JP6962259B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、入力電圧が印加される昇圧インダクタおよびスイッチ素子の直列回路、並びに昇圧インダクタとスイッチ素子との接続点に接続された同期整流素子を有して入力電圧を出力電圧に変換して出力する電力変換部を備えているスイッチング電源装置に関するものである。
この種のスイッチング電源装置として、下記特許文献１に開示されたスイッチング電源装置（コンバータ）が知られている。このスイッチング電源装置は、ブリッジレストーテムポール力率改善コンバータとして構成されて、ＡＣ入力電圧の極性が正極性のときには、昇圧インダクタ（インダクタ）およびローサイド側スイッチ（ＤＣ出力電圧の低圧側に接続されて、ボディダイオードを有する下部スイッチ）の直列回路にＡＣ入力電圧が印加されて、このローサイド側スイッチがアクティブスイッチ（昇圧インダクタにエネルギーを蓄積させるためのスイッチ）として機能し、昇圧インダクタとローサイド側スイッチとの接続点に接続されたハイサイド側スイッチ（ＤＣ出力電圧の高圧側に接続されて、ボディダイオードを有する上部スイッチ）は同期整流素子（昇圧インダクタにエネルギーを放出させるためのフリーホイーリングスイッチ）として動作する。また、ＡＣ入力電圧の極性が負極性のときには、昇圧インダクタ（インダクタ）およびハイサイド側スイッチの直列回路にＡＣ入力電圧が印加されて、このハイサイド側スイッチがアクティブスイッチとして機能し、昇圧インダクタとハイサイド側スイッチとの接続点に接続されたローサイド側スイッチが同期整流素子として動作する。
また、このスイッチング電源装置では、アクティブスイッチでのゼロ電圧スイッチングが促進されるように、フリーホイーリングスイッチのオン時間Ｔｂがスイッチングサイクルにおけるボルト×秒（ＥＴ積）の平衡関係（｜Ｖａｃ｜×Ｔａ）／（Ｖｏ−｜Ｖａｃ｜）に従って決定される。なお、Ｔａはアクティブスイッチのオン時間であり、｜Ｖａｃ｜は、ＡＣ入力電圧の絶対電圧値であり、ＶｏはＤＣ出力電圧である。また、決定されたオン時間Ｔｂは、次のスイッチングサイクルのために、アクティブスイッチの両端のアクティブスイッチ電圧Ｖｄｓに基づいて調整（増減）される。
一例として、決定された次のスイッチングサイクルのためのフリーホイーリングスイッチのオン時間Ｔｂ（＝｜Ｖａｃ｜×Ｔａ／（Ｖｏ−｜Ｖａｃ｜））は、現在のスイッチングサイクルにおけるフリーホイーリングスイッチのオン時間Ｔｂの終了時点での電圧Ｖｄｓが予め規定された閾値を上回る場合には増加され、アクティブスイッチ電圧が負である場合には減少され、閾値以下でゼロ以上のときには、増加も減少もされずに維持される。このスイッチング電源装置では、このようにしてフリーホイーリングスイッチのオン時間Ｔｂが補正されることにより、オン時間Ｔｂの経過時点での電圧Ｖｄｓが閾値以下でゼロ以上の電圧範囲内に維持される（アクティブスイッチでのゼロ電圧スイッチングが促進される）。
特表２０１７−５０５０９７号公報（第６−１２頁、第１−８図）
ところが、上記した従来のスイッチング電源装置には、以下のような課題が存在している。具体的には、このスイッチング電源装置では、高電圧（出力電圧Ｖｏと同等の電圧）と低電圧（閾値近傍の電圧）との間で変動するローサイド側スイッチ（アクティブスイッチ）の両端の電圧（アクティブスイッチ電圧）について、オン時間Ｔｂの経過時点での電圧値を、遅延なく正確に計測する必要がある。一方、このような計測を正確に行うには、実際には、高耐圧の専用コントローラが必要になり、このような専用コントローラは通常高価である。したがって、このスイッチング電源装置には、装置コストが上昇するという課題が存在している。また、このスイッチング電源装置では、アクティブスイッチをオンさせる前にそのドレイン−ソース間の静電容量を完全に放電させるようにするため、インダクタ電流が逆流した後もフリーホイーリングスイッチをオンにする制御を行っている。しかしながら、インダクタ電流の逆流は昇圧インダクタの起電力がゼロになった以降（エネルギーの放出完了後）に生じるものであることから、インダクタ電流が逆流した後もフリーホイーリングスイッチをオンにする制御を行う構成を採用するこのスイッチング電源装置には、ドレイン−ソース間の静電容量の放電による電流以外に、出力側から入力側に向かう電流がインダクタ電流として逆流することに起因して、損失が発生するという課題が存在する。このため、フリーホイーリングスイッチのオン時間をより適切に補正することが求められている。
