JP2017147892A - 共振コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング回路を備えた共振方式のコンバータにおいて、動作中においても共振周波数を切り替え、昇降圧比を変更することができる共振コンバータを提供する。
【解決手段】共振コンバータ２０１は、共振回路１２を介してトランス１３の一次コイル１３ａに接続されたスイッチング回路２１１及び制御部１７を備える。スイッチング回路２１１は、ハーフブリッジ回路であり、並列接続された第１レグ１１ａ及び第２レグ１１ｂを備える。共振回路２１２は、第１レグ１１ａ及びコイルの間に介装された第１リアクタンス２１２ａと、第１レグ１１ａ及び第２レグ１１ｂの間に介装され、第１リアクタンス２１２ａに接続された第２リアクタンスとを備える。制御部１７は、第１レグ１１ａ又は第２レグ１１ｂを選択し、選択された第１レグ１１ａ又は第２レグ１１ｂに応じたスイッチング周波数でスイッチング制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、共振回路を介してトランスのコイルに接続されたスイッチング回路を備える共振コンバータに関する。

ハイブリッド車（HEV: Hybrid Electric Vehicle）は、ＡＣ電力で動作する駆動モータ、ＡＣ電力を発電するジェネレータ、低電圧のＤＣ電力で動作するオーディオ機器、ワイパー等の電子機器、高電圧のＨＶバッテリ、低電圧の補機バッテリを搭載している。駆動モータは高電圧の交流で動作し、電子機器は低電圧の直流で動作する等、必要な電力形態が異なるため、ハイブリッド車は、電力の変換、昇圧及び高圧等を行うパワーコントロールユニットを備える。パワーコントロールユニットは、ＡＣ／ＤＣを相互に変換するインバータ、昇降圧コンバータ、ＨＶバッテリ及び補機バッテリ間の電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ等を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、スイッチングによってＤＣ−ＡＣ変換を行うフルブリッジ回路、ＤＣ−ＡＣ変換された交流を変圧するトランス、変圧された交流を整流する整流回路によって構成されている。

近年、機器の小型化に対する要求が強く、キャパシタ、インダクタ等の受動素子を小型化するために、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数が引き上げられている。ところが、スイッチング周波数が高くなると、スイッチング損失が大きくなるという新たな問題が生ずる。このスイッチング損失を低減する技術として、ソフトスイッチング制御が注目されている。ソフトスイッチング制御は、共振回路によって電圧又は電流を共振させ、スイッチング素子に加わる電圧又は電流がゼロになるタイミングで、当該スイッチング素子のオンオフを切り替えることによって、スイッチング損失を低減させるものである。トランスのコイルにＬＣ直列回路を接続して共振回路を構成したＤＣ−ＤＣコンバータは、ＬＬＣ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ等と呼ばれている。

ただ、ＬＬＣ方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電圧を制御するためにスイッチング周波数を制御する必要があるが、スイッチング周波数の制御範囲は安定的にＬＣ共振が動作する範囲内に限定される。このため、電圧制御範囲が狭く、ＬＬＣ方式ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇降圧比を大きく変更することができないという欠点を有している。かかる欠点を解消する技術として、特許文献１及び２には、共振回路を構成するインダクタをスイッチによって切り替える技術が開示されている。インダクタを切り替えることによって、共振回路の共振周波数を変更することができ、昇降圧比の変更幅を拡大することができる。

特開２０１５−１９２４７０号公報 特開２０１５−１７７５９５号公報

しかしながら、特許文献１及び２に係るＬＬＣ方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、共振回路のインダクタをスイッチによって切り替える構成であるため、ＤＣ−ＤＣ変換動作中にインダクタを切り替えると、過大な電流が流れ、回路が破損するおそれがある。従って、ＤＣ−ＤＣ変換動作中に共振周波数を切り替えて昇降圧比を大きく変更することができないという問題がある。

本発明の目的は、スイッチング回路を備えた共振方式のコンバータにおいて、動作中においても共振周波数を切り替え、昇降圧比を変更することができる共振コンバータを提供することにある。

本態様に係る共振コンバータは、共振回路を介してトランスのコイルに接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路に入力された電圧を変換して出力する共振コンバータであって、前記スイッチング回路は、２つのスイッチング素子を直列接続してなる第１レグと、２つのスイッチング素子を直列接続してなり、前記第１レグに並列接続された第２レグとを備え、前記共振回路は、前記第１レグ及び前記コイルの間に介装された第１リアクタンスと、前記第１レグ及び前記第２レグの間に介装され、前記第１リアクタンスに接続された第２リアクタンスとを備え、更に、前記第１レグ又は前記第２レグを選択し、選択された前記第１レグ又は前記第２レグに応じたスイッチング周波数で、前記スイッチング素子に対してスイッチング制御を行う制御部を備える。

