KR20110137716A - 스위칭 전원회로 - Google Patents

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산켄덴키 가부시키가이샤
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Abstract

(과제)
본 발명은, 공진용 리액터를 설치하지 않고, 종래의 리액터를 사용하여 넓은 입력전압범위 및 부하영역에서 공진 동작을 달성할 수 있는 고효율의 스위칭 전원회로에 관한 것이다.
(해결수단)
직류전원(Vin)의 일단과 타단의 사이에 접속되고 리액터(L1)와 제1다이오드(D1)와 제1콘덴서(C1)가 직렬로 접속된 제1직렬회로와, 리액터와 제1다이오드의 접속점과 직류전원의 일단과의 사이에 접속된 제1스위칭 소자(Q1)와, 제1다이오드에 병렬로 접속되고 제2스위칭 소자(Q2)와 제2콘덴서(C2)가 직렬로 접속된 제2직렬회로와, 제1스위칭 소자의 턴온이 제로전압 스위칭이 되도록 제2스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 제어회로(10)를 구비한다.

Description

스위칭 전원회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}
본 발명은, 스위칭 소자(switching 素子)의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 스위칭 전원회로(switching 電源回路)에 관한 것이다.
승압형(昇壓型)의 스위칭 전원회로가 종래부터 알려져 있다. 도11에 종래에 있어서의 승압형의 스위칭 전원회로의 일례를 나타내었다. 도11에 있어서, 직류전원(直流電源)(Vin)의 양단에는 리액터(reactor)(L1)의 주권선(主卷線)(1a)과 MOSFET로 이루어지는 스위칭 소자(Q1)와 전류검출저항(電流檢出抵抗)(R1)의 직렬회로가 접속된다.
스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이에는 다이오드(Da)와 콘덴서(Ca)의 병렬회로가 접속된다. 다이오드(Da)는 스위칭 소자(Q1)의 기생다이오드(寄生 diode)이더라도 좋고, 콘덴서(Ca)는 스위칭 소자(Q1)의 기생콘덴서이더라도 좋다.
스위칭 소자(Q1)와 전류검출저항(R1)의 직렬회로에는 정류다이오드(整流diode)(D1)와 평활콘덴서(平滑condensor)(C1)의 직렬회로가 접속된다. 제어회로(制御回路)(100)는, 리액터(L1)의 임계검출용 권선(臨界檢出用 捲線)(1b)으로부터의 전압과 평활콘덴서(C1)로부터의 전압과 전류검출저항(R1)으로부터의 전압에 의거하여 스위칭 소자(Q1)를 온/오프 시켜서, 입력전압(직류전원(Vin)의 전압)보다 높은 정전압(定電壓)의 출력전압(Vo)을 출력하는 제어를 한다.
다음에 도12를 참조하면서, 종래의 승압형의 스위칭 전원회로의 각 부의 동작을 설명한다. 우선 게이트 신호(Q1g)에 의하여 스위칭 소자(Q1)가 온 되어 있는 기간(T2∼T3)에는, Vin의 정극(正極) → L1 → Q1 → R1 → Vin의 부극(負極)의 경로로 스위칭 소자(Q1)의 전류(Q1i)와 리액터(L1)의 전류(L1i)가 흘러서, 직선적으로 증가하여 간다.
기간(T4)에 있어서, 스위칭 소자(Q1)가 오프 되면, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 전압(Q1v)이 증가하고, 리액터(L1)의 전류(L1i)가 감소한다. 다음에 기간(T5)에 있어서, Vin의 정극 → L1 → D1 → C1 → Vin의 부극의 경로로 정류다이오드(D1)의 전류(D1i)와 리액터(L1)의 전류(L1i)가 흘러서 서서히 감소하여 간다.
기간(T6∼T2)에 있어서, 리액터(L1)의 여자에너지(勵磁energy)가 방출된 후에, 리액터(L1)와 스위칭 소자(Q1)에 병렬로 접속된 콘덴서(Ca)에 의하여 전압유사공진(電壓類似共振)이 발생한다. 스위칭 소자(Q1)의 전압(Q1v)이 제로전압(zero電壓)까지 내려가고 나서 스위칭 소자(Q1)를 온 함으로써 제로전압 스위칭(ZVS)을 실현할 수 있다.