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、スイッチ（ＦＥＴなどのスイッチ素子）の両端の電圧の計測を回避しつつ、フリーホイーリングスイッチ（同期整流素子）のオン時間を適切に補正し得るスイッチング電源装置を提供することを主目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力電圧Ｖｉが印加される昇圧インダクタおよびスイッチ素子の直列回路、並びに当該昇圧インダクタと当該スイッチ素子との接続点に接続された同期整流素子を有して、前記入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換して出力する電力変換部と、前記昇圧インダクタに磁気結合されると共に当該昇圧インダクタの両端間電圧に比例して電圧値が変化するゼロ電流検出信号を出力する検出巻線を有して、当該昇圧インダクタに流れるインダクタ電流がゼロになるゼロタイミングを検出するゼロ電流検出部と、前記ゼロタイミングに基づいて前記スイッチ素子をオン状態に移行させて前記昇圧インダクタにエネルギーを蓄積させ、次いで当該スイッチ素子をオン状態からオフ状態に移行させた後に前記同期整流素子を同期整流状態に移行させて前記昇圧インダクタから前記エネルギーを放出させることで前記電力変換部に前記出力電圧Ｖｏを出力させるオン・オフ制御処理を実行する制御部とを備えているスイッチング電源装置であって、前記入力電圧Ｖｉおよび前記出力電圧Ｖｏを測定する電圧測定部を備え、前記制御部は、前記スイッチ素子をオン状態に移行させている第１オン期間Ｔ１を計測する第１計測処理、前記同期整流素子を同期整流状態に移行させている第２オン期間Ｔ２に対する補正時間をＴｃとしたときに、当該第２オン期間Ｔ２を下記の式から算出する第２オン期間算出処理、当該第２オン期間算出処理で算出された前記第２オン期間Ｔ２だけ前記同期整流素子を同期整流状態に移行させる前記オン・オフ制御処理、前記第２オン期間Ｔ２の終了時点から前記第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間を計測する第２計測処理、および当該第２計測処理で計測された前記経過時間が予め規定された目標時間となるように前記補正時間Ｔｃを変更する補正時間変更処理を実行することにより、前記ゼロタイミングに先んじて前記第２オン期間Ｔ２を終了させる。
Ｔ２＝Ｔ１×｜Ｖｉ｜／（Ｖｏ−｜Ｖｉ｜）−Ｔｃ。
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、昇圧インダクタとスイッチ素子との接続点の電圧（スイッチ素子の両端間の電圧。スイッチ素子がＦＥＴのときにはドレイン−ソース間電圧）の計測を回避しつつ、同期整流素子をＯＮ状態にする期間の長さを適切に補正して、インダクタ電流がゼロになるタイミング以降においても同期整流素子がＯＮ状態に維持されている場合に生じる負方向（出力側から入力側に向かう方向）へのインダクタ電流の増加を確実に回避することができる。
ブリッジレストーテムポール力率改善コンバータ１の構成図である。 図１のゼロ電流検出部１３の回路図である。 ゼロ電流検出部１３およびコンバータ１の各動作を説明するための波形図である。 交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときの各スイッチ素子５ａ，５ｂに対する制御動作を説明するための波形図である。 交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときの各スイッチ素子５ａ，５ｂに対する制御動作を説明するための波形図である。
以下、スイッチング電源装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。本例では、スイッチング電源装置の一例として、ブリッジレストーテムポール力率改善コンバータを例に挙げて説明する。
最初に、ブリッジレストーテムポール力率改善コンバータ１（以下、単に「コンバータ１」ともいう）の構成について図面を参照して説明する。
コンバータ１は、図１に示すように、一対の入力端子２ａ，２ｂ（特に区別しないときには、「入力端子２」ともいう）、一対の出力端子３ａ，３ｂ（特に区別しないときには、「出力端子３」ともいう）、昇圧インダクタ４、スイッチ回路部５、２つの整流素子６，７、平滑コンデンサ８、入力電圧検出部９、極性検出部１０、電流検出部１１、目標電流信号生成部１２、ゼロ電流検出部１３、および駆動信号生成部１４を備え、電流臨界モードで動作して、入力端子２間に入力される入力電圧Ｖｉ（本例では、交流入力電圧Ｖａｃ（５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの商用周波数のＡＣ１００Ｖなどの交流電圧））を出力電圧Ｖｏ（本例では、直流出力電圧Ｖｄｃ（交流入力電圧Ｖａｃの最大値を超える電圧））に変換して出力端子３間から出力するように構成されている。この場合、直流出力電圧Ｖｄｃは、一対の出力端子３ａ，３ｂのうちの他方の出力端子３ｂの電位（基準電位（本例では一例として、グランドＧの電位（ゼロ電圧））を基準として一方の出力端子３ａが正電位となる状態で、かつ一対の出力端子３ａ，３ｂ間に接続された平滑コンデンサ８で平滑された状態で、出力端子３ａ，３ｂ間から出力される。本例では一例として、交流入力電圧ＶａｃはＡＣ１００Ｖであり、直流出力電圧ＶｄｃはＤＣ４００Ｖであるものとして説明する。なお、本例では、理解の容易のため、入力電圧Ｖｉ、交流入力電圧Ｖａｃ、出力電圧Ｖｏおよび直流出力電圧Ｖｄｃは、信号の名称を示すものであると共に、その電圧値についても示すものであるとする。