なお、本願は、このような特徴的な処理部を備える共振コンバータとして実現することができるだけでなく、かかる特徴的な処理をステップとする共振電圧変換方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、共振コンバータの一部又は全部を実現する半導体集積回路として実現したり、共振コンバータを含むその他のシステムとして実現したりすることができる。

上記によれば、スイッチング回路を備えた共振方式のコンバータにおいて、動作中においても共振周波数を切り替え、昇降圧比を変更することができる共振コンバータを提供することが可能となる。

本発明の実施形態に係る共振コンバータの一構成例を示す回路図である。 第１レグ及び第３レグを用いたスイッチング制御を示す概念図である。 第２レグ及び第３レグを用いたスイッチング制御を示す概念図である。 共振コンバータの等価回路である。 スイッチング周波数及び昇降圧比の関係を示すグラフである。 制御部の処理手順を示すフローチャートである。 スイッチング制御の方法を示すタイミングチャートである。 スイッチング制御の方法を示すタイミングチャートである。 変形例１に係る共振コンバータの一構成例を示す回路図である。 変形例２に係る共振コンバータの一構成例を示す回路図である。

［本発明の実施形態の説明］
最初に本発明の実施態様を列記して説明する。また、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。

（１）本態様に係る共振コンバータは、共振回路を介してトランスのコイルに接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路に入力された電圧を変換して出力する共振コンバータであって、前記スイッチング回路は、２つのスイッチング素子を直列接続してなる第１レグと、２つのスイッチング素子を直列接続してなり、前記第１レグに並列接続された第２レグとを備え、前記共振回路は、前記第１レグ及び前記コイルの間に介装された第１リアクタンスと、前記第１レグ及び前記第２レグの間に介装され、前記第１リアクタンスに接続された第２リアクタンスとを備え、更に、前記第１レグ又は前記第２レグを選択し、選択された前記第１レグ又は前記第２レグに応じたスイッチング周波数で、前記スイッチング素子に対してスイッチング制御を行う制御部を備える。

本態様にあっては、スイッチング制御に使用するレグを切り替えることによって、共振回路の共振周波数を変更し、昇降圧比の制御範囲を拡大することができる。具体的には、スイッチング制御の対象として、第１レグが選択された場合、第２リアクタンスは共振回路として動作しないため、共振回路の共振周波数は、第１リアクタンスに応じた周波数になる。第２レグが選択された場合、第２リアクタンスも共振回路として動作するようになり、共振回路の共振周波数は、第１リアクタンス及び第２リアクタンスに応じて周波数になる。つまり、スイッチング制御に使用するレグとして、第１レグ又は第２レグのいずれかを選択することによって、共振回路の共振周波数を変更することができる。共振周波数が変化すると、制御可能な昇降圧比の範囲も変化する。従って、昇降圧比を大きく変更することが可能になる。

（２）前記第１リアクタンスは、少なくとも容量成分を有し、一端部が前記第１レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続され、他端部が前記コイルの一端部に接続された回路又は素子を備え、前記第２リアクタンスは、一端部が前記第１レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続され、他端部が前記第２レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続された回路又は素子を備える構成が好ましい。

本態様にあっては、第１リアクタンスは、容量成分、例えば共振コンデンサを含む。第１リアクタンスの容量成分と、トランスの漏れインダクタとによって、ＬＣ共振回路が構成される。また、第１リアクタンスは、共振コンデンサと、共振インダクタとを直列接続させた回路であっても良い。第１リアクタンスの具体的構成は特に限定されるものでは無く、トランスの一次コイルに接続してＬＣ共振回路となる構成であれば良い。
第２リアクタンスは、例えば、共振コンデンサである。第２リアクタンスの具体的構成も特に限定されるものでは無く、第１リアクタンスに作用して、ＬＣ共振回路の共振周波数が変更される構成であれば良い。

（３）前記スイッチング回路は、２つのスイッチング素子を直列接続してなり、前記第１レグ及び前記第２レグに並列接続された第３レグを備え、前記コイルの他端部は、前記第３レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続されており、前記制御部は、前記第１レグ及び前記第３レグ、又は前記第２レグ及び前記第３レグを選択し、選択された各レグの前記スイッチング素子に対してスイッチング制御を行う構成が好ましい。

