JP6937432B2 - 共振型電力変換装置の制御方法および共振型電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、共振型電力変換装置の制御方法、共振型電力変換装置に関する。
E級回路を構成するスイッチング素子への印加電圧を低減させるために、E級回路と、ソフトスイッチング動作の際に動作周波数の整数倍の高調波を重畳する共振回路と、を備えたE/F級回路が知られている(特許文献1)。
従来技術では、共振回路により動作周波数の整数倍の高調波が重畳されるため、E級回路のみを用いた共振型電力変換装置と比べてスイッチング損失が増大する、という問題がある。
本発明が解決しようとする課題は、ソフトスイッチング動作の際に発生するスイッチング損失を低減させることが可能な共振型電力変換装置の制御方法、共振型電力変換装置を提供することである。
本発明は、第1共振回路の共振に応じて動作する第1スイッチング素子のターンオフ期間中のうち所定期間に、分流回路に含まれる第2スイッチング素子を制御することで、第1スイッチング素子に並列接続された第1コンデンサに流れる電流を分流することで、上記課題を解決する。
本発明によれば、ソフトスイッチング動作の際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
≪第1実施形態≫
図1は、第1実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成を示す図である。第1実施形態に係る電力変換システム10は、モータを駆動源として走行することが可能なハイブリッド車両や、モータを駆動源として走行する電気自動車等で利用される。なお、電力変換システム10が利用される場面は特に限定されない。
図1は、第1実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成を示す図である。第1実施形態に係る電力変換システム10は、モータを駆動源として走行することが可能なハイブリッド車両や、モータを駆動源として走行する電気自動車等で利用される。なお、電力変換システム10が利用される場面は特に限定されない。
図1に示すように、電力変換システム10は、入力電圧源1の直流電力が本実施形態に係る共振型電力変換装置により変換されて負荷2へ供給されるシステムである。本実施形態の共振型電力変換装置は、インバータであり、負荷2への電力の供給状態に応じて出力電力の制御を行う。
入力電圧源1は、直流電力を生成して出力する。例えば、入力電圧源1は、商用電源から入力される交流電圧(例えば、200V)を整流回路(不図示)によって整流し、平滑回路(不図示)によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、DC−DCコンバータ(不図示)によって、所定の目標電圧の直流電圧に変換する。なお、入力電圧源1の構成は限定されず、所定の直流電圧を出力するものであればよい。
インバータは、入力電圧源1から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。インバータは、入力コイルLcと、第1スイッチング素子S1と、シャントキャパシタCsと、コイルL0及びコンデンサC0の直列共振回路と、分流回路3を備えている。インバータは、E級動作が可能な、いわゆるE級インバータである。
入力コイルLcは、入力電圧源1の高電位側の出力端子と第1スイッチング素子S1との間に直列接続されている。具体的には、入力コイルLcの一端は入力電圧源1と接続し、入力コイルLcの他端は第1スイッチング素子S1と接続している。入力電圧源1が一定の直流電圧を出力することにより、入力コイルLcは、第1スイッチング素子S1に一定の直流電流を供給する。入力コイルLcは、いわゆるチョークコイルである。
第1スイッチング素子S1は、コントローラ4から入力される制御信号に応じて、オン状態とオフ状態を切り替える。第1スイッチング素子S1は、ターンオンすることで、オフ状態からオン状態に切り替わる。反対に、第1スイッチング素子S1は、ターンオフすることで、オン状態からオフ状態に切り替わる。
本実施形態では、第1スイッチング素子S1をMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)として説明するが、第1スイッチング素子S1は特に限定されるものではない。第1スイッチング素子S1としては、例えば、電流での制御が可能なバイポーラトランジスタ、電圧での制御が可能なIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等であってもよい。第1スイッチング素子S1のドレイン端子は、入力コイルLcの他端と接続されている。第1スイッチング素子S1のソース端子は、入力電圧源1の低電位側の出力端子に接続されている。
第1スイッチング素子S1のゲート端子には、コントローラ4から制御信号が入力される。制御信号は、所定の周波数でハイレベルとローレベルを繰り返すパルス信号である。所定の周波数は、第1スイッチング素子S1をスイッチングさせる周波数であり、以降では、スイッチング周波数fsとも称す。制御信号がハイレベルからローレベルに変わると、第1スイッチング素子S1はターンオフし、制御信号がローレベルからハイレベルに変わると、第1スイッチング素子S1はターンオンする。
第1スイッチング素子S1は、素子の内部にダイオードを有している。図1に示すように、ダイオードのアノード端子は、第1スイッチング素子S1のソース端子に接続され、ダイオードのカソード端子は、第1スイッチング素子S1のドレイン端子に接続されている。このようなダイオードを設けることで、第1スイッチング素子S1のスイッチングにより発生する逆起電力から、第1スイッチング素子S1を保護することができる。
シャントキャパシタCsは、第1スイッチング素子S1に並列接続されている。シャントキャパシタCsには、第1スイッチング素子S1がオフ状態のときに電流が流れ込む。シャントキャパシタCsは、電気エネルギーを蓄積するコンデンサである。そして、シャントキャパシタCsの両端の電圧がピークになった後は放電を行ない、電気エネルギーを放出する。シャントキャパシタCsの両端の電圧がゼロ電圧になったタイミングで、第1スイッチング素子S1がオフ状態からオン状態に切り替わる。コントローラ4による第1スイッチング素子S1の制御については後述する。
