JP2012005249A

JP2012005249A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2012005249A
Application number: JP2010138282A
Authority: JP
Inventors: Akiteru Chiba; 明輝千葉
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2010-06-17
Filing date: 2010-06-17
Publication date: 2012-01-05
Also published as: US20110309682A1; KR101213461B1; CN102290987A; KR20110137716A

Abstract

【課題】共振用リアクトルを設けず、従来のリアクトルを用いて広い入力電圧範囲および負荷領域で共振動作を達成できる高効率なスイッチング電源回路。
【解決手段】直流電源Vinの一端と他端との間に接続され、リアクトルL1と第１ダイオードD1と第１コンデンサC1とが直列に接続された第１直列回路と、リアクトルと第１ダイオードとの接続点と直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子Q1と、第１ダイオードに並列に接続され、第２スイッチング素子Q2と第２コンデンサC2とが直列に接続された第２直列回路と、第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路10とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるスイッチング電源回路に関する。

従来、昇圧型のスイッチング電源回路が知られている。図１１に従来の昇圧型のスイッチング電源回路の一例を示す。図１１において、直流電源Ｖｉｎの両端にはリアクトルＬ１の主巻線１ａとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続される。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤａとコンデンサＣａとの並列回路が接続される。ダイオードＤａはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣａはスイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサでも良い。

スイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路には整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続される。制御回路１００は、リアクトルＬ１の臨界検出用巻線１ｂからの電圧と平滑コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１をオンオフさせ、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）よりも高い定電圧の出力電圧Ｖｏを出力する制御を行う。

次に、図１２を参照しながら、従来の昇圧型のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。まず、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間（Ｔ２〜Ｔ３）には、Ｖｉｎの正極→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの負極の経路でスイッチング素子Ｑ１の電流Ｑ１ｉとリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉが流れて、直線的に増加していく。

期間Ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１がオフされると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧Ｑ１ｖが増加し、リアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉが減少する。次に、期間Ｔ５において、Ｖｉｎの正極→Ｌ１→Ｄ１→Ｃ１→Ｖｉｎの負極の経路で整流ダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉとリアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉが流れて徐々に減少していく。

期間Ｔ６〜Ｔ２において、リアクトルＬ１の励磁エネルギーが放出した後に、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続されたコンデンサＣａとにより、電圧擬似共振が発生する。スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧まで下がってからスイッチング素子Ｑ１をオンすることで、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。

しかしながら、軽負荷時や入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）が高い場合には、図１３の期間Ｔ６に示すように、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｑ１ｖ（擬似共振電圧）はゼロ電圧まで下がることができずに、スイッチング素子Ｑ１がオンしてしまう。このため、コンデンサＣａを短絡してしまい、ハードスイッチングとなり、スイッチング損失が大きくなってしまう。即ち、高効率のスイッチング電源回路を実現できなかった。
また、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源回路は、図１１に示す従来のスイッチング電源回路の構成にさらに、リアクトルＬ１と整流ダイオードＤ１との間に接続された共振用リアクトルＬ２（図示せず）と、共振用リアクトルＬ２の両端に接続されたスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２との直列回路（図示せず）とを設けている。

このスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオンにおけるゼロ電圧スイッチングとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフにおける電圧の緩やかな立ち上がりとによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン及びターンオフにおけるスイッチング損失が低減される。

特開２００４−３２７１５２号公報

しかしながら、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ２と並列に共振用リアクトルＬ２を設けているために、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧は平滑コンデンサＣ１の電圧よりも大きくなり、スイッチング素子Ｑ２の耐圧を超えることがあった。

本発明の課題は、共振用リアクトルを設けることなく、従来のリアクトルを用いて広い入力電圧範囲および負荷領域で共振動作を達成することで高効率なスイッチング電源回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源回路は、直流電源の一端と他端との間に接続され、リアクトルと第１ダイオードと第１コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記リアクトルと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、前記第１ダイオードに並列に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第２スイッチング素子と第２コンデンサとを付加すると、負荷側から入力側にエネルギーを返す期間が生ずるため、リアクトルを入力側に励磁するエネルギー、即ち入力側に流れる循環エネルギーが増加し、この循環エネルギーで第１スイッチング素子の電圧をゼロ電圧まで下げられるので、第１スイッチング素子がターンオンしたときにゼロ電圧スイッチングを達成することができる。