本態様によれば、入力された電圧を、フルブリッジのスイッチング回路にて昇降圧させ、出力することができる。

（４）前記制御部は、ソフトスイッチング方式にてスイッチング制御を行う構成が好ましい。

本態様によれば、ソフトスイッチング方式にてスイッチング制御を行っているため、スイッチング損失を低減することができる。

（５）入力される電圧を検出する入力電圧センサと、出力される電圧を検出する出力電圧センサと、入力又は出力される電流を検出する電流センサと、入出力される電圧及び電流、前記第１レグ又は前記第２レグの選択に係る情報、並びに前記スイッチング素子のスイッチング周波数を対応付けたテーブルとを備え、前記制御部は、前記入力電圧センサ及び前記出力電圧センサにて検出された電圧、前記電流センサにて検出された電流並びに前記テーブルに基づいて、前記第１レグ又は前記第２レグを選択し、スイッチング周波数を決定する構成が好ましい。

本態様によれば、入出力される電圧及び電流に適したレグの組み合わせ、スイッチング周波数を決定することができ、スイッチング損失を抑え、かつ昇降圧比を広く変更することができる。

［本発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る共振コンバータの具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

図１は、本発明の実施形態に係る共振コンバータ１の一構成例を示す回路図である。本実施形態に係る共振コンバータ１は、全波整流フルブリッジ型のＬＬＣ共振ＤＣ−ＤＣコンバータであり、ハイブリッド車、電気自動車等に搭載される。共振コンバータ１は、直流の電圧が印加される入力端子対１ａと、ＤＣ／ＤＣ変換された電圧が出力される出力端子対１ｂとを備える。入力端子対１ａには直流電源２が接続され、出力端子対１ｂには負荷３が接続される。直流電源２及び負荷３は、例えば、ＨＶバッテリ及び補機バッテリであり、ＨＶバッテリから出力される数百Ｖの電圧が入力端子対１ａに印加され、共振コンバータ１は入力された電圧を数Ｖ〜１０数Ｖの電圧にＤＣ／ＤＣ変換し、ＤＣ／ＤＣ変換された電圧を出力端子対１ｂから補機バッテリへ出力する。入出力される電圧は一例である。

共振コンバータ１は、入力端子対１ａに入力された直流の電圧を交流にＤＣ／ＡＣ変換するスイッチング回路１１と、ＤＣ／ＡＣ変換された交流によって共振する共振回路１２と、交流の電圧を変圧するトランス１３と、トランス１３によって変圧された交流の電圧を整流及び平滑化する整流回路１４とを備える。本実施形態に係る共振コンバータ１は、スイッチング回路１１及び共振回路１２に特徴があり、共振周波数を変更することによって、広範囲で昇降圧比を制御することを可能にするものである。

スイッチング回路１１は、入力端子対１ａに入力された直流の電圧を、スイッチング制御によって、交流電圧に変換するフルブリッジ回路である。スイッチング回路１１は、正極側のスイッチング素子Ｑ１１及び負極側のスイッチング素子Ｑ１２を直列接続してなる第１レグ１１ａと、正極側のスイッチング素子Ｑ２１及び負極側のスイッチング素子Ｑ２２を直列接続してなる第２レグ１１ｂと、正極側のスイッチング素子Ｑ３１及び負極側のスイッチング素子Ｑ３２を直列接続してなる第３レグ１１ｃとを備え、第１乃至第３レグ１１ａ、１１ｂ、１１ｃは並列接続されている。本実施形態に係るスイッチング回路１１は、第１乃至第３レグ１１ａ、１１ｂ、１１ｃから選択される２つのレグのスイッチング制御によって、ＤＣ／ＡＣ変換を行う。
スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２は例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等のパワーデバイスである。以下、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２をｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴとして説明する。ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２は、図１に示すように、それぞれ寄生容量及びダイオードを有する。なお、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２のドレイン及びソースに、別途容量素子を設けても良い。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１のドレインは、入力端子対１ａの正極端に接続している。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１のソースはそれぞれスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２のドレインに接続し、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２のソースは、入力端子対１ａの負極端に接続している。