コイルL0及びコンデンサC0は、共振周波数がスイッチング周波数fsと一致するように設計されている直列共振回路である。コイルL0の一端は、第1スイッチング素子S1のドレイン端子及び入力コイルLcの他端と接続されている。コイルL0の他端は、コンデンサC0の一端と接続されている。コンデンサC0の他端は、後述する負荷2と接続されている。以降では、説明の便宜上、コイルL0及びコンデンサC0の直列共振回路を、第1共振回路と称して説明する。第1共振回路の共振特性により、インバータの出力電圧は、正弦波に沿って共振周波数(スイッチング周波数fs)で振動する電圧となる。
負荷2は、インバータの出力側に設けられている。負荷2としては、例えば、モータ、二次電池等で構成されるバッテリ等が挙げられる。負荷2がバッテリの場合、バッテリは、整流器を介してインバータに接続される。なお、本実施形態では、負荷2の種別は、特に限定されるものではない。
分流回路3は、シャントキャパシタCsに並列接続され、シャントキャパシタCsに流れ込む電流を分流する。本実施形態では、分流回路3は、コイルL及びコンデンサC1の直列共振回路と、この直列共振回路に直列接続された第2スイッチング素子S2とで構成されている。コイルLの一端は、入力コイルLcの他端と接続され、コイルLの他端は、コンデンサC1の一端と接続されている。以降では、説明の便宜上、コイルL及びコンデンサC1の直列共振回路を、第2共振回路と称して説明する。なお、シャントキャパシタCsに流れ込む電流を分流するとは、シャントキャパシタCsに流れ込む電流を本流とした場合、本流から分かれて流れることである。以降の説明では、説明の便宜上、分流には、本流の電流そのものが、分かれることなく、別の方向へ流れることも含むものとする。
第2スイッチング素子S2は、コントローラ4から入力される制御信号に応じて、オン状態とオフ状態を切り替える。第2スイッチング素子S2は、ターンオンすることで、オフ状態からオン状態に切り替わる。反対に、第2スイッチング素子S2は、ターンオフすることで、オン状態からオフ状態に切り替わる。
本実施形態では、第2スイッチング素子S2を、第1スイッチング素子S1と同様に、MOSFETとして説明するが、第2スイッチング素子S2は特に限定されるものではない。第2スイッチング素子S2としては、例えば、電流での制御が可能なバイポーラトランジスタ、電圧での制御が可能なIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等であってもよい。第2スイッチング素子S2のドレイン端子は、コイルLの他端と接続されている。第2スイッチング素子S2のソース端子は、入力電圧源1の低電位側の出力端子に接続されている。
本実施形態では、第2スイッチング素子S2のソース端子の電位が、第1スイッチング素子S1のソース端子の電位と共通するように、第2スイッチング素子S2を配置している。これにより、第2スイッチング素子S2へのノイズの影響を低減させることができる。なお、第2スイッチング素子S2と、第2共振回路との配置関係は、特に限定されない。例えば、図1とは異なり、第2スイッチング素子S2を、第2共振回路よりも、入力電圧源1の高電位側に配置してもよい。
第2スイッチング素子S2のゲート端子には、コントローラ4から制御信号が入力される。制御信号は、第1スイッチング素子S1の状態に応じて、所定のタイミングでハイレベルとなる。その後、制御信号は、第1スイッチング素子S1の状態に応じて、所定時間が経過した後、ローレベルとなる。制御信号がハイレベルからローレベルに変わると、第2スイッチング素子S2はターンオフし、制御信号がローレベルからハイレベルに変わると、第2スイッチング素子S2はターンオンする。制御信号は、第1スイッチング素子S1がターンオフ又はターンオンするタイミングに応じて、ハイレベル又はローレベルに切り替わる。コントローラ4による第2スイッチング素子S2の制御については後述する。
第2スイッチング素子S2は、素子の内部にダイオードを有している。図1に示すように、ダイオードのアノード端子は、第2スイッチング素子S2のソース端子に接続され、ダイオードのカソード端子は、第2スイッチング素子S2のドレイン端子に接続されている。
コントローラ4は、CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)を備えるマイクロコンピュータやFPGA(Field−Programmable Gate Array)で構成される。
コントローラ4は、第1スイッチング素子S1を制御することで、インバータの出力電力を制御する。また、コントローラ4は、第2スイッチング素子S2を制御することで、シャントキャパシタCsに流れる込む電流を分流させて、分流回路3に電流を流す。
まず、コントローラ4による第1スイッチング素子S1の制御について説明する。コントローラ4は、第1スイッチング素子S1をオン及びオフさせるための制御信号を生成して、第1スイッチング素子S1のゲート端子に対して出力する。例えば、コントローラ4は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数fsのパルス信号を生成する。そして、コントローラ4は、当該パルス信号をドライブ回路(不図示)にて第1スイッチング素子S1が駆動可能なレベルに増幅し、制御信号として第1スイッチング素子S1のゲート端子に出力する。これにより、第1スイッチング素子S1は、ターンオン又はターンオフを繰り返す。
また、コントローラ4には、第1スイッチング素子S1の制御のために、出力電流を検出する電流センサ(不図示)から、検出値が入力される。コントローラ4は、出力電流値に基づくフィードバック制御を行う。例えば、コントローラ4は、出力電流値に基づいて、制御信号の周波数及びデューティ比を変更したり、又は調整したりする。これにより、第1スイッチング素子S1のスイッチング周波数fs及びデューティ比が変更され、インバータの出力電力を制御することができる。なお、デューティ比とは、第1スイッチング素子S1のオン期間及びオフ期間を単位周期とした際に、単位周期に対するオン期間の割合を示す値である。
また、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1のドレイン端子及びソース端子間にかかる電圧がゼロ電圧の状態において、第1スイッチング素子S1をターンオンさせる制御信号を生成する。一般的には、第1スイッチング素子S1には、内部構造に起因してドレイン端子及びソース端子間にオン抵抗が存在する。このため、例えば、所定の電圧がスイッチング素子の両端子間にかかった状態で、スイッチング素子がターンオンすると、スイッチング素子の両端子間の電圧とオン抵抗に基づく消費電力が発生し、インバータの電力変換効率を低下させる(スイッチング損失ともいう)。