그러나 경부하(輕負荷) 시나 입력전압(직류전원(Vin)의 전압)이 높은 경우에는, 도13의 기간(T6)에 나타나 있는 바와 같이 스위칭 소자(Q1)의 전압(Q1v)(유사공진전압)은 제로전압까지 내려갈 수 없어, 스위칭 소자(Q1)가 온 되어 버린다. 이 때문에 콘덴서(Ca)를 단락(短絡)하여 버려서 하드 스위칭(hard switching)이 되어, 스위칭 손실이 커져 버린다. 즉 고효율의 스위칭 전원회로를 실현할 수 없었다.
또한 특허문헌1에 기재된 종래의 스위칭 전원회로는, 도11에 나타나 있는 종래의 스위칭 전원회로의 구성에 리액터(L1)와 정류다이오드(D1)의 사이에 접속된 공진용 리액터(L2)(도면에는 나타내지 않는다)와, 공진용 리액터(L2)의 양단에 접속된 스위칭 소자(Q2)와 콘덴서(C2)의 직렬회로(도면에는 나타내지 않는다)를 더 설치하고 있다.
이 스위칭 전원회로에 의하면, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴온(turn on)에 있어서의 제로전압 스위칭과 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴오프(turn off)에 있어서의 전압의 완만한 상승에 의하여 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴온 및 턴오프에 있어서의 스위칭 손실이 저감된다.
일본국 공개특허 특개2004-327152호 공보
그러나 특허문헌1에 기재된 종래의 스위칭 전원회로는, 스위칭 소자(Q2)와 병렬로 공진용 리액터(L2)를 설치하고 있기 때문에, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이의 전압은 평활콘덴서(C1)의 전압보다 커지게 되어, 스위칭 소자(Q2)의 내압(耐壓)을 넘는 경우가 있었다.
본 발명의 과제는, 공진용 리액터를 설치하지 않고, 종래의 리액터를 사용하여 넓은 입력전압범위 및 부하영역에서 공진 동작을 달성함으로써 고효율의 스위칭 전원회로를 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 스위칭 전원회로(switching 電源回路)는, 직류전원의 일단(一端)과 타단(他端)의 사이에 접속되고, 리액터와 제1다이오드와 제1콘덴서가 직렬로 접속된 제1직렬회로(第一直列回路)와, 상기 리액터와 상기 제1다이오드의 접속점과 상기 직류전원의 일단과의 사이에 접속된 제1스위칭 소자(第一switching 素子)와, 상기 제1다이오드에 병렬로 접속되고, 제2스위칭 소자와 제2콘덴서가 직렬로 접속된 제2직렬회로와, 상기 제1스위칭 소자의 턴온(turn on)이 제로전압 스위칭(zero電壓 switching)이 되도록 상기 제2스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 제어회로(制御回路)를 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 제2스위칭 소자와 제2콘덴서를 부가하면, 부하측으로부터 입력측으로 에너지를 되돌리는 기간이 생기기 때문에, 리액터를 입력측으로 여자하는 에너지 즉 입력측으로 흐르는 순환에너지가 증가하고, 이 순환에너지에 의하여 제1스위칭 소자의 전압을 제로전압까지 내릴 수 있기 때문에, 제1스위칭 소자가 턴온 되었을 때에 제로전압 스위칭을 달성할 수 있다.
따라서 공진용 리액터를 설치하지 않고, 종래의 리액터를 사용하여 넓은 입력전압범위 및 부하영역에서 공진 동작을 달성할 수 있기 때문에, 고효율의 스위칭 전원회로를 제공할 수 있다.
도1은 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 구성도이다.
도2는 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 각 부의 동작을 나타내는 파형도이다.
도3은 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 각 부가 각 기간별로 동작하였을 때의 전류경로를 굵은 선으로 나타낸 도면이다.
도4는 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 각 부가 각 기간별로 동작하였을 때의 전류경로를 굵은 선으로 나타낸 도면이다.
도5는 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 제어회로의 상세한 회로 예를 나타내는 도면이다.
도6은 도5에 나타나 있는 제어회로가 부하상태에 따라 스위칭 소자(Q2)의 온/오프를 제어하는 모양을 나타내는 도면이다.
도7은 본 발명의 실시예2에 있어서의 스위칭 전원회로에 설치되는 제어회로를 나타내는 도면이다.
도8은 본 발명의 실시예3에 있어서의 스위칭 전원회로의 구성도이다.
도9는 본 발명의 실시예3에 있어서의 스위칭 전원회로에 설치되는 제어회로를 나타내는 도면이다.