共振回路１２は、スイッチング回路１１にてＤＣ／ＡＣ変換された交流の電圧によって共振するＬＣ共振回路である。本実施形態に係る共振回路１２は、スイッチングさせる第１乃至第３レグ１１ａ、１１ｂ、１１ｃによって、共振周波数が変化するように構成されている。
具体的には、共振回路１２は、第１共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬｒを直列してなる回路を備え、当該回路の一端部が第１レグ１１ａを構成する２つのスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の接続部１１ｄに接続され、他端部がトランス１３の一次コイル１３ａの一端に接続されている。第１共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬｒを直列してなる回路は、上記態様（１）及び（２）等に記載の第１リアクタンスに相当する。
また、共振回路１２は、一端部が第１レグ１１ａを構成する２つのスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の接続部１１ｄに接続され、他端部が第２レグ１１ｂを構成する２つのスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２の接続部１１ｅに接続された第２共振コンデンサＣ２を備える。第２共振コンデンサＣ２は、上記態様（１）及び（２）等に記載の第２リアクタンスに相当する。
更に、トランス１３を構成する一次コイル１３ａに係る励磁インダクタＬｍも共振回路１２の一部を構成している。第１及び第３レグ１１ａ、１１ｃのスイッチング制御を行う場合、第１共振コンデンサＣ１、共振インダクタＬｒ及び励磁インダクタＬｍによって、ＬＬＣ共振回路が構成される。同様に、第２及び第３レグ１１ｂ、１１ｃのスイッチング制御を行う場合、第１及び第２共振コンデンサＣ１、Ｃ２、共振インダクタＬｒ及び励磁インダクタＬｍによって、ＬＬＣ共振回路が構成される。

なお、共振インダクタＬｒは、トランス１３を構成する一次コイル１３ａの漏れインダクタによって代用しても良い。また、一次コイル１３ａの励磁インダクタＬｍによって、ＬＬＣ共振回路を構成する例を説明したが、一次コイル１３ａに他のインダクタを並列接続させても良い。

トランス１３は、磁気結合した一次コイル１３ａ及び一次コイル１３ｂを備える。一次コイル１３ａの一端部には、共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬｒを直列接続してなる回路の他端部が接続されている。詳細には、共振コンデンサＣ１の一端部は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の接続部１１ｄに接続され、共振コンデンサの他端部は共振インダクタＬｒの一端部に接続され、共振インダクタＬｒの他端部は一次コイル１３ａの一端部に接続されている。一次コイル１３ａの他端部は、第３レグ１１ｃを構成する２つのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２の接続部１１ｆに接続されている。スイッチング回路１１によってＤＣ／ＡＣ変換された交流の電圧が一次コイル１３ａに印加されると、当該一次コイル１３ａにて交番磁束が発生し、該交番磁束によって一次コイル１３ｂに変圧された電圧が生ずる。

整流回路１４は、第１整流用スイッチング素子１４ａ及び第２整流用スイッチング素子１４ｂと、平滑コンデンサ１４ｃとを備える。第１及び第２整流用スイッチング素子１４ａ、１４ｂは、例えばｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、センタータップを用いた全波整流回路を構成している。第１整流用スイッチング素子１４ａのソースは一次コイル１３ｂの一端部に接続され、第２整流用スイッチング素子１４ｂのソースは一次コイル１３ｂの他端部に接続されている。第１及び第２整流用スイッチング素子１４ａ、１４ｂのドレインは平滑コンデンサ１４ｃの一端部に接続されている。平滑コンデンサ１４ｃの他端部は、一次コイル１３ｂのセンタータップに接続されている。また、平滑コンデンサ１４ｃの両端部は、出力端子対１ｂに接続されている。このように構成された整流回路１４は、トランス１３によって変圧された交流の電圧を整流及び平滑化し、整流された直流の電圧を出力端子から負荷３へ出力する。

また、共振コンバータ１は、スイッチング周波数を決定するための情報として、入力端子対１ａに入力される電圧を検出する入力電圧センサ１５ａと、出力端子対１ｂから出力される電圧及び電流を検出する出力電圧センサ１５ｂ及び電流センサ１６を備える。入力電圧センサ１５ａは、スイッチング回路１１又は入力端子対１ａの両端の電圧を検出し、検出した電圧値に相当する信号を制御部１７へ出力する。入力電圧センサ１５ａは、例えば入力端子対１ａの両端の電圧を分圧する分圧抵抗を含み、分圧された電圧を制御部１７へ出力する回路である。なお、分圧された電圧を増幅器で増幅して制御部１７へ出力しても良い。出力電圧センサ１５ｂは、出力端子対１ｂの両端の電圧を検出し、検出した電圧値に相当する信号を制御部１７へ出力する。出力電圧センサ１５ｂの構成は、入力電圧センサ１５ａの構成と同様である。
電流センサ１６は、例えば平滑コンデンサ１４ｃと、出力端子対１ｂの正極端とを接続する導線に設けられており、該導線を流れる電流を検出し、検出した電流値に相当する信号を制御部１７へ出力するものである。電流センサ１６は、例えばカレントトランス及びホール素子等を含み、電流に応じて発生した磁束をホール素子にて検出する回路である。なお、電流センサ１６を入力側に設け、入力端子対１ａに入力される電流を検出するようにしても良い。