具体的には、昇圧インダクタ４は、一例として、磁気コアおよび磁気コアに巻回されたコイルで構成されて、一対の入力端子２のうちの一方の入力端子（本例では一例として入力端子２ａ）とスイッチ回路部５とを接続する電力ラインＬａ、および一対の入力端子２のうちの他方の入力端子（本例では一例として入力端子２ｂ）と２つの整流素子６，７とを接続する電力ラインＬｂのうちの少なくとも一方に挿入接続されている。本例では一例として、電力ラインＬａにのみ挿入接続されているが、この構成に限定されず、例えば、電力ラインＬｂにのみ挿入接続する構成や、電力ラインＬａ，Ｌｂのそれぞれに挿入接続する構成を採用することもできる。
スイッチ回路部５は、トーテムポール接続された一対のスイッチ素子５ａ，５ｂで構成されて、一対の出力端子３間に接続されている。本例では一例として、スイッチ素子５ａ，５ｂは、ボディダイオードを内蔵するｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor。以下、単にＦＥＴともいう）で構成されて、ハイサイドのスイッチ素子５ａのソース端子とローサイドのスイッチ素子５ｂのドレイン端子とが接続点Ａで接続され、ハイサイドのスイッチ素子５ａのドレイン端子が高電位側の出力端子３ａに接続され、かつローサイドのスイッチ素子５ｂのソース端子がゼロ電圧となる出力端子３ｂに接続されている。なお、スイッチ素子５ａ，５ｂは、ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはバイポーラトランジスタで構成することもできる。
また、各スイッチ素子５ａ，５ｂについては、ハイサイドのスイッチ素子５ａは駆動信号生成部１４から供給される駆動信号Ｓ９ａにより、またローサイドのスイッチ素子５ｂは駆動信号生成部１４から供給される駆動信号Ｓ９ｂにより、交互にＯＮ・ＯＦＦ動作（スイッチング動作）するように駆動される。
これにより、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合において、スイッチ素子５ｂ（背景技術で説明したコンバータにおけるアクティブスイッチとして機能するスイッチ素子）がＯＮ状態のときには、昇圧インダクタ４にエネルギーを蓄積するため、昇圧インダクタ４には、等価的にグランドＧの電位（ゼロ電圧）になる接続点Ａ側の端部の電圧を基準として、入力端子２ａ側の端部が高電位となる両端間電圧ＶＬ（＋｜Ｖａｃ｜＝１４１Ｖ。この方向（図１に示す方向）あるいはこの極性の場合を正（＋）方向とする電圧）が印加されて、入力端子２ａからＯＮ状態のスイッチ素子５ｂを経由して入力端子２ｂに向かう漸増するインダクタ電流ＩＬ（この方向（図１における矢印方向）に流れる場合を正（＋）方向とする）が流れる。一方、スイッチ素子５ｂがＯＦＦ状態のときには、昇圧インダクタ４からエネルギーが放出されるため、昇圧インダクタ４には、等価的に直流出力電位（Ｖｄｃ）になる接続点Ａ側の端部の電圧を基準として、入力端子２ａ側の端部が低電位となる両端間電圧ＶＬ（−（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）。この方向あるいはこの極性の場合を負（−）方向とする電圧）が発生すると共に、入力端子２ａからスイッチ素子５ａ（背景技術で説明したコンバータにおけるフリーホイーリングスイッチとして機能するスイッチ素子であり、スイッチ素子５ａがボディダイオードを内蔵するｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチ素子５ａがＯＮ状態（同期整流素子として機能している状態）のときにはスイッチ素子５ａ自体、スイッチ素子５ａがＯＦＦ状態のときにはボディダイオード）を経由して出力端子３ａに向かう漸減するインダクタ電流ＩＬ（正（＋）方向の電流）が流れる。このインダクタ電流ＩＬは、昇圧インダクタ４からのエネルギーの放出が完了した時点でゼロになる。