도10은 본 발명의 실시예4에 있어서의 스위칭 전원회로에 설치되는 제어회로를 나타내는 도면이다.
도11은 종래의 승압형의 스위칭 전원회로의 일례를 나타내는 도면이다.
도12는 도11에 나타나 있는 종래의 승압형의 스위칭 전원회로가 유사공진을 하고 있을 때의 각 부의 파형을 나타내는 도면이다.
도13은 도11에 나타나 있는 종래의 승압형의 스위칭 전원회로가 경부하 시에 서지전류가 발생할 때의 파형을 나타내는 도면이다.
이하, 본 발명의 실시형태의 스위칭 전원회로를 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.
(실시예1)
도1은 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로(switching 電源回路)의 구성도이다. 도1에 나타나 있는 실시예1의 스위칭 전원회로는, 리액터(L1)에 흐르는 전류가 제로(aero)가 되고 나서 스위칭 소자(Q1)를 온으로 하는 전류 불연속모드(電流 不連續mode)(임계형(臨界型))의 승압 초퍼 회로(昇壓 chopper 回路)이고, 도11에 나타나 있는 종래의 스위칭 전원회로의 구성에 정류다이오드(整流diode)(D1)(제1다이오드)에 병렬로, MOSFET로 이루어지는 스위칭 소자(Q2)(제2스위칭 소자)와 콘덴서(C2)(제2콘덴서)의 직렬회로(제2직렬회로)가 더 접속되는 것을 특징으로 한다.
스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이에는 다이오드(Db)와 콘덴서(Cb)의 병렬회로가 접속된다. 다이오드(Db)는 스위칭 소자(Q2)의 기생다이오드(寄生 doide)이더라도 좋고, 콘덴서(Cb)는 스위칭 소자(Q2)의 기생콘덴서이더라도 좋다.
제어회로(制御回路)(10)는, 리액터(L1)의 임계검출용 권선(臨界檢出用 捲線)(1b)으로부터의 전압과 평활콘덴서(C1)로부터의 전압과 전류검출저항(電流檢出抵抗)(R1)으로부터의 전압에 의거하여 게이트 신호(Q1g)를 생성하여 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 출력하여 스위칭 소자(Q1)(제1스위칭 소자)를 온/오프 시킨다.
제어회로(10)는, 스위칭 소자(Q1)를 온/오프 시키는 게이트 신호(Q1g)를 반전시킨 게이트 신호(Q2g)를 생성하여, 스위칭 소자(Q2)(제2스위칭 소자)의 게이트에 출력하여 스위칭 소자(Q2)를 온/오프 시킨다.
도2는 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 각 부의 동작을 나타내는 파형도이다. 도3 및 도4는 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 각 부가 각 기간별로 동작하였을 때의 전류경로를 굵은 선으로 나타낸 도면이다.
다음에 도1 내지 도4를 참조하면서, 실시예1의 임계형(臨界型)의 스위칭 전원회로의 각 부의 동작을 설명한다.
우선 도3(a)의 기간(T1)에 있어서는, L1 → Vin → R1 → Da → L1의 경로로 리액터(L1)에 전류(L1i)가 흐른다. 부(負)의 전류(Q1i)는, 스위칭 소자(Q1)에 병렬로 접속된 다이오드(Da)에 전류가 흐르는 것을 나타낸다. 스위칭 소자(Q2)에는 전류(Q2i)는 흐르지 않는다.
다음에 도3(b)의 기간(T2)에 있어서, 다이오드(Da)에 전류가 흐르고 있을 때에 게이트 신호(Q1g)에 의하여 스위칭 소자(Q1)가 온 된다.
다음에 도3(c)의 기간(T3)에 있어서, 스위칭 소자(Q1)에는, 기간(T1)에서 흐르는 전류의 방향과는 역방향의 전류(정(正)의 전류(Q1i))가 흐르기 시작한다. 즉 Vin의 정극(正極) → L1 → Q1 → R1 → Vin의 부극(負極)의 경로로 전류(Q1i, L1i)가 흘러서, 리액터(L1)가 여자(勵磁)된다.
다음에 도3(d)의 기간(T4)에 있어서, 게이트 신호(Q1g)에 의하여 스위칭 소자(Q1)가 오프 되면, 리액터(L1)의 여자에너지의 방출을 시작하기 때문에 방출에너지는 스위칭 소자(Q1)에 병렬로 접속된 콘덴서(Ca)를 충전한다. 이 때문에 스위칭 소자(Q1)의 전압(Q1v)이 상승하고, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이의 전압(Q2v)이 감소하여 제로전압(zero電壓)이 된다. 이 때에 리액터(L1)의 전류(L1i)는 감소되어 간다.