従って、共振用リアクトルを設けず、従来のリアクトルを用いて広い入力電圧範囲および負荷領域で共振動作を達成できるので、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。

本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。本発明の実施例１のスイッチング電源回路の制御回路の詳細な回路例を示す図である。図５に示す制御回路が負荷状態に応じてスイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する様子を示す図である。本発明の実施例２のスイッチング電源回路に設けられる制御回路を示す図である。本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。本発明の実施例３のスイッチング電源回路に設けられる制御回路を示す図である。本発明の実施例４のスイッチング電源回路に設けられる制御回路を示す図である。従来の昇圧型のスイッチング電源回路の一例を示す図である。図１１に示す従来の昇圧型のスイッチング電源回路が擬似共振しているときの各部の波形を示す図である。図１１に示す従来の昇圧型のスイッチング電源回路が軽負荷時にサージ電流が発生するときの波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源回路は、リアクトルＬ１に流れる電流がゼロになってからスイッチング素子Ｑ１をオンとする電流不連続モード（臨界型）の昇圧チョッパ回路であり、図１１に示す従来のスイッチング電源回路の構成にさらに、整流ダイオードＤ１（第１ダイオード）に並列に、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）とコンデンサＣ２（第２コンデンサ）との直列回路（第２直列回路）が接続されることを特徴とする。

スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤｂとコンデンサＣｂとの並列回路が接続される。ダイオードＤｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生コンデンサでも良い。

制御回路１０は、リアクトルＬ１の臨界検出用巻線１ｂからの電圧と平滑コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてゲート信号Ｑ１ｇを生成してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）をオンオフさせる。

制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるゲート信号Ｑ１ｇを反転させたゲート信号Ｑ２ｇを生成し、スイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ２をオンオフさせる。

図２は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。図３及び図４は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。

次に、図１乃至図４を参照しながら、実施例１の臨界型のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。

まず、図３（ａ）の期間Ｔ１においては、Ｌ１→Ｖｉｎ→Ｒ１→Ｄａ→Ｌ１の経路でリアクトルＬ１に電流Ｌ１ｉが流れる。負の電流Ｑ１ｉは、スイッチング素子Ｑ１に並列に接続されたダイオードＤａに電流が流れることを示す。スイッチング素子Ｑ２には電流Ｑ２ｉは流れない。

次に、図３（ｂ）の期間Ｔ２において、ダイオードＤａに電流が流れているときに、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンされる。

次に、図３（ｃ）の期間Ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１には、期間Ｔ１で流れる電流の向きとは逆向きの電流（正の電流Ｑ１ｉ）が流れ始める。即ち、Ｖｉｎの正極→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの負極の経路で電流Ｑ１ｉ，Ｌ１ｉが流れて、リアクトルＬ１が励磁される。
次に、図３（ｄ）の期間Ｔ４において、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオフされると、リアクトルＬ１の励磁エネルギーの放出を開始するので、放出エネルギーはスイッチング素子Ｑ１に並列に接続されたコンデンサＣａを充電する。このため、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｑ１ｖが上昇し、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖが減少してゼロ電圧となる。このとき、リアクトルＬ１の電流Ｌ１ｉは減少していく。

次に、コンデンサＣａを充電した後、図３（ｅ）の期間Ｔ５において、リアクトルＬ１の放出エネルギーは、Ｌ１→Ｄｂ→Ｃ２→Ｃ１→Ｖｉｎ→Ｌ１の経路で電流Ｌ１ｉが流れる。負の電流Ｑ２ｉは、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されたダイオードＤｂに電流が流れることを示す。

次に、図３（ｆ）の期間Ｔ６において、ダイオードＤｂに電流が流れているときに、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオンされる。このため、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現できる。

次に、図４（ａ）の期間Ｔ７において、コンデンサＣ２が充電されてきて、リアクトルＬ１の放出エネルギーは、Ｑ２→Ｃ２の経路を流れる電流Ｑ２ｉと、整流ダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉとに分流する。

次に、図４（ｂ）の期間Ｔ８において、コンデンサＣ２が完全に充電されて電流Ｑ２ｉが流れなくなると、リアクトルＬ１の放出エネルギーは、整流ダイオードＤ１を経由して放出していく。