また、この時点では、昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬは、接続点Ａ側の端部の電位が電圧Ｖｄｃ（スイッチ素子５ｂの出力容量の充電電圧）であることから、電圧（−（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜））となっているが、その直後に、スイッチ素子５ｂの出力容量の放電、およびスイッチ素子５ａの出力容量の充電に伴い急速に正（＋）方向に向かって上昇する。また、スイッチ素子５ｂの出力容量の放電に伴う電流、およびスイッチ素子５ａの出力容量の充電に伴う電流が、インダクタ電流ＩＬとして昇圧インダクタ４に逆向き（負（−）方向）に流れる。したがって、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときに、昇圧インダクタ４に流れているインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングは、昇圧インダクタ４のこの両端間電圧ＶＬの立ち上がりのタイミング（立ち上がりエッジ、すなわち後述するゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち上がりエッジ）と同期したものとなっている。
また、交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合において、アクティブスイッチとして機能するスイッチ素子５ａがＯＮ状態のときには、昇圧インダクタ４にエネルギーを蓄積するため、昇圧インダクタ４には、等価的に直流出力電位（Ｖｄｃ）になる接続点Ａ側の端部の電圧を基準として、入力端子２ａ側の端部が低電位となる負（−）方向の両端間電圧ＶＬ（−｜Ｖａｃ｜）が印加されて、入力端子２ｂからＯＮ状態のスイッチ素子５ａを経由して入力端子２ａに向かう漸増するインダクタ電流ＩＬ（負（−）方向の電流）が流れる。一方、スイッチ素子５ａがＯＦＦ状態のときには、昇圧インダクタ４からエネルギーが放出されるため、昇圧インダクタ４には、等価的にグランドＧの電位（ゼロ電圧）になる接続点Ａ側の端部の電圧を基準として、入力端子２ａ側の端部が高電位となる両端間電圧ＶＬ（＋（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）、正（＋）方向の電圧）が発生すると共に、出力端子３ｂからフリーホイーリングスイッチとして機能するスイッチ素子５ｂ（スイッチ素子５ｂがボディダイオードを内蔵するｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチ素子５ｂがＯＮ状態（同期整流素子として機能している状態）のときにはスイッチ素子５ｂ自体、スイッチ素子５ｂがＯＦＦ状態のときにはボディダイオード）を経由して入力端子２ａに向う漸減するインダクタ電流ＩＬ（負（−）方向の電流）が流れる。このインダクタ電流ＩＬは、昇圧インダクタ４からのエネルギーの放出が完了した時点でゼロになる。また、この時点では、昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬは、接続点Ａ側の端部の電圧が等価的にグランドＧの電位（ゼロ電圧）であることから、電圧（＋（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜））となっているが、その直後に、スイッチ素子５ａの出力容量の放電、およびスイッチ素子５ｂの出力容量の充電に伴い急速に負（−）方向に向かって低下する。また、スイッチ素子５ａの出力容量の放電に伴う電流、およびスイッチ素子５ｂの出力容量の充電に伴う電流が、インダクタ電流ＩＬとして昇圧インダクタ４に逆向き（正（＋）方向）に流れる。したがって、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときに、昇圧インダクタ４に流れているインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングは、昇圧インダクタ４のこの両端間電圧ＶＬの立ち下がりのタイミング（立ち下がりエッジ、すなわち後述するゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち下がりエッジ）と同期したものとなっている。
