐ３…第３接続点
Ｖin…入力電圧
Ｖout…出力電圧
Ｖtr2…二次側電圧
２…第２導電路
３…第３導電路
４…第４導電路
６…負荷
７…入力コンデンサ
１０…トランス
１１…一次側コイル
１２Ａ，１２Ｂ…二次側コイル
１３…インダクタ
１４…励磁インダクタンス
２０…スイッチング回路
２０Ａ…第１スイッチ素子
２０Ｂ…第２スイッチ素子
２０Ｃ…第３スイッチ素子
２０Ｄ…第４スイッチ素子
２０Ｅ…第１ダイオード
２０Ｆ…第２ダイオード
２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｊ，２０Ｋ…寄生ダイオード
２０Ｌ，２０Ｍ，２０Ｎ，２０Ｐ…コンデンサ
２１…保護回路
３０…出力回路
３０Ａ…第５スイッチ素子
３０Ｂ…第６スイッチ素子
３０Ｃ…整流出力経路
３３…チョークコイル
３４…出力コンデンサ
４０…制御部（電圧検出部）
４０Ａ…第１電圧検出部（電圧検出部）
４０Ｂ…第２電圧検出部（電圧検出部）
４０Ｃ…第１電流検出部（電流検出部）
４０Ｄ…第２電流検出部
４０Ｅ…二次側電圧検出部（電圧検出部）
１００，２００…絶縁型ＤＣＤＣコンバータ
１０１…第１導電路
１０２…第２導電路
１０３…第３導電路
１０４…第４導電路
１１０…トランス
１１１…一次側コイル
１１２Ａ，１１２Ｂ…二次側コイル
１２０…スイッチング回路
１２０Ａ…第１スイッチ素子
１２０Ｂ…第２スイッチ素子
１２０Ｃ…第３スイッチ素子
１２０Ｄ…第４スイッチ素子
１３０…出力回路
１３０Ａ…第５スイッチ素子
１３０Ｂ…第６スイッチ素子
１３０Ｃ…整流出力経路
１３３…チョークコイル
Ｇ…グラウンド経路
Ｐ１…第１接続点
Ｐ２…第２接続点
Ｐ３…第３接続点
Ｖin…入力電圧
Ｖout…出力電圧
Ｖtr2…二次側電圧
Claims (6)
- 一次側コイル及び二次側コイルを有するトランスと、
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子と第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを備えるフルブリッジ型のスイッチング回路と、
第１ダイオードと第２ダイオードとを有する保護回路と、
前記スイッチング回路の動作を制御する制御部と、
インダクタと、
前記二次側コイルに接続される出力回路と、
を備え、
第１導電路と第２導電路との間に前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とが直列に接続され、
前記第１導電路と前記第２導電路との間に前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とが直列に接続され、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との間の第１接続点に前記インダクタの一端が電気的に接続され、
前記インダクタの他端が、前記一次側コイルの一端と前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオードのカソードとに電気的に接続され、
前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子との間の第２接続点に前記一次側コイルの他端が電気的に接続され、
前記第１ダイオードのカソードが前記第１導電路に電気的に接続され、
前記第２ダイオードのアノードが前記第２導電路に電気的に接続された位相シフト方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータであって、
前記第１導電路と前記第２導電路との間の電圧値を検出する電圧検出部と、
前記インダクタの電流値を検出する電流検出部と、
を備え、
前記制御部は、前記電圧検出部が検出した前記電圧値と前記電流検出部が検出した前記電流値とに基づき、前記電圧値が大きくなるほどデッドタイムを大きくし、前記電流値が大きくなるほどデッドタイムを小さくする方式で前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とが共にオフになる第１デッドタイム及び前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子とが共にオフになる第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。 - 前記制御部は、前記第１デッドタイム及び前記第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する際に前記トランスの励磁インダクタンスを反映するか否かを、前記電流値の増加状態に基づいて決定する請求項１に記載の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。
- 前記制御部は、前記電流値の増加率が閾値以下である場合には前記励磁インダクタンスを反映して前記第１デッドタイム及び前記第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定し、前記電流値の増加率が閾値を超える場合には前記励磁インダクタンスを反映せずに前記第１デッドタイム及び前記第２デッドタイムの少なくともいずれかを決定する請求項２に記載の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。
- 前記電圧検出部は、前記トランスの前記二次側コイルから印加される二次側電圧を測定する二次側電圧測定部を備え、前記二次側電圧測定部が測定した前記二次側電圧に基づいて前記電圧値を検出する請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。
- 前記電圧検出部は、前記二次側電圧と、前記一次側コイル及び前記二次側コイルの巻数比と、に基づいて前記電圧値を求める請求項４に記載の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。
- 請求項４又は請求項５に記載の絶縁型ＤＣＤＣコンバータであって、前記第１導電路と前記第２導電路との間に印加された入力電圧を降圧して出力電圧を出力する降圧型ＤＣＤＣコンバータである絶縁型ＤＣＤＣコンバータ。
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