更に、共振コンバータ１は、スイッチング回路１１のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２のオンオフを制御する制御部１７を備える。制御部１７は、該制御部１７の各構成部の動作を制御するＣＰＵ（Central Processing Unit）等のＣＰＵを備えたマイコンである。ＣＰＵには、バスを介して、記憶部、インタフェース、スイッチング制御のタイミングを計時するためのクロック等が接続されている。ＣＰＵは、インタフェースを介して、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２のゲートに接続されており、該ゲートに駆動電圧を与えることにより、スイッチング回路１１のスイッチング制御を行う。また、ＣＰＵは、インタフェースを介して、入力電圧センサ１５ａ、出力電圧センサ１５ｂ、電流センサ１６に接続されており、各センサで検出された電圧及び電流に相当する信号が入力される。

制御部１７は、記憶部が記憶したテーブル１７ａを備える。テーブル１７ａは、共振コンバータ１に入力される電圧と、共振コンバータ１から出力される電圧と、共振コンバータ１に入力又は出力される電流と、スイッチング制御に使用する２つのレグの組みを示したレグ情報と、スイッチング周波数とを対応付けて記憶している。
ＨＶバッテリ及び補機バッテリ間のＤＣ／ＤＣ変換において求められる昇降圧比は、共振コンバータ１に入出力される電圧の値によって変動し、当該昇降圧比を実現するために適した２つのレグの組み合わせ、スイッチング周波数は、負荷３の大きさによって変動する。このため、入出力する電圧及び電流に応じた最適なレグの組みを示したレグ情報及びスイッチング周波数を予め実験的に決定し、決定された電圧及び電流と、レグ情報及びスイッチングとを対応付けてテーブル１７ａに記憶させる。

次に、制御部１７によるスイッチング制御について説明する。制御部１７は、入力電圧センサ１５ａ、出力電圧センサ１５ｂ及び電流センサ１６によって検出された電圧及び電流に基づいて、テーブル１７ａを参照し、スイッチング制御に使用する２つのレグを第１乃至第３レグ１１ａ、１１ｂ、１１ｃの中から選択し、スイッチング周波数を決定する。

図２は、第１レグ１１ａ及び第３レグ１１ｃを用いたスイッチング制御を示す概念図である。制御部１７は、第１レグ１１ａ及び第３レグ１１ｃを選択した場合、デッドタイムを有するデューティ比５０％の駆動電圧を、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ３１，Ｑ３２のゲートに与えることによって、スイッチング制御を行う（図７及び図８参照）。
具体的には、制御部１７は、図２上図に示すようにスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ３２をオン状態にした導通状態と、図２下図に示すようにスイッチング素子Ｑ１２、Ｑ３１をオン状態にした導通状態とを交互に切り替えることにより、スイッチング回路１１から交流を出力させる。
また、制御部１７は、ソフトスイッチング方式にて、スイッチング制御を行っている。導通状態を切り替えるデッドタイムにおいて全てのスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２，Ｑ３１，Ｑ３２がオフ状態になる。例えば、図２上図に示す状態から図２下図に示す状態へ切り替わる際、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ３１の寄生容量の充放電が行われる。制御部１７は、充放電の過程で当該スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ３１の両端電圧がゼロになるタイミングで、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ３１をオン状態に切り替える。当該タイミングでスイッチングを行うことによって、スイッチング損失を低減可能なソフトスイッチングが実現される。図２下図に示す状態から図２上図に示す状態へ切り替わる際の動作も同様である。

図３は、第２レグ１１ｂ及び第３レグ１１ｃを用いたスイッチング制御を示す概念図である。制御部１７は、第２レグ１１ｂ及び第３レグ１１ｃを選択した場合、デッドタイムを有するデューティ比５０％の駆動電圧を、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のゲートに与えることによって、スイッチング制御を行う。具体的には、制御部１７は、図３上図に示すようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ３２をオン状態にした導通状態と、図３下図に示すようにスイッチング素子Ｑ２２、Ｑ３１をオン状態にした導通状態とを交互に切り替えることにより、スイッチング回路１１から交流を出力させる。この場合も、制御部１７は、ソフトスイッチング方式にて、スイッチング制御を行っている。