２つの整流素子６，７は、順方向を揃えて互いに直列接続されると共に、スイッチ回路部５に並列接続されている。本例では一例として、各整流素子６，７は、ボディダイオードを内蔵するｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されて、整流素子６，７全体での電流出力端部（整流素子６を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン端子）が出力端子３ａに接続され、かつ整流素子６，７全体での電流入力端部（整流素子７を構成するＭＯＳＦＥＴのソース端子）が出力端子３ｂに接続されることで、スイッチ回路部５に並列接続されている。また、整流素子６（以下、ＦＥＴ６ともいう）は、駆動信号生成部１４から供給される駆動信号Ｓ９ｃにより、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の期間において常にＯＦＦ状態に駆動され、かつ交流入力電圧Ｖａｃが負極性の期間において常にＯＮ状態に駆動される。また、整流素子７（以下、ＦＥＴ７ともいう）は、駆動信号生成部１４から供給される駆動信号Ｓ９ｄにより、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の期間において常にＯＮ状態に駆動され、かつ交流入力電圧Ｖａｃが負極性の期間において常にＯＦＦ状態に駆動される。なお、各整流素子６，７は、ＭＯＳＦＥＴに代えて、図１に示すＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと同じ極性で直列接続されたダイオードで構成することもできる。平滑コンデンサ８は、例えば電解コンデンサで構成されている。
本例のコンバータ１では、上記した昇圧インダクタ４、スイッチ素子５ａ，５ｂ、ＦＥＴ６，７および平滑コンデンサ８により、トーテムポール型の電力変換部（入力電圧Ｖｉとしての交流入力電圧Ｖａｃを、出力電圧Ｖｏとしての直流出力電圧Ｖｄｃに変換して出力する変換部）が構成される。また、この電力変換部では、上記したように、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合においては、昇圧インダクタ４およびスイッチ素子５ｂの直列回路に交流入力電圧Ｖａｃが印加され、昇圧インダクタ４とスイッチ素子５ｂの接続点Ａに同期整流素子として機能するスイッチ素子５ａが接続される構成となり、交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合においては、昇圧インダクタ４およびスイッチ素子５ａの直列回路に交流入力電圧Ｖａｃが印加され、昇圧インダクタ４とスイッチ素子５ｂの接続点Ａに同期整流素子として機能するスイッチ素子５ｂが接続される構成となる。
入力電圧検出部９は、例えば、正と負の補助電源から出力される正と負の電源電圧で動作する演算増幅器で構成されて、交流入力電圧Ｖａｃを入力すると共に、予め規定された増幅率（後段の回路で処理し得る電圧まで低減すべく、１未満の増幅率）で増幅して、グランドＧの電位（ゼロ電圧）を基準とする交流電圧信号Ｓ１（つまり、交流入力電圧Ｖａｃと同期し、かつ同極性の正弦波信号）に変換して出力する。
極性検出部１０は、例えば、交流電圧信号Ｓ１とグランドＧの電位（ゼロ電圧）とを比較するコンパレータで構成されて、交流電圧信号Ｓ１の極性を示す極性信号Ｓ２（例えば、図１，３に示すように、交流電圧信号Ｓ１が正極性であることを示す極性信号Ｓ２ａ、および交流電圧信号Ｓ１が負極性であることを示す極性信号Ｓ２ｂ）を出力する。電流検出部１１は、ホール素子やカレントトランスを用いて構成されて、電力ラインＬａ，Ｌｂの一方に配設されている。また、電流検出部１１は、昇圧インダクタ４に流れるインダクタ電流ＩＬを検出して、インダクタ電流ＩＬの電流値に比例して電圧値が変化し、かつインダクタ電流ＩＬの極性に応じて極性が変化する電流検出信号Ｓ３を出力する。
目標電流信号生成部１２は、一例として図１に示すように、出力電圧検出部１２ａ、誤差積分部１２ｂおよび乗算部１２ｃを備えて構成されている。この場合、出力電圧検出部１２ａは、例えば分圧抵抗回路で構成されて、直流出力電圧Ｖｄｃに比例して電圧値が変化する電圧検出信号Ｓ４（後段の回路で処理し得る電圧まで低減され、かつグランドＧの電位（ゼロ電圧）を基準とする信号）を出力する。誤差積分部１２ｂは、例えば、演算増幅器を利用した積分回路で構成されて、電圧検出信号Ｓ４と、直流出力電圧Ｖｄｃについての目標電圧を示す目標基準電圧Ｖｒ１との差分（誤差）を積分して、誤差積分信号Ｓ５を出力する。乗算部１２ｃは、誤差積分信号Ｓ５と交流電圧信号Ｓ１とを入力して乗算することにより、目標電流信号Ｓ６を生成して出力する。このようにして生成される目標電流信号Ｓ６は、図３に示すように、昇圧インダクタ４に流す三角波状のインダクタ電流ＩＬを示す電流検出信号Ｓ３におけるピーク電流値Ｐの包絡線が描くべき正弦波状の信号となる。