다음에 콘덴서(Ca)를 충전한 후에, 도3(e)의 기간(T5)에 있어서, 리액터(L1)의 방출에너지는 L1 → Db → C2 → C1 → Vin → L1의 경로로 전류(L1i)가 흐른다. 부의 전류(Q2i)는, 스위칭 소자(Q2)에 병렬로 접속된 다이오드(Db)에 전류가 흐르는 것을 나타낸다.
다음에 도3(f)의 기간(T6)에 있어서, 다이오드(Db)에 전류가 흐르고 있을 때에 게이트 신호(Q2g)에 의하여 스위칭 소자(Q2)가 온 된다. 이 때문에 스위칭 소자(Q2)의 제로전압 스위칭을 실현한다.
다음에 도4(a)의 기간(T7)에 있어서, 콘덴서(C2)가 충전되고 있어, 리액터(L1)의 방출에너지는 Q2 → C2의 경로를 흐르는 전류(Q2i)와, 정류다이오드(D1)를 흐르는 전류(D1i)로 분류(分流)된다.
다음에 도4(b)의 기간(T8)에 있어서, 콘덴서(C2)가 완전히 충전되어 전류(Q2i)가 흐르지 않게 되면, 리액터(L1)의 방출에너지는 정류다이오드(D1)를 경유하여 방출되어 간다.
다음에 도4(c)의 기간(T9)에 있어서, 리액터(L1)의 여자에너지가 방출된 후에는 C1 → C2 → Q2 → L1 → Vin → C1의 경로로 전류(Q2i, L1i)가 흐른다. 또한 상기 경로의 방향으로 리액터(L1)가 여자된다.
다음에 도4(d)의 기간(T10)에 있어서, 게이트 신호(Q2g)에 의하여 스위칭 소자(Q2)가 오프 되면, 스위칭 소자(Q2)의 전압(Q2v)은 상승한다. 또한 기간(T9)에 있어서 여자된 리액터(L1)의 에너지가 L1 → Vin → R1 → Da → L1의 경로로 방출되고, 콘덴서(Ca)의 전하가 방전되어 다이오드(Da)에 전류가 흐른다. 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 전압(Q1v)이 제로전압이 된다.
또 기간(T10) 후에는 기간(T1, T2 …… )의 처리를 반복한다. 기간(T2)에 있어서, 상기한 바와 같이 스위칭 소자(Q1)가 온 되지만, 이 때에 스위칭 소자(Q1)의 제로전압 스위칭을 실현할 수 있다.
이와 같이 실시예1의 스위칭 전원회로에 의하면, 스위칭 소자(Q2)와 콘덴서(C2)로 이루어지는 직렬회로(액티브 클램프 회로(active clamp 回路))를 부가하면, 부하측(C1)으로부터 입력측(Vin)으로 에너지를 되돌리는 기간이 생기기 때문에, 리액터(L1)를 입력측으로 여자하는 에너지 즉 입력측으로 흐르는 순환에너지가 증가하고, 콘덴서(Ca)의 전하를 순환에너지에 의하여 빼내어, 스위칭 소자(Q1)의 전압을 제로전압까지 내릴 수 있기 때문에, 스위칭 소자(Q1)가 턴온 되었을 때에 제로전압 스위칭을 달성할 수 있다.
따라서 공진용 리액터를 설치하지 않고, 종래의 리액터를 사용하여 넓은 입력전압범위 및 부하영역에서 공진동작을 달성할 수 있기 때문에, 고효율의 스위칭 전원회로를 제공할 수 있다.
또한 스위칭 소자(Q1)의 온 시간은 증가하고, 증가된 여자에너지분을 정류다이오드(D1)를 통하여 방출하는 시간(스위칭 소자(Q1)의 오프 시간)도 증가한다. 즉 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수가 내려가는 방향이 된다.
다음에 부하상태(부하량)에 따라 스위칭 소자(Q2)를 온/오프 시키는 동작을 설명한다. 도5는 본 발명의 실시예1에 있어서의 스위칭 전원회로의 제어회로의 상세한 회로 예를 나타내는 도면이다. 도5에 나타나 있는 제어회로(10)는, 부하상태에 따라 스위칭 소자(Q2)의 온/오프를 제어하는 회로이다.