本実施形態のように、コイルL0及びコンデンサC0で構成される第1共振回路を備えるインバータでは、共振回路の共振特性により、第1スイッチング素子S1のドレイン端子及びソース端子の間にかかる電圧は、正弦波に沿って経時的に変化する電圧となる。このため、例えば、ドレイン端子及びソース端子間の電圧がゼロ電圧の状態で、第1スイッチング素子S1がターンオンすると、第1スイッチング素子S1で発生する消費電力は大幅に低減され、インバータの電力変換効率を向上させることができる。以降の説明では、説明の便宜上、このような第1スイッチング素子S1の動作を、ZVS(Zero Voltage Switching)、ゼロ電圧スイッチング、又はソフトスイッチングと称する。なお、ZVS等の動作には、ドレイン端子及びソース端子間の電圧がゼロ電圧の状態において、第1スイッチング素子S1がターンオフする動作も含まれる。
次に、コントローラ4による第2スイッチング素子S2の制御について説明する。コントローラ4は、第2スイッチング素子S2をオン及びオフさせるための制御信号を生成して、第2スイッチング素子S2のゲート端子に対して出力する。コントローラ4は、第2スイッチング素子S2の制御信号を生成するにあたり、第1スイッチング素子S1の制御と同様に、ドライブ回路にて第2スイッチング素子S2が駆動可能なレベルに増幅させる。
第2スイッチング素子S2をターンオン又はターンオフさせるタイミング及び第2スイッチング素子S2のターンオン期間について、図2を参照しながら説明する。
図2は、第2スイッチング素子S2への制御信号を説明するための図である。図2のうち、上側のグラフは、第1スイッチング素子S1への制御信号を示し、下側のグラフは、第2スイッチング素子S2への制御信号を示す。
図2に示すように、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1への制御信号がローレベルの間に、第2スイッチング素子S2に対して制御を行う。コントローラ4は、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中のうち所定の期間において、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。そして、コントローラ4は、所定の時間経過後に、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる。具体的には、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1がターンオフするよりも遅く、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。第2スイッチング素子S2がオンすると、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1がターンオンするよりも早く、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる。これにより、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中に、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流させることができる。
図2の例では、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1をターンオフさせ(時間T1)、所定の時間が経過した後、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる(時間Ts2_ons)。そして、コントローラ4は、ターンオン期間Ts2_onの間、第2スイッチング素子S2をオンさせ、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる(時間Ts2_one)。第2スイッチング素子S2への制御が終了すると、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1をターンオンさせる(時間T2)。
次に、図1、図3を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作について説明する。図3は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。図3(a)は、第1スイッチング素子S1への制御信号を示し、図2の上側のグラフに対応する。図3(b)は、第2スイッチング素子S2への制御信号を示し、図2の下側グラフに対応する。また、図3(c)は、第1スイッチング素子S1のドレイン端子及びソース端子間にかかる電圧Vs1_dsを示し、図3(d)は、シャントキャパシタCsに流れる電流Icsを示し、図3(d)は、分流回路3に流れる電流Icを示す。以降、図3に示す時系列の順で、共振型電力変換装置の動作を説明する。
第1スイッチング素子S1がターンオフしてから、第2スイッチング素子S2がターンオンするまでの動作について説明する。図3(b)、(d)、(e)に示すように、第1スイッチング素子S1がコントローラ4によりターンオフすると、電圧Vs1_dsはゼロ電圧から立ち上がり、また電流Icsはゼロ電流から急峻に立ち上がる。これは、第1スイッチング素子S1がターンオフすることで、シャントキャパシタCsへの充電が開始され、シャントキャパシタCsに並列接続する第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧が、上昇を開始したことを示している。一旦、第1スイッチング素子S1がオフ状態になると、シャントキャパシタCsには、満充電状態になるまで、容量値に応じた電流が流れ続ける。このため、シャントキャパシタCsが満充電状態になるまで、電圧Vs1_dsは上昇する。