なお、上記説明では、目標電流信号生成部１２において、交流電圧信号Ｓ１、目標電流信号Ｓ６および電流検出信号Ｓ３について、グランドＧの電位（ゼロ電圧）を基準として、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の期間は、正の交流電圧信号Ｓ１、目標電流信号Ｓ６および電流検出信号Ｓ３の各信号を演算し、交流入力電圧Ｖａｃが負極性の期間は、負の交流電圧信号Ｓ１、目標電流信号Ｓ６および電流検出信号Ｓ３の各信号を演算する構成を採用しているが、この構成に代えて、交流電圧信号Ｓ１、目標電流信号Ｓ６、および電流検出信号Ｓ３のそれぞれについて全期間に亘り正のオフセット電圧を重畳して（つまり、各信号を直流信号にして）演算する構成にもできる。また、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の期間は、交流電圧信号Ｓ１、目標電流信号Ｓ６および電流検出信号Ｓ３の各符号はそのままの状態として演算し、かつ交流入力電圧Ｖａｃが負極性の期間は、交流電圧信号Ｓ１、目標電流信号Ｓ６および電流検出信号Ｓ３の各符号を反転して（正極性の信号として）演算する構成を採用することもできる。このような構成を採用することで、ゼロ電流検出部１３を含む全ての制御回路について、基準電位（例えばゼロ電圧）を基準とする正の電源電圧のみで動作する構成（片電源で動作する構成）とすることができる（より簡易な電源構成とすることができる）。
ゼロ電流検出部１３は、図１，２に示すように、１つの検出巻線２１、抵抗２２、クランプ部２３およびパルス出力部２４を備えている。検出巻線２１は、昇圧インダクタ４に磁気結合されると共に、一端が基準電位としてのグランドＧの電位（ゼロ電圧）に直接接続されて、他端に昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬに比例して電圧値が変化するゼロ電流検出信号Ｓ７を発生させる。本例では一例として、検出巻線２１は、昇圧インダクタ４の磁芯に、昇圧インダクタ４を構成する巻線と共に図１に示す極性で巻回されているものとし、そのターン数は昇圧インダクタ４を構成する巻線のターン数のｋ分の１（ｋは、１を超える値（整数に限定されない）。例えば、１０）に規定されているものとする。抵抗２２は、一端が検出巻線２１の他端に接続されている。
クランプ部２３は、抵抗２２を介して入力されるゼロ電流検出信号Ｓ７を、２種のクランプ電圧（基準電位と正の定電圧）でクランプして矩形信号Ｓ８に変換して出力する。具体的には、クランプ部２３は、図２に示すように、順方向を揃えて互いに直列接続された２つのダイオード２３ａ，２３ｂで構成されると共に、２つのダイオード２３ａ，２３ｂの接続点が抵抗２２の他端に接続されている。また、ダイオード２３ａ，２３ｂ全体としての電流入力端部（本例では、ダイオード２３ｂのアノード端子）が基準電位としてのグランドＧの電位（下限電圧としてのゼロ電圧）に接続され、かつ全体としての電流出力端部（本例では、ダイオード２３ａのカソード端子）が正の定電圧（本例では一例として、上限電圧として正の補助電源から出力される正の電源電圧Ｖｃｃ。約３Ｖ〜５Ｖ程度の定電圧）に接続されている。この構成により、クランプ部２３は、理解の容易のためダイオード２３ａ，２３ｂの順方向電圧を無視し得るもの（ゼロボルト）とすると、ゼロ電流検出信号Ｓ７の最小電圧を一方のクランプ電圧としてのゼロ電圧（ゼロボルト）にクランプし、かつ最大電圧を他方のクランプ電圧としての正の電源電圧Ｖｃｃにクランプして、矩形信号Ｓ８を出力する。
パルス出力部２４は、基準電位としてのゼロ電圧と正の定電圧との間（クランプ部２３での上記の２種のクランプ電圧間（上限電圧と下限電圧との間））に規定された比較電圧Ｖｒ２と矩形信号Ｓ８とを比較するコンパレータを有して、立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのうちの一方のエッジが昇圧インダクタ４に流れるインダクタ電流ＩＬがゼロとなるタイミングに同期する検出パルスを出力する。本例では一例として、パルス出力部２４は、図２に示すように、グランドＧの電位（ゼロ電圧）を基準とした正の電源電圧Ｖｃｃで動作する（つまり、正の補助電源の片電源で動作する）第１コンパレータ２４ａおよび第２コンパレータ２４ｂの２つのコンパレータを有して構成されている。また、第１コンパレータ２４ａは、その正入力端子に比較電圧Ｖｒ２が入力され、その負入力端子に矩形信号Ｓ８が入力されている。また、第２コンパレータ２４ｂは、その正入力端子に矩形信号Ｓ８が入力され、その負入力端子に比較電圧Ｖｒ２が入力されている。