제어회로(10)는, 오차증폭기(誤差增幅器)(11), 비교기(comparator)(13), 원숏 멀티바이브레이터(one shot multivibrator)(14), 플립플롭 회로(flip-flop 回路)(15), 비교기(16), 데드타임 생성회로(dead time 生成回路)(17), 인버터(invertor)(18), 드라이버(driver)(19), 비교기(20), 앤드회로(AND 回路)(21)를 구비한다.
비교기(13)는, 저항(R2)을 통하여 임계검출용 권선(1b)의 전압과 기준전압(Vref2)을 비교한다. 원숏 멀티바이브레이터(14)는 비교기(13)로부터 L 레벨의 신호를 입력하면, 1 펄스를 세트신호로 하여 플립플롭 회로(15)의 세트단자에 출력한다.
플립플롭 회로(15)는 세트신호에 따라 세트되고, Q출력단자로부터 H 레벨의 신호를 출력하여, 데드타임 생성회로(17)와 드라이버(19)와 저항(R4)을 통하여 스위칭 소자(Q1)를 온 시킨다. 스위칭 소자(Q1)가 온 되면, Vin의 정극 → 1a → Q1 → R1 → Vin의 부극의 경로로 전류가 흘러서 리액터(L1)에 에너지가 축적된다. 전류검출저항(R1)은 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 전류를 전압으로 변환하여, 저항(R3)을 통하여 비교기(16)의 비반전입력단자에 출력한다.
오차증폭기(11)는 평활콘덴서(C1)의 전압을 저항(R53)과 저항(R54)에 의하여 분압(分壓)한 분압전압과 기준전압(Vref3)과의 오차전압을 증폭하여, 비교기(16, 20)와 콘덴서(C3)에 출력한다.
비교기(16)는 오차증폭기(11)로부터 출력되는 전류목표값(Vm)과 전류검출저항(R1)에 발생하는 전압을 비교하여 스위칭 소자(Q1)의 전류(Q1i)가 전류목표값(Vm)에 도달하면, H 레벨의 리셋신호를 플립플롭 회로(15)에 출력한다. 플립플롭 회로(15)는 비교기(16)로부터의 리셋신호에 따라 리셋되고, Q출력단자로부터 출력되어 있던 H 레벨의 신호를 L 레벨로 바꾸어, 스위칭 소자(Q1)가 오프 된다.
스위칭 소자(Q1)가 오프 되면 리액터(L1)에 축적된 에너지가 방출되고, 이 에너지의 방출이 종료되면 임계검출용 권선(1b)의 전압이 반전된다. 이 전압은 비교기(13)에서 기준전압(Vref2)과 비교되어, 비교기(13)로부터 L 레벨의 신호가 원숏 멀티바이브레이터(14)에 출력된다. 원숏 멀티바이브레이터(14)는 1 펄스를 플립플롭 회로(15)의 세트단자에 출력하기 때문에, 다시 스위칭 소자(Q1)가 온 된다.
이렇게 스위칭 소자(Q1)는, 이상의 온/오프 동작을 반복함으로써 도6에 나타나 있는 스위칭 파형(Q1E)이 된다.
다음에 스위칭 소자(Q2)의 동작을 설명한다. 콘덴서(C3)는 오차증폭기(11)로부터 출력되는, 평활콘덴서(C1)의 전압을 저항(R53)과 저항(R54)에 의하여 분압한 전압 즉 평활콘덴서(C1)에 접속되는 도면에 나타나 있지 않은 부하의 상태에 따른 전압에 의하여 충전된다.
비교기(20)는, 콘덴서(C3)의 전압(VG)이 기준전압(Vref1) 이상일 때에는(도6의 시간(t1∼t2)) 즉 부하가 중부하(重負荷)일 때에 L 레벨을 앤드회로(21)에 출력한다. 이 때문에 앤드회로(21)는 L 레벨을 드라이버(19)에 출력하므로, 드라이버(19)에 의하여 스위칭 소자(Q2)는 오프 된다.
이에 대하여 비교기(20)는, 콘덴서(C3)의 전압(VG)이 기준전압(Vref1) 미만일 때에는(도6의 시간(t1) 전, 시간(t2) 후) 즉 부하가 경부하(輕負荷)일 때에 H 레벨을 앤드회로(21)에 출력한다. 인버터(18)는 플립플롭 회로(15)로부터의 신호를 반전하여 앤드회로(21)에 출력한다. 앤드회로(21)는 반전된 신호를 드라이버(19)에 출력하기 때문에, 드라이버(19)에 의하여 스위칭 소자(Q2)는 온/오프 된다.