次に、第2スイッチング素子S2がターンオンした時点の動作について説明する。図3(b)、(d)、(e)に示すように、第1スイッチング素子S1がオフ状態において、第2スイッチング素子S2がコントローラ4によりターンオンすると、電流Icはゼロ電流から立ち上がるともに、電流Icsは急峻に立ち下がる。これは、図1に示すように、第2スイッチング素子S2がターンオンすることで、第2共振回路は導通し、コンデンサC1には、電流Icsから分流された電流(以降、単に分流電流と称す)が流れ始めたことを示している。この分流電流が分流回路3に流れることで、シャントキャパシタCsに流れる電流Icsは大幅に低減される。
次に、第2スイッチング素子S2のターンオン期間中の動作について説明する。図3(c)に示すように、電圧Vs1_dsの上昇は抑制される。これは、第2スイッチング素子S2のターンオン期間中には、本来、シャントキャパシタCsに流れる予定の電流が分流されたため、シャントキャパシタCsの両端にかかる電圧が抑制されていることを示している。また、図3(e)に示すように、電流Icは、正弦波の波形で示される電流となる。本実施形態では、図1に示すように、分流回路3として、第2共振回路を含んでいる。そのため、第2スイッチング素子S2のターンオン期間中には、第2共振回路は共振している。第2共振回路の共振特性については後述する。
次に、第2スイッチング素子S2がターンオフしてから、第1スイッチング素子S1がターンオンするまでの動作について説明する。図3(e)に示すように、第2スイッチング素子S2がターンオフすると、電流Icはゼロ電流を示す。これは、第2スイッチング素子S2がターンオフすることで、分流回路3に電流が流れていないことを示している。また、図3(c)、(d)に示すように、電圧Vs1_dsは、正弦波に沿ってゼロ電圧に向かうような形状を示し、電流Icsは負の電流を示している。第2スイッチング素子S2のターンオン期間中には、コイルL0及びコンデンサC0による共振によって、シャントキャパシタCsでは放電が開始されている。このため、第2スイッチング素子S2がターンオフしてから、第1スイッチング素子S1がターンオンするまでの間では、シャントキャパシタCsは放電し、第1スイッチング素子S1の両端にかかる電圧は、ゼロ電圧に向かって減少している。
このように、本実施形態に係る共振型電力変換装置では、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中に、第2スイッチング素子S2を制御することで、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流させて、第1スイッチング素子S1の両端にかかる電圧を抑制させることができる。その結果、ピークの電圧値を低減させ、第1スイッチング素子S1にかかる負荷を低減させることができる。
次に、分流回路3を構成する第2共振回路の共振特性について説明する。コントローラ4は、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間Ts1_onに対して、下記式(1)を満たすように、第2スイッチング素子S2のターンオン期間Ts2_onを設定する。
また、コントローラ4は、コイルL及びコンデンサC1による共振周波数fs1との関係において、下記式(2)を満たすように、第2スイッチング素子S2のターンオン期間Ts2_onを設定する。
本実施形態では、コントローラ4は、上記式(1)〜(3)を満たすように、第2スイッチング素子S2のターンオン期間Ts2_onを設定する。言い換えると、コントローラ4は、第2スイッチング素子S2に対するデューティ比を制御する。これにより、周期的に、共振電流である分流電流を分流回路3に流すことができるとともに、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間のうち所定のタイミングで、分流電流を分流回路3に流すことができる。また、第1スイッチング素子S1のターンオン期間中には、分流回路3に流さないため、断続的に分流を行うことができる。
次に、図4を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性について説明する。図4は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性である。図4は、図1に示す共振型電力変換装置のうち、入力電圧源1から負荷2側を見た場合の入力インピーダンス特性である。
図4に示すS1の動作領域は、ソフトスイッチング動作を実行する周波数帯域である。この動作領域に対応する入力インピーダンスは、ソフトスイッチング動作を実行するための誘導性となるインピーダンス特性である。コントローラ4は、S1の動作領域にて、第1スイッチング素子S1のターンオン及びターンオフの制御を実行する。
また、図4に示すサブ共振点は、コイルL及びコンデンサC1による共振周波数fs1である。本実施形態に係るコントローラ4は、共振周波数fs1がS1の動作領域よりも高い周波数帯域になるように、第2スイッチング素子S2を制御する。これにより、第1スイッチング素子S1により実行されるソフトスイッチング動作への影響を抑制させつつ、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流させることができる。
次に、参考例と比較例を挙げながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置による作用・効果について説明する。
図5は、参考例に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成図であり、図6は、図5に示す共振型電力変換装置の動作の一例を示す。また、図7は、比較例に係る共振型電力変換装置の動作の一例を示す。なお、図6(a)、(b)、(c)は、それぞれ、図3(a)、(c)、(d)に対応しているため、上述した説明を援用する。また、図7(a)、(b)、(c)は、それぞれ、図3(a)、(c)、(d)に対応しているため、上述した説明を援用する。
まず、参考例に係る共振型電力変換装置について説明する。参考例に係る共振型電力変換装置は、分流回路3が設けられていない点、コントローラ14が第1スイッチング素子S1のみを実行する点以外は、本実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能を有している。説明の便宜上、コントローラ14が有する機能は、図1に示すコントローラ4が有する機能と同様の機能とする。言い換えると、参考例に係る共振型電力変換装置は、いわゆる一般的なE級回路である。