この構成により、パルス出力部２４では、第１コンパレータ２４ａが、矩形信号Ｓ８を比較電圧Ｖｒ２と比較することにより、矩形信号Ｓ８が比較電圧Ｖｒ２を下回るときにハイレベル（正の電源電圧Ｖｃｃ）となり、矩形信号Ｓ８が比較電圧Ｖｒ２を上回るときにローレベル（ゼロボルト）となる検出パルス（第１検出パルスＳｚ１）を出力する。この第１検出パルスＳｚ１は、矩形信号Ｓ８と、さらにはゼロ電流検出信号Ｓ７および両端間電圧ＶＬと逆位相のパルス信号（一方の立ち上がりエッジが他方の立ち下がりエッジと実質的に一致し、一方の立ち下がりエッジが他方の立ち上がりエッジと実質的に一致する信号）であることから、第１検出パルスＳｚ１の立ち下がりエッジは、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合において、両端間電圧ＶＬの立ち上がりのタイミング、つまり昇圧インダクタ４に流れているインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング（ゼロタイミング）と同期したものとなっている。
また、第２コンパレータ２４ｂは、矩形信号Ｓ８を比較電圧Ｖｒ２と比較することにより、矩形信号Ｓ８が比較電圧Ｖｒ２を下回るときにローレベルとなり、矩形信号Ｓ８が比較電圧Ｖｒ２を上回るときにハイレベルとなる検出パルス（第２検出パルスＳｚ２）を出力する。この第２検出パルスＳｚ２は、矩形信号Ｓ８と、さらにはゼロ電流検出信号Ｓ７および両端間電圧ＶＬと同位相のパルス信号（互いの立ち上がりエッジが実質的に一致し、互いの立ち下がりエッジが実質的に一致する信号）であることから、第２検出パルスＳｚ２の立ち下がりエッジは、交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合において、両端間電圧ＶＬの立ち下がりのタイミング、つまり昇圧インダクタ４に流れているインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング（ゼロタイミング）と同期したものとなっている。
駆動信号生成部１４は、例えば、ＤＳＰやＣＰＵなどを有して制御部として構成されて、第１検出パルスＳｚ１、第２検出パルスＳｚ２、電流検出信号Ｓ３、極性信号Ｓ２および目標電流信号Ｓ６に基づいて、スイッチ素子５ａをＯＮ・ＯＦＦ駆動するための駆動信号Ｓ９ａ（スイッチ素子５ａを構成するＦＥＴのゲート・ソース端子間に印加される信号）、スイッチ素子５ｂをＯＮ・ＯＦＦ駆動するための駆動信号Ｓ９ｂ（スイッチ素子５ｂを構成するＦＥＴのゲート・ソース端子間に印加される信号）、ＦＥＴ６をＯＮ・ＯＦＦ駆動するための駆動信号Ｓ９ｃ（ＦＥＴ６のゲート・ソース端子間に印加される信号）、およびＦＥＴ７をＯＮ・ＯＦＦ駆動するための駆動信号Ｓ９ｄ（ＦＥＴ７のゲート・ソース端子間に印加される信号）を生成して出力するオン・オフ制御処理を実行する。
この場合、駆動信号生成部１４は、各スイッチ素子５ａ，５ｂを含む電力変換部を電流臨界モードで動作させるため、極性信号Ｓ２に基づいて交流入力電圧Ｖａｃの極性を判別しつつ、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のとき（極性信号Ｓ２ａが出力されているとき）には、図３に示すようにローレベルの駆動信号Ｓ９ｃおよびハイレベルの駆動信号Ｓ９ｄを生成して出力することにより、ＦＥＴ６を常にＯＦＦ状態に、ＦＥＴ７を常にＯＮ状態に維持する。また、駆動信号生成部１４は、図３，４に示すように、第１検出パルスＳｚ１の立ち下がりエッジに同期してローレベルからハイレベルに移行させ、その後、電流検出信号Ｓ３のレベルが目標電流信号Ｓ６に達したとき（つまり、電流検出信号Ｓ３で示されるインダクタ電流ＩＬの電流値が目標電流信号Ｓ６で示される目標電流値に達したとき）にハイレベルからローレベルに移行させるという動作を繰り返すことで、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときにアクティブスイッチとして機能するスイッチ素子５ｂに対する駆動信号Ｓ９ｂを生成して出力する。また、駆動信号生成部１４は、駆動信号Ｓ９ｂのハイレベルからローレベルへの移行に同期して（駆動信号Ｓ９ｂとの間にデッドタイムを設けた状態で同期して）、ローレベルからハイレベルに移行させ、その後、図４に示すように、後述するようにして算出された第２オン期間Ｔ２が経過した時点でハイレベルからローレベルに移行させるという動作を繰り返すことで、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときにフリーホイーリングスイッチとして機能するスイッチ素子５ａに対する駆動信号Ｓ９ａを生成して出力する。なお、図４における各駆動信号Ｓ９ａ，Ｓ９ｂ波形中の「ＯＮ」，「ＯＦＦ」は、対応するスイッチ素子５ａ，５ｂのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。