次に、図４（ｃ）の期間Ｔ９において、リアクトルＬ１の励磁エネルギーが放出し切った後には、Ｃ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１→Ｖｉｎ→Ｃ１の経路で、電流Ｑ２ｉ，Ｌ１ｉが流れる。また、上記の経路の向きでリアクトルＬ１が励磁される。

次に、図４（ｄ）の期間Ｔ１０において、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオフされると、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｑ２ｖは上昇する。また、期間Ｔ９において励磁されたリアクトルＬ１のエネルギがＬ１→Ｖｉｎ→Ｒ１→Ｄａ→Ｌ１の経路で放出され、コンデンサＣａの電荷が放電し、ダイオードＤａに電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧となる。

なお、期間Ｔ１０の後には、期間Ｔ１、Ｔ２‥の処理を繰り返す。期間Ｔ２において、上述したようにスイッチング素子Ｑ１がオンされるが、このとき、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。

このように、実施例１のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路（アクティブクランプ回路）を付加すると、負荷側（Ｃ１）から入力側（Ｖｉｎ）にエネルギーを返す期間が生ずるため、リアクトルＬ１を入力側に励磁するエネルギー、即ち入力側に流れる循環エネルギーが増加し、コンデンサＣａの電荷を循環エネルギーで引き抜き、スイッチング素子Ｑ１の電圧をゼロ電圧まで下げられるので、スイッチング素子Ｑ１がターンオンしたときにゼロ電圧スイッチングを達成できる。

また、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は増加し、増加した励磁エネルギー分を整流ダイオードＤ１を介して放出する時間（スイッチング素子Ｑ１のオフ時間）も増加する。即ち、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が下がる方向になる。

次に、負荷状態（負荷量）に応じてスイッチング素子Ｑ２をオンオフさせる動作を説明する。図５は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の制御回路の詳細な回路例を示す図である。図５に示す制御回路１０は、負荷状態に応じてスイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する回路である。

制御回路１０は、誤差増幅器１１、コンパレータ１３、ワンショットマルチバイブレータ１４、フリップフロップ回路１５、コンパレータ１６、デッドタイム作成回路１７、インバータ１８、ドライバ１９、コンパレータ２０、アンド回路２１を備える。

コンパレータ１３は、抵抗Ｒ２を介する臨界検出用巻線１ｂの電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較する。ワンショットマルチバイブレータ１４は、コンパレータ１３からＬレベルの信号を入力すると、１パルスをセット信号としてフリップフロップ回路１５のセット端子に出力する。

フリップフロップ回路１５は、セット信号に応じてセットされ、Ｑ出力端子からＨレベルの信号を出力し、デッドタイム作成回路１７とドライバ１９と抵抗Ｒ４を介してスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。スイッチング素子Ｑ１がオンされると、Ｖｉｎの正極→１ａ→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの負極の経路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギが蓄えられる。電流検出抵抗Ｒ１は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を電圧に変換して、抵抗Ｒ３を介してコンパレータ１６の非反転入力端子に出力する。

誤差増幅器１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧を抵抗Ｒ５３と抵抗Ｒ５４とで分圧した分圧電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ３との誤差電圧を増幅し、コンパレータ１６，２０とコンデンサＣ３とに出力する。

コンパレータ１６は、誤差増幅器１１から出力される電流目標値Ｖｍと電流検出抵抗Ｒ１に生ずる電圧とを比較し、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｑ１ｉが電流目標値Ｖｍに達すると、Ｈレベルのリセット信号をフリップフロップ回路１５に出力する。フリップフロップ回路１５は、コンパレータ１６からのリセット信号に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたＨレベルの信号をＬレベルに切り替え、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。

スイッチング素子Ｑ１がオフされると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーが放出し、このエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線１ｂの電圧が反転する。この電圧は、コンパレータ１３により基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較されて、コンパレータ１３からＬレベルの信号がワンショットマルチバイブレータ１４に出力される。ワンショットマルチバイブレータ１４は、１パルスをフリップフロップ回路１５のセット端子に出力するため、再びスイッチング素子Ｑ１がオンされる。