図6に示すように、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中には、シャントキャパシタCsの充電及び放電により、第1スイッチング素子S1の両端には、正弦波に沿って経時的に変化する電圧がかかる。第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧Vdsは、下記式(4)で示す。
ここで、第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧を低減する方法について考えると、式(4)から、シャントキャパシタCsに流れる電流Ics又はシャントキャパシタCsの容量値を変更すればよい。しかし、シャントキャパシタCsの容量値は、ソフトスイッチング動作を実行させるためのパラメータであるため、ソフトスイッチング動作を確保しようとする場合、容量値を変更させることは難しい。このため、第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧を低減させようとした場合、シャントキャパシタCsに流れる電流Icsを低減させる。本実施形態では、既述のとおり、第2スイッチング素子S2を制御することで、シャントキャパシタCsに流れる電流Icsを低減させ、その結果、第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧を低減させることができる。
次に、図7に示す比較例に係る共振型電力変換装置について説明する。比較例に係る共振型電力変換装置は、シャントキャパシタに流れる電流を低減させて、第1スイッチング素子の両端子にかかる電圧を低減させることを目的とした装置である。比較例に係る共振型電力変換装置は、常時、第1スイッチング素子の動作周波数の整数倍の高調波を重畳する共振回路を備えている。比較例に係る共振型電力変換装置は、いわゆるE/F級回路である。図7(d)は、E/F級回路の共振回路に流れる電流I’を示している。
図7に示すように、比較例に係る共振型電力変換装置では、常時、シャントキャパシタに流れる電流を共振回路に分流させることで、シャントキャパシタに流れる電流Icsを低減させている。その結果、第1スイッチング素子の両端子にかかる電圧のピーク値を低減させているが、一方で、第1スイッチング素子がターンオフした際の、第1スイッチング素子の両端にかかる電圧の立ち上がり速度を速めている。図7では、両端の電圧の立ち上がり速度は、第1スイッチング素子がターンオフした際の電圧Vdsに対する傾きで示している。両端の電圧の立ち上がり速度が速くなることで、第1スイッチング素子がターンオフした際に発生するスイッチング損失は増大する。
これに対して、本実施形態に係る共振型電力変換装置は、入力電圧源1に並列接続する第1スイッチング素子S1と、第1スイッチング素子S1に接続し、コイルL0及びコンデンサC0の直列共振回路(第1共振回路)と、第2スイッチング素子S2を含み、第2スイッチング素子S2の動作に応じてシャントキャパシタCsに流れる電流を分流回路3と、第1スイッチング素子S1及び第2スイッチング素子S2を制御するコントローラ4と、を備えている。コントローラ4は、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中のうち所定期間に、第2スイッチング素子S2を制御することで、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流させる。これにより、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中に、適切なタイミングでシャントキャパシタCsに流れる電流を分流し、その結果、ソフトスイッチング動作の際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。
図8は、本実施形態に係る共振型電力変換装置と、図5、6を用いて説明した参考例に係る共振型電力変換装置と、図7を用いて説明した比較例に係る共振型電力変換装置、それぞれのエネルギー損失の比較結果の例である。エネルギー損失には、第1スイッチング素子S1で定常的に発生する定常損失と、第1スイッチング素子S1がターンオン及びターンオンする際に発生するスイッチング損失が含まれている。図8に示すように、本実施形態では、参考例に係る共振型電力変換装置と、比較例に係る共振型電力変換装置とに比べて、スイッチング損失を大幅に低減させることができる。
また、本実施形態では、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1がターンオフするよりも遅く、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。これにより、第1スイッチング素子がターンオフした際の、第1スイッチング素子S1の両端にかかる電圧の立ち上がり速度を抑制させることができ、その結果、第1スイッチング素子S1がターンオフした際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。
さらに、本実施形態では、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1がターンオンするよりも早く、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる。これにより、第1スイッチング素子S1がターンオンする前まで、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流することができる。その結果、ゼロ電圧スイッチング動作が確保され、第1スイッチング素子S1がターンオンした際に発生するスイッチング損失を低減させることができる。
加えて、本実施形態では、分流回路3に含まれるコイルL及びコンデンサC1により構成される直列共振回路(第2共振回路)での共振現象を利用して、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流する。これにより、コイルL及びコンデンサC1による共振回路で分流回路3を構成することができ、分流回路3の小型化を図ることができる。
また、本実施形態では、コントローラ4は、第2共振回路の共振周波数が第1スイッチング素子S1の動作周波数よりも高くなるように、第2スイッチング素子S2の動作周波数を制御する。これにより、第2共振回路の共振周波数が、第1スイッチング素子S1の動作領域の範囲外に設定されるため、第1スイッチング素子S1のゼロ電圧スイッチング動作への影響を抑制することができる。言い換えると、E級回路の特徴を変えることなく、スイッチング損失をさらに低減させることができる。