이와 같이 실시예1의 스위칭 전원회로에 의하면, 부하가 중부하일 때에는 스위칭 소자(Q2)를 동작시키지 않고(오프 상태), 스위칭 소자(Q1)만 동작시킴으로써 종래의 스위칭 전원회로와 마찬가지로 스위칭 소자(Q1)의 제로전압 스위칭 동작을 할 수 있다.
또한 종래의 스위칭 전원회로는, 경부하 시에는 스위칭 주파수가 상승하고 또한 제로전압 스위칭 동작을 할 수 없기 때문에, 효율이 악화되고 있었다. 이에 대하여 실시예1의 스위칭 전원회로에서는, 경부하 시에는 스위칭 소자(Q2)와 콘덴서(C2)로 이루어지는 액티브 클램프 회로를 동작시킴으로써, 충분하게 스위칭 소자(Q1, Q2)의 제로전압 스위칭 동작을 하고 또한 스위칭 주파수도 종래의 스위칭 전원회로의 스위칭 주파수보다 내려가기 때문에, 효율을 향상시킬 수 있다.
또한 상기한 바와 같이 특허문헌1에 기재된 스위칭 전원회로에서는, 스위칭 소자(Q2)가 오프 되었을 때에 Q1 → 공진용 리액터 → D1 → C1 → R1 → Q1의 경로로 전류가 부하측으로 흘러서 제로전압 스위칭을 실현시키고 있었다.
이에 대하여 실시예1의 스위칭 전원회로에서는, 출력을 입력(직류전원(Vin))으로 회생(回生)하고, 스위칭 소자(Q2)가 오프 되었을 때에 L1 → Vin → R1 → Q1 → L1의 경로로 전류가 입력측으로 흐르기 때문에, 구성 및 작용이 특허문헌1의 그것들과는 완전히 다르다.
또한 특허문헌1에 기재된 스위칭 전원회로에서는 스위칭 주파수를 저하시킬 수 없는 것에 대하여, 실시예1의 스위칭 전원회로에서는 스위칭 주파수를 저하시킬 수 있는 이점이 있다.
(실시예2)
도7은 본 발명의 실시예2의 스위칭 전원회로에 설치되는 제어회로를 나타내는 도면이다. 실시예2의 스위칭 전원회로의 제어회로(10a)는, 직류전원(Vin)의 전압(입력전압)에 따라 스위칭 소자(Q2)의 온/오프를 제어하는 것을 특징으로 한다.
도7에 나타나 있는 실시예2의 스위칭 전원회로는, 도5에 나타나 있는 실시예1의 스위칭 전원회로에 대하여, 직류전원(Vin)을 저항(R51)과 저항(R52)에 의하여 분압한 분압전압(VH)을 입력전압으로 하여 비교기(20)의 비반전입력단자에 입력한 점이 다르다.
비교기(20)는, 분압전압(VH)이 기준전압(Vref1) 미만일 때에는(도6의 시간(t1)∼시간(t2)) L 레벨을 앤드회로(21)에 출력한다. 이 때문에 앤드회로(21)는 L 레벨을 드라이버(19)에 출력하므로, 드라이버(19)에 의하여 스위칭 소자(Q2)는 오프 된다.
이에 대하여 비교기(20)는, 분압전압(VH)이 기준전압(Vref1) 이상일 때에는(도6의 시간(t1) 전, 시간(t2) 후) H 레벨을 앤드회로(21)에 출력한다. 인버터(18)는 플립플롭 회로(15)로부터의 신호를 반전하여 앤드회로(21)에 출력한다. 앤드회로(21)는 반전된 신호를 드라이버(19)에 출력하기 때문에, 드라이버(19)에 의하여 스위칭 소자(Q2)는 온/오프 된다.
이와 같이 실시예2의 스위칭 전원회로에 의하면, 직류전원(Vin)의 전압이 높을 때에는 스위칭 소자(Q2)와 콘덴서(C2)로 이루어지는 액티브 클램프 회로를 동작시킴으로써, 충분하게 스위칭 소자(Q1, Q2)의 제로전압 스위칭 동작을 하고 또한 스위칭 주파수도 종래의 스위칭 전원회로의 스위칭 주파수보다 내려가기 때문에, 효율을 향상시킬 수 있다.