次に、スイッチング制御に使用するレグ及びスイッチング周波数と、昇降圧比の関係を説明する。
図４は、共振コンバータ１の等価回路である。図４に示す交流電源２ａは、スイッチング回路１１に相当し、抵抗器３ｂは、トランス１３の２次側の整流回路１４及び負荷３に相当する。スイッチング回路１１によってＤＣ／ＡＣ変換された交流を正弦波と仮定すると、昇降圧比は下記式（１）〜（５）によって表される。

また、負荷３の大きさがゼロの無負荷の場合、単純なＬＬＣ共振回路になり、共振周波数は下記式（６）及び（７）で表される。式（６）は、第１及び第３レグ１１ａ、１１ｃをスイッチング制御する場合の共振回路１２の周波数、式（７）は第２及び第３レグ１１ｂ、１１ｃをスイッチング制御する場合の共振回路１２の周波数である。

上記式（１）で現れる昇降圧比をグラフ化したものが図５である。
図５は、スイッチング周波数ｆｓ及び昇降圧比の関係を示すグラフである。横軸はスイッチング周波数ｆｓ、縦軸は昇降圧比を示している。実線は、図２に示すように、第１レグ１１ａ及び第３レグ１１ｃを用いてスイッチング制御を行う場合の昇降圧比を示し、破線は、図３に示すように第２レグ１１ｂ及び第３レグ１１ｃを用いてスイッチング制御を行う場合の昇降圧比を示している。なお、共振回路１２は負荷３に並列の励磁インダクタＬｍを有するため、実線及び破線で示すグラフは、負荷３の大きさ、つまり共振コンバータ１から出力される電圧及び電流の大きさによって変化する特性を有するが、作図の便宜上、ある一定の大きさの負荷３が接続された状態のみを示している。

大きな昇降圧比を実現するためには、第１及び第３レグ１１ａ、１１ｃを選択し、図５に示すように、楕円Ｇ１で示した第１共振周波数ｆｒ１以下のスイッチング周波数ｆｓで制御すると良い。楕円Ｇ１に示す範囲でスイッチング周波数ｆｓを増減させることによって、当該範囲で昇降圧比を変化させることができる。

なお、スイッチング周波数ｆｓに対する昇降圧比の変化方向を一方向にするために、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、曲線のピークに相当する周波数より高周波数側で制御すると良い。また、高周波数側で制御した方がスイッチング損失が少ないため、かかる制御範囲で昇降圧比を制御することが好ましい。更に、スイッチング周波数ｆｓは、第１及び第３レグ１１ａ、１１ｃを使用する際、第１共振周波数ｆｒ１よりも低周波数側で制御すると良い。第１共振周波数ｆｒ１よりも高周波数側では、スイッチング周波数ｆｓに対する昇降圧比の変化率が小さいためである。

中程度の昇降圧比を実現するためには、第２及び第３レグ１１ｂ、１１ｃを選択し、図５に示すように、楕円Ｇ２で示した第２共振周波数ｆｒ２以下のスイッチング周波数ｆｓで制御すると良い。楕円Ｇ２に示す範囲でスイッチング周波数ｆｓを増減させることによって、当該範囲で昇降圧比を変化させることができる。

昇降圧比≒１を実現するためには、第２及び第３レグ１１ｂ、１１ｃを選択し、図５に示すように、楕円Ｇ３で示した第２共振周波数ｆｒ２で制御すると良い。

次に、制御部１７の処理手順を説明する。
図６は、制御部１７の処理手順を示すフローチャートである。動作開始の指示を受けた制御部１７は、まず所定の条件でスイッチング制御を開始する（ステップＳ１１）。例えば、第１及び第３レグ１１ａ、１１ｃを選択し、スイッチング周波数ｆｓを第２共振周波数ｆｒ２に設定して、スイッチング制御を開始する。

次いで、制御部１７は、入力電圧検出センサ及び出力電圧センサ１５ｂから出力される信号を取得することによって、入出力される電圧を検出する（ステップＳ１２）。また、制御部１７は、電流センサ１６から出力される信号を取得することによって、出力される電流を検出する（ステップＳ１３）。そして、制御部１７は、検出された電圧及び電流に基づいてテーブル１７ａを参照し、スイッチング制御に使用する２つのレグ、スイッチング周波数ｆｓを決定する（ステップＳ１４）。