さらに、本実施形態では、コントローラ4は、第2共振回路の共振周波数の逆数に応じて、第2スイッチング素子S2を制御する。これにより、第2スイッチング素子S2のターンオン期間を、第2共振回路の共振周波数の逆数で示す周期の実数倍で設定することができる。言い換えると、第2スイッチング素子S2に対するターンオン期間のデューティ比を制御することで、分流を実現することができる。その結果、例えば、周囲温度の変化により、分流回路3を構成するコイルLのインダクタンス値やコンデンサC1の容量値にばらつきが発生した場合でも、シャントキャパシタCsに流れる電流を精度良く分流することができる。
なお、本実施形態に係る第2共振回路は、第1スイッチング素子S1へのノイズを抑制するためのスナバ回路と似ているが、第2共振回路による共振周波数は、第1スイッチング素子S1の動作領域の範囲外に設定されるため、作用効果がスナバ回路による作用効果とは異なる。
≪第2実施形態≫
次に、第2実施形態に係る共振型電力変換装置について説明する。図9は、第2実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成を示す図である。第2実施形態に係る共振型電力変換装置は、分流回路5の回路構成と、コントローラ6による第2スイッチング素子S2への制御方法が異なる以外は、第1実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能を有する。そのため、第1実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能については、上述の実施形態で用いた説明を援用する。
次に、第2実施形態に係る共振型電力変換装置について説明する。図9は、第2実施形態に係る共振型電力変換装置を備える電力変換システムの構成を示す図である。第2実施形態に係る共振型電力変換装置は、分流回路5の回路構成と、コントローラ6による第2スイッチング素子S2への制御方法が異なる以外は、第1実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能を有する。そのため、第1実施形態に係る共振型電力変換装置と同様の構成及び機能については、上述の実施形態で用いた説明を援用する。
分流回路5は、シャントキャパシタCsに並列接続され、シャントキャパシタCsに流れ込む電流を分流する。本実施形態では、分流回路5は、コンデンサC2と、コンデンサC2に直列接続された第2スイッチング素子S2とで構成されている。コンデンサC2の一端は、入力コイルLcの他端と接続され、コンデンサC2の他端は、第2スイッチング素子S2のソース端子と接続されている。第2スイッチング素子S2のドレイン端子は、入力電圧源1の低電位側の出力端子に接続されている。
また、コンデンサC2の容量値は、シャントキャパシタCsの容量値よりも大きい値で設定されている。これにより、シャントキャパシタCsに流れる電流を、コンデンサC2で流すことができる。コンデンサC2に流れる電流については後述する。
また、第2スイッチング素子S2は、素子の内部にダイオードを有している。図9に示すように、ダイオードのアノード端子は、第2スイッチング素子S2のソース端子に接続され、ダイオードのカソード端子は、第2スイッチング素子S2のドレイン端子に接続されている。言い換えると、第1実施形態とは異なり、ダイオードのアノード端子は、入力電圧源1の高電位側に配置され、ダイオードのカソード端子は、入力電圧源1の低電位側に配置されている。これにより、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsが、コンデンサC2の両端の電圧Vc2よりも高い場合、シャントキャパシタCsに流れる電流を、ダイオードを介して、自動的にコンデンサC2に流すことができる。なお、分流回路5は、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsに対して制限をかける回路構成であればよく、図9に示す回路構成に限定されるものではない。
コントローラ6は、第2スイッチング素子S2を制御することで、シャントキャパシタCsに流れる込む電流を分流させて、分流回路5に電流を流す。
第2スイッチング素子S2をターンオン又はターンオフさせるタイミング及び第2スイッチング素子S2のターンオン期間について、図10を参照しながら説明する。
図10は、第2スイッチング素子S2への制御信号を説明するための図である。図10は、図2に対応するため、各符号の説明は適宜援用する。
図10に示すように、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1への制御信号がローレベルの間に、第2スイッチング素子S2に対して制御を行う。コントローラ6は、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中のうち所定の期間において、第2スイッチング素子S2をターンオンさせ、所定の時間経過後に、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる。具体的には、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1がターンオフするよりも遅く、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。第2スイッチング素子S2がオンすると、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1がターンオンするよりも早く、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる。
また、本実施形態では、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsと、コンデンサC2の両端の電圧Vc2との関係に応じて、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。具体的には、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsが、コンデンサC2の両端の電圧Vc2よりも高い場合、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。各電圧を検出可能な構成としては、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsを検出する電圧センサ(不図示)と、コンデンサC2の両端の電圧Vc2を検出する電圧センサ(不図示)を設けて、それぞれの電圧値がコントローラ6に入力させる構成が例示できる。