(실시예3)
도8은 본 발명의 실시예3에 있어서의 스위칭 전원회로의 구성도이다. 도8에 나타나 있는 실시예3의 스위칭 전원회로는, 도1에 나타나 있는 스위칭 전원회로의 직류전원(Vin)에 대신하여, 교류전원(Vac)과, 정류회로(RC1)와, 콘덴서(C4)(제3콘덴서)를 설치한 PFC 회로(역률개선회로(力率改善回路))인 것을 특징으로 한다.
교류전원(Vac)은 교류전압을 정류회로(RC1)에 공급한다. 정류회로(RC1)는 교류전원(Vac)으로부터의 교류전압을 정류한다. 콘덴서(C4)는, 리액터(L1)를 입력측으로 여자하는 에너지 즉 입력측으로 흐르는 순환에너지의 경로를 형성한다.
도9는 본 발명의 실시예3의 스위칭 전원회로에 설치되는 제어회로를 나타내는 도면이다. 도9에 나타나 있는 제어회로(10b)는, 도5에 나타나 있는 제어회로(10)에 대하여, 콘덴서(C4)의 일단(一端)과 접지(接地)와의 사이에 접속된 저항(R51)과 저항(R52)의 직렬회로와, 저항(R51)과 저항(R52)에 접속된 배율기(multiplier)(12)를 구비하고 있는 것을 특징으로 한다.
배율기(12)는, 저항(R51)과 저항(R52)에 의하여 분압된 정류전압과 오차증폭기(11)로부터의 전압을 승산(乘算)하여 비교기(16)의 반전입력단자에 출력한다.
이러한 실시예3의 스위칭 전원회로에 의하면, 역률을 개선함과 아울러 실시예1의 스위칭 전원회로의 동작과 동일하게 동작하고, 경부하 시에는 스위칭 소자(Q2)와 콘덴서(C2)로 이루어지는 액티브 클램프 회로를 동작시킴으로써, 충분하게 스위칭 소자(Q1, Q2)의 제로전압 스위칭 동작을 하고 또한 스위칭 주파수도 종래의 스위칭 전원회로의 스위칭 주파수보다 내려가기 때문에, 효율을 향상시킬 수 있다.
(실시예4)
도10은 본 발명의 실시예4의 스위칭 전원회로에 설치되는 제어회로를 나타내는 도면이다. 도10에 나타나 있는 실시예4의 스위칭 전원회로는, 도8에 나타나 있는 실시예3의 스위칭 전원회로와 개략적으로는 동일하지만, 제어회로(10b)에 대하여 제어회로(10c)가 다르다.
도10에 나타나 있는 제어회로(10c)는, 도7에 나타나 있는 제어회로(10a)에 대하여, 저항(R51)과 저항(R52)에 접속된 배율기(12)를 더 구비하고 있는 것을 특징으로 한다.
배율기(12)는, 저항(R51)과 저항(R52)에 의하여 분압된 정류전압과 오차증폭기(11)로부터의 전압을 승산하여 비교기(16)의 반전입력단자에 출력한다.
이러한 실시예4의 스위칭 전원회로에 의하면, 역률을 개선함과 아울러 실시예2의 스위칭 전원회로의 동작과 동일하게 동작하고, 교류전원(Vac)의 교류전압이 높을 때에는 스위칭 소자(Q2)와 콘덴서(C2)로 이루어지는 액티브 클램프 회로를 동작시킴으로써, 충분하게 스위칭 소자(Q1, Q2)의 제로전압 스위칭 동작을 하고 또한 스위칭 주파수도 종래의 스위칭 전원회로의 스위칭 주파수보다 내려가기 때문에, 효율을 향상시킬 수 있다.
또 본 발명은 실시예1 내지 실시예4의 스위칭 전원회로에 한정되는 것은 아니다. 예를 들면 도5에 나타나 있는 실시예1의 스위칭 전원회로의 제어회로(10)와, 도7에 나타나 있는 실시예2의 스위칭 전원회로의 제어회로(10a)를 조합시켜서 사용하여도 좋다. 또한 도9에 나타나 있는 스위칭 전원회로의 제어회로(10b)와, 도10에 나타나 있는 스위칭 전원회로의 제어회로(10c)를 조합시켜서 사용하여도 좋다.
본 발명은 DC-DC 컨버터, 역률개선회로 또는 AC-DC 컨버터에 적용할 수 있다.