次いで、制御部１７は、スイッチング回路１１の導通経路を切り替えるゼロボルトタイミングであるか否かを判定する（ステップＳ１５）。スイッチングタイミングは、現在のスイッチング周波数ｆｓによって定まる。ゼロボルトタイミングで無いと判定した場合（ステップＳ１５：ＮＯ）、制御部１７は、処理をステップＳ１２へ戻す。ゼロボルトタイミングであると判定した場合（ステップＳ１５：ＹＥＳ）、制御部１７は、ステップＳ１４で決定したレグのオンオフ状態を切り替える（ステップＳ１６）。次の切り替えタイミングは、ステップＳ１４で決定したスイッチング周波数ｆｓによって定まる。

そして、制御部１７は、ＤＣ／ＤＣ変換を停止するか否かを判定する（ステップＳ１７）。停止条件は特に限定されるものでは無いが、例えば図示しないパワーコントロールＥＣＵから停止の指示を受けた場合（ステップＳ１７：ＹＥＳ）、制御部１７は停止すべきと判定し、スイッチング制御を終える。停止しないと判定した場合（ステップＳ１７：ＮＯ）、制御部１７は処理をステップＳ１２へ戻す。

次に、上記制御によるスイッチング制御の動作例を説明する。
図７及び図８は、スイッチング制御の方法を示すタイミングチャートである。横軸は時間であり、上下にならぶ各タイミングチャートは、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２のオンオフ状態を示している。図７及び図８は、必要な昇降圧比が小さくなっていく様子を示している。

大きな昇降圧比が必要な場合、制御部１７は、図７左側に示すように、第１及び第３レグ１１ａ、１１ｃのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ３１，Ｑ３２をオンオフさせる。所要の昇降圧比が低下すると、制御部１７は、図７右側に示すように、スイッチング周波数ｆｓを上昇させることによって、図５に示すように昇降圧比を減少させる。

所要の昇降圧比が中程度まで低下すると、制御部１７は、図８左側及び中央部に示すように、スイッチング対象を変更し、第２及び第３レグ１１ｂ、１１ｃのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２をオンオフさせる。また、スイッチング周波数ｆｓを上昇させる。所要の昇降圧比が１に達すると、制御部１７は、図８右側に示すように、第２及び第３レグ１１ｂ、１１ｃを第２共振周波数ｆｒ２でオンオフさせる。

以上のように構成された共振コンバータ１によれば、入出力する電圧及び電流に応じてスイッチング制御対象のレグを選択することにより、動作中においても共振周波数を切り替え、昇降圧比を幅広く変更することができる。

また、制御部１７は、ソフトスイッチング方式にてスイッチング回路１１のスイッチング制御を行っているため、スイッチング損失を低減することができる。

更に、制御部１７は、テーブル１７ａを参照することによって、入出力する電圧及び電流の状況に応じた最適なレグの組み合わせ及びスイッチング周波数ｆｓを決定することができ、スイッチング損失を抑え、かつ昇降圧比を広く変更することができる。

（変形例１）
上記実施形態では、スイッチング回路１１をフルブリッジ回路で構成する例を説明したが、ハーフブリッジ回路で構成しても良い。また、整流回路１４の第１及び第２整流用スイッチング素子１４ａ、１４ｂを、整流ダイオードで構成することもできる。

図９は、変形例１に係る共振コンバータ１０１の一構成例を示す回路図である。スイッチング回路１１１は、実施形態と同様の第１レグ１１ａ及び第２レグ１１ｂを備える。トランス１３を構成する一次コイル１３ａの他端部は、スイッチング素子Ｑ１２、２２のソースに接続されている。

変形例１の整流回路１１４は、非同期型であり、第１整流ダイオード１１４ａのアノードは一次コイル１３ｂの一端部に接続され、第２整流ダイオード１１４ｂのアノードは一次コイル１３ｂの他端部に接続されている。第１整流ダイオード１１４ａ及び第２整流ダイオード１１４ｂのカソードは、平滑コンデンサ１４ｃの一端部に接続されている。平滑コンデンサ１４ｃの他端部は、一次コイル１３ｂのセンタータップに接続されている。
変形例１の共振コンバータ１０１も簡易な構成で実施形態と同様の作用効果を奏する。