このようにスイッチング素子Ｑ１は、以上のオンオフ動作を繰り返すことにより、図６に示すスイッチング波形Ｑ１Eとなる。

次に、スイッチング素子Ｑ２の動作を説明する。コンデンサＣ３は、誤差増幅器１１から出力される、平滑コンデンサＣ１の電圧を抵抗Ｒ５３と抵抗Ｒ５４とで分圧した電圧、即ち、平滑コンデンサＣ１に接続される図示しない負荷の状態に応じた電圧により充電される。

コンパレータ２０は、コンデンサＣ３の電圧ＶGが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上であるときには（図６の時刻ｔ１〜ｔ２）、即ち、負荷が重負荷であるとき、Ｌレベルをアンド回路２１に出力する。このため、アンド回路２１は、Ｌレベルをドライバ１９に出力するので、ドライバ１９によりスイッチング素子Ｑ２はオフされる。

これに対して、コンパレータ２０は、コンデンサＣ３の電圧ＶGが基準電圧Ｖｒｅｆ１未満であるときには（図６の時刻ｔ１前、時刻ｔ２後）、即ち、負荷が軽負荷であるとき、Ｈレベルをアンド回路２１に出力する。インバータ１８は、フリップフロップ回路１５からの信号を反転してアンド回路２１に出力する。アンド回路２１は、反転された信号をドライバ１９に出力するので、ドライバ１９によりスイッチング素子Ｑ２はオンオフされる。

このように、実施例１のスイッチング電源回路によれば、負荷が重負荷であるときには、スイッチング素子Ｑ２を動作させずに（オフ状態）、スイッチング素子Ｑ１のみ動作させることで、従来のスイッチング電源回路と同様に、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチング動作を行うことができる。

また、従来のスイッチング電源回路は、軽負荷時にはスイッチング周波数が上がり、且つゼロ電圧スイッチング動作を行えないために効率が悪化していた。これに対して、実施例１のスイッチング電源回路では、軽負荷時にはスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とからなるアクティブクランプ回路を動作させることによって、充分にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を行い、且つスイッチング周波数も従来のスイッチング電源回路のスイッチング周波数よりも下がるので、効率を向上できる。

また、上述したように、特許文献１に記載されたスイッチング電源回路では、スイッチング素子Ｑ２がオフされたとき、Ｑ１→共振用リアクトル→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１の経路で電流が負荷側に流れ、ゼロ電圧スイッチングを実現していた。

これに対して、実施例１のスイッチング電源回路では、出力を入力（直流電源Ｖｉｎ）に回生し、スイッチング素子Ｑ２がオフされたときに、Ｌ１→Ｖｉｎ→Ｒ１→Ｑ１→Ｌ１の経路で電流が入力側に流れるので、構成及び作用が特許文献１のそれらとは全く異なる。

また、特許文献１に記載されたスイッチング電源回路では、スイッチング周波数を低下できないのに対して、実施例１のスイッチング電源回路では、スイッチング周波数を低下できる利点がある。

図７は本発明の実施例２のスイッチング電源回路に設けられる制御回路を示す図である。実施例２のスイッチング電源回路の制御回路１０ａは、直流電源Ｖｉｎの電圧（入力電圧）に応じてスイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御することを特徴とする。

図７に示す実施例２のスイッチング電源回路は、図５に示す実施例１のスイッチング電源回路に対して、直流電源Ｖｉｎを抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２とで分圧した分圧電圧ＶHを入力電圧としてコンパレータ２０の非反転入力端子に入力した点が異なる。

コンパレータ２０は、分圧電圧ＶHが基準電圧Ｖｒｅｆ１未満であるときには（図６の時刻ｔ１〜時刻ｔ２）、Ｌレベルをアンド回路２１に出力する。このため、アンド回路２１は、Ｌレベルをドライバ１９に出力するので、ドライバ１９によりスイッチング素子Ｑ２はオフされる。

これに対して、コンパレータ２０は、分圧電圧ＶHが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上であるときには（図６の時刻ｔ１前、時刻ｔ２後）、Ｈレベルをアンド回路２１に出力する。インバータ１８は、フリップフロップ回路１５からの信号を反転してアンド回路２１に出力する。アンド回路２１は、反転された信号をドライバ１９に出力するので、ドライバ１９によりスイッチング素子Ｑ２はオンオフされる。

このように、実施例２のスイッチング電源回路によれば、直流電源Ｖｉｎの電圧が高いときには、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とからなるアクティブクランプ回路を動作させることによって、充分にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を行い、且つスイッチング周波数も従来のスイッチング電源回路のスイッチング周波数よりも下がるので、効率を向上できる。