図10の例では、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1をターンオフさせ(時間T1)、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsが、コンデンサC2の両端の電圧Vc2よりも高い場合、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる(時間Ts2_ons)。そして、コントローラ6は、ターンオン期間Ts2_onの間、第2スイッチング素子S2をオンさせ、第2スイッチング素子S2をターンオフさせる(時間Ts2_one)。第2スイッチング素子S2への制御が終了すると、コントローラ4は、第1スイッチング素子S1をターンオンさせる(時間T2)。
次に、図9、図11を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作について説明する。図11は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の動作の一例である。図11(a)、(b)、(d)、(e)は、図3(a)、(b)、(d)、(e)に対応しているため、上述の実施形態で用いた説明を援用する。図11(c)は、第1スイッチング素子S1のドレイン端子及びソース端子間にかかる電圧Vs1_dsと、コンデンサC2の両端にかかる電圧Vc2を示している。以降、図11に示す時系列の順で、共振型電力変換装置の動作を説明する。
第1スイッチング素子S1がターンオフしてから、第2スイッチング素子S2がターンオンするまでの動作について説明する。図11(b)、(d)、(e)に示すように、第1スイッチング素子S1がターンオフすることで、シャントキャパシタCsへの充電が開始され、シャントキャパシタCsに並列接続する第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧が、上昇を開始する。
次に、第2スイッチング素子S2がターンオンした時点の動作について説明する。図11(b)、(d)、(e)に示すように、第1スイッチング素子S1がオフ状態において、第2スイッチング素子S2がコントローラ6によりターンオンすると、電流Icはゼロ電流から立ち上がるともに、電流Icsはゼロ電流となる。これは、図9に示すように、第2スイッチング素子S2がターンオンすることで、コンデンサC2には、シャントキャパシタCsに流れていた電流が流れ始めたことを示している。そして、電圧Vs1_dsは、コンデンサC2の両端にかかる電圧Vc2の電圧値で制限がかけられる。
次に、第2スイッチング素子S2のターンオン期間中の動作について説明する。図11(c)に示すように、電圧Vs1_dsは電圧Vc2の電圧値で維持される。これは、第2スイッチング素子S2のターンオン期間中には、本来、シャントキャパシタCsに流れる予定の電流が分流され、容量値がシャントキャパシタCsの容量値よりも大きいコンデンサC2に流れていることを示している。また、図3(e)は、コンデンサC2の充電及び放電が行われていることを示している。
なお、第2スイッチング素子S2がターンオフしてから、第1スイッチング素子S1がターンオンするまでの動作は、第1実施形態における動作と同様のため、その説明を適宜援用する。
このように、本実施形態に係る共振型電力変換装置では、第1スイッチング素子S1のターンオフ期間中に、第2スイッチング素子S2を制御することで、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流させて、第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧に制限をかけることができる。ピークの電圧値を低減させることで、第1スイッチング素子S1にかかる負荷を低減させることができる。
次に、図12を参照しながら、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性について説明する。図12は、本実施形態に係る共振型電力変換装置の入力インピーダンス特性である。図12は、図9に示す共振型電力変換装置のうち、入力電圧源1から負荷2側を見た場合の入力インピーダンス特性である。
図12に示すS1の動作領域は、ソフトスイッチング動作を実行する周波数帯域である。本実施形態では、コンデンサC2の容量値は、シャントキャパシタCsの容量値よりも大きく設定されている。これにより、コンデンサC2の容量性のインピーダンス特性は、S1の動作領域よりも高い周波数帯域となる。なお、図12では、コンデンサC2によるサブ共振点は示されていない。
以上のように、本実施形態では、分流回路5に含まれるコンデンサC2に電荷を蓄えることで、シャントキャパシタCsに流れる電流を分流する。これにより、分流回路5を構成する素子数を低減させることができ、その結果、分流回路5の低コスト化を図ることができる。
また、本実施形態では、コンデンサC2を、シャントキャパシタCsの容量値よりも大きい容量値のコンデンサを用いて、第1スイッチング素子S1の両端子にかかる電圧に制限をかける。これにより、コンデンサC2の容量性のインピーダンス特性は、第1スイッチング素子S1の動作領域の範囲外に設定されるため、第1スイッチング素子S1のゼロ電圧スイッチング動作への影響を抑制することができる。言い換えると、E級回路の特徴を変えることなく、スイッチング損失をさらに低減させることができる。
さらに、本実施形態では、コントローラ6は、第1スイッチング素子S1の両端の電圧Vs1_dsが、コンデンサC2の両端の電圧Vc2よりも時点で、第2スイッチング素子S2をターンオンさせる。これにより、シャントキャパシタCsに蓄積された電荷を、容量値の大きいコンデンサC2で充電するように抜くことができる。その結果、シャントキャパシタCsの両端電圧及び第1スイッチング素子S1の両端電圧の電圧上昇を抑制することができる。