Vin : 직류전원
Vac : 교류전원
RC1 : 정류회로
L1 : 리액터
Q1, Q2 : 스위칭 소자
D1 : 정류다이오드
R1∼R5, R51∼R54 : 저항
C1∼C4 : 콘덴서
10, 10a, 10b, 10c : 제어회로
11 : 오차증폭기
12 : 배율기
13, 16, 20 : 비교기
14 : 원숏 멀티바이브레이터
15 : 플립플롭 회로
17 : 데드타임 생성회로
18 : 인버터
19 : 드라이버
21 : 앤드회로

Claims (4)

  1. 직류전원의 일단(一端)과 타단(他端)의 사이에 접속되고, 리액터와 제1다이오드와 제1콘덴서가 직렬로 접속된 제1직렬회로(第一直列回路)와,
    상기 리액터와 상기 제1다이오드의 접속점과 상기 직류전원의 일단과의 사이에 접속된 제1스위칭 소자(第一switching 素子)와,
    상기 제1다이오드에 병렬로 접속되고, 제2스위칭 소자와 제2콘덴서가 직렬로 접속된 제2직렬회로와,
    상기 제1스위칭 소자의 턴온(turn on)이 제로전압 스위칭(zero電壓 switching)이 되도록 상기 제2스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 제어회로(制御回路)를
    구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로(switching 電源回路).
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어회로는, 상기 제2스위칭 소자의 온/오프를, 상기 직류전원으로부터의 전압 및 상기 제1콘덴서로부터의 전압의 어느 일방(一方)의 전압 또는 쌍방(雙方)의 전압에 따라 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어회로는, 상기 직류전원으로부터의 전압이 고입력전압(高入力電壓)을 나타내고 있지 않을 때 및 상기 제1콘덴서로부터의 전압이 경부하(輕負荷)를 나타내고 있지 않을 때의 어느 일방일 때 또는 쌍방일 때에 있어서는, 상기 제2스위칭 소자를 오프 상태로 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 직류전원은 교류전원과 정류회로(整流回路)와 제3콘덴서로 구성되고, 상기 제어회로는 역률(力率)을 개선하는 제어를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170099422A (ko) * 2016-02-23 2017-09-01 삼성디스플레이 주식회사 부스트 컨버터, 이를 포함하는 표시 장치 및 전원 제어 방법

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201203823A (en) * 2010-07-09 2012-01-16 Chung Shan Inst Of Science A power converter with two input power sources
US9070562B2 (en) * 2013-03-11 2015-06-30 Semiconductor Components Industries, Llc Circuit including a switching element, a rectifying element, and a charge storage element
WO2015140825A1 (en) * 2014-03-17 2015-09-24 Meta System S.P.A. Power supply stage of an electric appliance, in particular a battery charger for charging batteries of electric vehicles
CN104201884B (zh) * 2014-09-15 2017-03-01 北京航天新风机械设备有限责任公司 一种软开关dc‑dc变换电路
JP6366558B2 (ja) * 2015-10-19 2018-08-01 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
JP6890080B2 (ja) * 2017-11-01 2021-06-18 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
JP6962259B2 (ja) * 2018-04-11 2021-11-05 Tdk株式会社 スイッチング電源装置
US11418125B2 (en) 2019-10-25 2022-08-16 The Research Foundation For The State University Of New York Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages
CN116191832A (zh) * 2021-11-29 2023-05-30 中兴通讯股份有限公司 功耗降低电路、开关电源系统

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2652583B2 (ja) * 1990-06-05 1997-09-10 サンケン電気株式会社 スィツチング電源装置
US5262930A (en) * 1992-06-12 1993-11-16 The Center For Innovative Technology Zero-voltage transition PWM converters
JP3159261B2 (ja) 1999-06-16 2001-04-23 松下電器産業株式会社 スナバ回路並びにそれを用いたスイッチング電源装置
JP3699082B2 (ja) * 2002-12-16 2005-09-28 エヌイーシーコンピュータテクノ株式会社 スイッチング電源回路
JP4247048B2 (ja) 2003-06-05 2009-04-02 株式会社小糸製作所 直流電圧変換回路
KR101026248B1 (ko) * 2004-09-21 2011-03-31 페어차일드코리아반도체 주식회사 역률 보상 회로

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170099422A (ko) * 2016-02-23 2017-09-01 삼성디스플레이 주식회사 부스트 컨버터, 이를 포함하는 표시 장치 및 전원 제어 방법

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