図８は本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。図８に示す実施例３のスイッチング電源回路は、図１に示すスイッチング電源回路の直流電源Ｖｉｎに代えて、交流電源Ｖａｃと、整流回路ＲＣ１と、コンデンサＣ４（第３コンデンサ）とを設けたＰＦＣ回路（力率改善回路）であることを特徴する。

交流電源Ｖａｃは、交流電圧を整流回路ＲＣ１に供給する。整流回路ＲＣ１は、交流電源Ｖａｃからの交流電圧を整流する。コンデンサＣ４は、リアクトルＬ１を入力側に励磁するエネルギー即ち、入力側に流れる循環エネルギーの経路を形成するものである。

図９は本発明の実施例３のスイッチング電源回路に設けられる制御回路を示す図である。図９に示す制御回路１０ｂは、図５に示す制御回路１０に対して、さらに、コンデンサＣ４の一端と接地との間に接続された抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２との直列回路と、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２とに接続されたマルチプライヤ１２とを有していることを特徴とする。

マルチプライヤ１２は、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２とで分圧された整流電圧と誤差増幅器１１からの電圧とを乗算して、コンパレータ１６の反転入力端子に出力する。

このような実施例３のスイッチング電源回路によれば、力率を改善するとともに実施例１のスイッチング電源回路の動作と同様に動作し、軽負荷時にはスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とからなるアクティブクランプ回路を動作させることによって、充分にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を行い、且つスイッチング周波数も従来のスイッチング電源回路のスイッチング周波数よりも下がるので、効率を向上できる。

図１０は本発明の実施例４のスイッチング電源回路に設けられる制御回路を示す図である。図１０に示す実施例４のスイッチング電源回路は、図８に示す実施例３のスイッチング電源回路と概略的には同じであるが、制御回路１０ｂに対して、制御回路１０ｃが異なる。

図１０に示す制御回路１０ｃは、図７に示す制御回路１０ａに対して、さらに、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２とに接続されたマルチプライヤ１２を有していることを特徴とする。

このような実施例４のスイッチング電源回路によれば、力率を改善するとともに実施例２のスイッチング電源回路の動作と同様に動作し、交流電源Ｖａｃの交流電圧が高いときには、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とからなるアクティブクランプ回路を動作させることによって、充分にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチング動作を行い、且つスイッチング周波数も従来のスイッチング電源回路のスイッチング周波数よりも下がるので、効率を向上できる。

なお、本発明は、実施例１乃至実施例４のスイッチング電源回路に限定されるものではない。例えば、図５に示す実施例１のスイッチング電源回路の制御回路１０と、図７に示す実施例２のスイッチング電源回路の制御回路１０ａとを組み合わせて用いても良い。また、図９に示すスイッチング電源回路の制御回路１０ｂと、図１０に示すスイッチング電源回路の制御回路１０ｃとを組み合わせて用いても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、力率改善回路やＡＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。

Ｖｉｎ直流電源
Ｖａｃ交流電源
ＲＣ１整流回路
Ｌ１リアクトル
Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子
Ｄ１整流ダイオード
Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ５１〜Ｒ５４抵抗
Ｃ１〜Ｃ４コンデンサ
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ制御回路
１１誤差増幅器
１２マルチプライヤ
１３，１６，２０コンパレータ
１４ワンショットマルチバイブレータ
１５フリップフロップ回路
１７デッドタイム生成回路
１８インバータ
１９ドライバ
２１アンド回路

Claims

直流電源の一端と他端との間に接続され、リアクトルと第１ダイオードと第１コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記リアクトルと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードに並列に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
前記制御回路は、前記第２スイッチング素子のオンオフを、前記直流電源からの電圧及び前記第１コンデンサからの電圧のいずれか一方の電圧又は双方の電圧に応じて制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
前記制御回路は、前記直流電源からの電圧が高入力電圧を示していないとき及び前記第１コンデンサからの電圧が軽負荷を示していないときのいずれか一方のとき又は双方のときにおいては、前記第２スイッチング素子をオフ状態に制御することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
前記直流電源は、交流電源と整流回路と第３コンデンサとから構成され、前記制御回路は、力率を改善する制御を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。