なお、以上に説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記の実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。
例えば、上述した実施形態では、入力電圧源1を用いた構成を例に挙げて説明したがこれに限られない。例えば、入力電圧源1と入力コイルLcの代わりに、入力電流源を用いてもよい。
例えば、上述した第1実施形態では、第2スイッチング素子S2のターンオン期間Ts2_onは、上記式(1)〜(3)を満たすように設定される構成を例に挙げて説明したが、これに限られない。第2スイッチング素子S2のターンオン期間Ts2_onを、上記式(1)のみを満たすように設定してもよい。
また、例えば、本明細書では、本発明に係る共振型電力変換装置を、インバータを例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第1スイッチング素子を、第1スイッチング素子S1を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第2スイッチング素子を、第2スイッチング素子S2を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第1共振回路を、コイルL0及びコンデンサC0の直列共振回路を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。本明細書では、本発明に係る第2共振回路を、コイルL及びコンデンサC1の直列共振回路を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る分流回路を、分流回路3、5を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第1コンデンサを、シャントキャパシタCsを例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る第2コンデンサを、コンデンサC2を例に挙げて説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。
10…電力変換システム
1…入力電圧源
2…負荷
3…分流回路
4…コントローラ
1…入力電圧源
2…負荷
3…分流回路
4…コントローラ
Claims (10)
- 第1共振回路及び分流回路を含み、直流電源の電力を変換して出力する共振型電力変換装置を制御する方法であって、
前記第1共振回路の共振に応じて動作する第1スイッチング素子のターンオフ期間中のうち所定期間に、前記分流回路に含まれる第2スイッチング素子を制御することで、前記第1スイッチング素子に並列接続された第1コンデンサに流れる電流を分流する共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項1記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記第1スイッチング素子がターンオフするよりも遅く、前記第2スイッチング素子をターンオンさせる共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項1又は2記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記第1スイッチング素子がターンオンするよりも早く、前記第2スイッチング素子をターンオフさせる共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項1〜3の何れか一項に記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記分流回路に含まれる第2共振回路を共振させて、前記電流を分流する共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項4記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記第2共振回路の共振周波数が、前記第1スイッチング素子のスイッチング周波数よりも高くなるように、前記第2スイッチング素子を制御する共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項4又は5記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記第2共振回路の共振周波数の逆数に応じて、前記第2スイッチング素子を制御する前記所定期間を設定する共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項1〜3の何れか一項に記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記分流回路に含まれる第2コンデンサに電荷を蓄えることで、前記電流を分流する共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項7記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記第1コンデンサの容量よりも大きい前記第2コンデンサの容量を用いて、前記第1スイッチング素子の両端の電圧に制限をかける共振型電力変換装置の制御方法。 - 請求項7又は8記載の共振型電力変換装置の制御方法であって、
前記第2コンデンサの両端の電圧が前記第1スイッチング素子の両端の電圧よりも高い時点で、前記第2スイッチング素子をターンオンさせる共振型電力変換装置の制御方法。 - 直流電源に並列接続する第1スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子と接続する共振回路と、
前記第1スイッチング素子に並列接続する第1コンデンサと、
第2スイッチング素子を含み、前記第2スイッチング素子の動作に応じて前記第1コンデンサに流れる電流を分流する分流回路と、
前記第2スイッチング素子を制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、前記共振回路の共振に応じて動作する第1スイッチング素子のターンオフ期間中のうち所定期間に、前記第2スイッチング素子を制御する共振型電力変換装置。
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