（変形例２）
図１０は、変形例２に係る共振コンバータ２０１の一構成例を示す回路図である。変形例２に係るスイッチング回路２１１は、変形例１と同様、第１レグ１１ａ及び第２レグ１１ｂを備える。トランス１３を構成する一次コイル１３ａの他端部は、第１リアクタンス２１２ａ又は第２リアクタンス２１２ｂを介して、スイッチング素子Ｑ１２、２２のソースに接続されている。上記の実施形態では、共振回路１２の具体例として、第１共振コンデンサＣ１、第２共振コンデンサＣ２、共振インダクタＬｒを説明したが、図１０に示すように、共振回路２１２を、第１レグ１１ａ及びトランス１３の間に介装された第１リアクタンス２１２ａと、第１レグ１１ａ及び第２レグ１１ｂの間に介装された第２リアクタンス２１２ｂによって構成しても良い。第１リアクタンス２１２ａは、少なくとも容量成分を有していれば良い。例えば、第１リアクタンス２１２ａは、図示しない共振コンデンサと、共振インダクタとを接続してなる回路であっても良い。また、一次コイル１３ａに並列接続されるインダクタを備えても良い。
第２リアクタンス２１２ｂの具体的の構成も特に限定されない。例えば、図示しない共振コンデンサ及び共振インダクタを直列接続、直並列接続してなる回路であっても良い。
変形例２の共振コンバータ２０１も簡易な構成で実施形態と同様の作用効果を奏する。

１ 共振コンバータ
１ａ 入力端子対
１ｂ 出力端子対
２ 直流電源
２ａ 交流電源
３ 負荷
３ｂ 抵抗器
１１ スイッチング回路
１１ａ 第１レグ
１１ｂ 第２レグ
１１ｃ 第３レグ
１２ 共振回路
１３ トランス
１３ａ 一次コイル
１３ｂ 二次コイル
１４ 整流回路
１４ａ 第１整流用スイッチング素子
１４ｂ 第２整流用スイッチング素子
１４ｃ 平滑コンデンサ
１５ａ 入力電圧センサ
１５ｂ 出力電圧センサ
１６ 電流センサ
１７ 制御部
１７ａ テーブル
Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１、Ｑ３２ スイッチング素子
Ｃ１ 第１共振キャパシタ
Ｃ２ 第２共振キャパシタ
Ｌｒ 共振インダクタ
Ｌｍ 励磁インダクタ
１１４ａ 第１整流ダイオード
１１４ｂ 第２整流ダイオード
２１２ａ 第１リアクタンス
２１２ｂ 第２リアクタンス

Claims (5)

1. 共振回路を介してトランスのコイルに接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路に入力された電圧を変換して出力する共振コンバータであって、
   前記スイッチング回路は、
   ２つのスイッチング素子を直列接続してなる第１レグと、
   ２つのスイッチング素子を直列接続してなり、前記第１レグに並列接続された第２レグと
   を備え、
   前記共振回路は、
   前記第１レグ及び前記コイルの間に介装された第１リアクタンスと、
   前記第１レグ及び前記第２レグの間に介装され、前記第１リアクタンスに接続された第２リアクタンスと
   を備え、
   更に、前記第１レグ又は前記第２レグを選択し、選択された前記第１レグ又は前記第２レグに応じたスイッチング周波数で、前記スイッチング素子に対してスイッチング制御を行う制御部を備える
   共振コンバータ。
2. 前記第１リアクタンスは、
   少なくとも容量成分を有し、一端部が前記第１レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続され、他端部が前記コイルの一端部に接続された回路又は素子を備え、
   前記第２リアクタンスは、
   一端部が前記第１レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続され、他端部が前記第２レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続された回路又は素子を備える
   請求項１に記載の共振コンバータ。
3. 前記スイッチング回路は、
   ２つのスイッチング素子を直列接続してなり、前記第１レグ及び前記第２レグに並列接続された第３レグを備え、
   前記コイルの他端部は、前記第３レグを構成する２つの前記スイッチング素子の接続部に接続されており、
   前記制御部は、
   前記第１レグ及び前記第３レグ、又は前記第２レグ及び前記第３レグを選択し、選択された各レグの前記スイッチング素子に対してスイッチング制御を行う
   請求項２に記載の共振コンバータ。
4. 前記制御部は、
   ソフトスイッチング方式にてスイッチング制御を行う
   請求項１〜請求項３までのいずれか一項に記載の共振コンバータ。
5. 入力される電圧を検出する入力電圧センサと、
   出力される電圧を検出する出力電圧センサと、
   入力又は出力される電流を検出する電流センサと、
   入出力される電圧及び電流、前記第１レグ又は前記第２レグの選択に係る情報、並びに前記スイッチング素子のスイッチング周波数を対応付けたテーブルと
   を備え、
   前記制御部は、
   前記入力電圧センサ及び前記出力電圧センサにて検出された電圧、前記電流センサにて検出された電流並びに前記テーブルに基づいて、前記第１レグ又は前記第２レグを選択し、スイッチング周波数を決定する
   請求項１〜請求項４までのいずれか一項に記載の共振コンバータ。

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