また、駆動信号生成部１４は、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のとき（極性信号Ｓ２ｂが出力されているとき）には、図３に示すようにハイレベルの駆動信号Ｓ９ｃおよびローレベルの駆動信号Ｓ９ｄを生成して出力することにより、ＦＥＴ６を常にＯＮ状態に、ＦＥＴ７を常にＯＦＦ状態に維持する。また、駆動信号生成部１４は、図３，５に示すように、第２検出パルスＳｚ２の立ち下がりエッジに同期してローレベルからハイレベルに移行させ、その後、電流検出信号Ｓ３のレベルが目標電流信号Ｓ６に達したとき（つまり、電流検出信号Ｓ３で示されるインダクタ電流ＩＬの電流値が目標電流信号Ｓ６で示される目標電流値に達したとき）にハイレベルからローレベルに移行させるという動作を繰り返すことで、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときにアクティブスイッチとして機能するスイッチ素子５ａに対する駆動信号Ｓ９ａを生成して出力する。また、駆動信号生成部１４は、駆動信号Ｓ９ａのハイレベルからローレベルへの移行に同期して（駆動信号Ｓ９ａとの間にデッドタイムを設けた状態で同期して）、ローレベルからハイレベルに移行させ、その後、図５に示すように、後述するようにして算出された第２オン期間Ｔ２が経過した時点でハイレベルからローレベルに移行させるという動作を繰り返すことで、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときにフリーホイーリングスイッチとして機能するスイッチ素子５ｂに対する駆動信号Ｓ９ｂを生成して出力する。なお、図５における各駆動信号Ｓ９ａ，Ｓ９ｂ波形中の「ＯＮ」，「ＯＦＦ」は、対応するスイッチ素子５ａ，５ｂのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。
また、駆動信号生成部１４は、電圧測定部として機能して、入力電圧検出部９から出力される交流電圧信号Ｓ１に基づいて交流入力電圧｜Ｖａｃ｜を測定すると共に、出力電圧検出部１２ａから出力される電圧検出信号Ｓ４に基づいて直流出力電圧Ｖｄｃを測定する。また、駆動信号生成部１４は、アクティブスイッチとして機能するスイッチ素子（交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合にはスイッチ素子５ｂ、負極性の場合にはスイッチ素子５ａ）をＯＮ（オン）状態に移行させている第１オン期間Ｔ１を計測する第１計測処理、フリーホイーリングスイッチとして機能する同期整流素子（交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合にはスイッチ素子５ａ、負極性の場合にはスイッチ素子５ｂ）を同期整流状態に移行させている第２オン期間Ｔ２を下記の式（１）から算出する第２オン期間算出処理、第２オン期間Ｔ２の終了時点から第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間Ｔｄ２を計測する第２計測処理、および第２計測処理で計測された経過時間Ｔｄ２が予め規定された目標時間Ｔｔｇ（固定時間）となるように式（１）において使用される補正時間Ｔｃを後述の式（２）から算出して変更する補正時間変更処理を実行する。
Ｔ２＝Ｔ１×｜Ｖａｃ｜／（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）−Ｔｃ ・・・ （１）
なお、Ｔｃは、第２オン期間Ｔ２に対する補正時間である。
次いで、コンバータ１の動作について、添付図面を参照して説明する。
このコンバータ１では、上記したように、入力電圧検出部９が、一対の入力端子２間に入力されている交流入力電圧Ｖａｃを入力して、図３に示すように、グランドＧの電位（ゼロ電圧）を基準とする交流電圧信号Ｓ１に変換して出力する。また、極性検出部１０が、この交流電圧信号Ｓ１に基づいて、図３に示すように、交流電圧信号Ｓ１の極性（つまり、交流入力電圧Ｖａｃの極性）を示す極性信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂを出力する。
また、各ＦＥＴ６，７が駆動信号生成部１４から出力される駆動信号Ｓ９ｃ，Ｓ９ｄに基づいて交流入力電圧Ｖａｃの周期に同期して交互にＯＮ・ＯＦＦ動作すると共に、各スイッチ素子５ａ，５ｂが駆動信号生成部１４から出力される駆動信号Ｓ９ａ，Ｓ９ｂに基づいてＯＮ・ＯＦＦ動作する（電流臨界モードで動作する）ことにより、入力端子２間に入力される交流入力電圧Ｖａｃを直流出力電圧Ｖｄｃに変換して出力端子３間から出力する。
また、電流検出部１１は、昇圧インダクタ４に流れるインダクタ電流ＩＬの電流値に比例して電圧値が変化し、かつインダクタ電流ＩＬの極性に応じて極性が変化する電流検出信号Ｓ３を出力する。また、目標電流信号生成部１２は、上記したように、直流出力電圧Ｖｄｃ、目標基準電圧Ｖｒ１および交流電圧信号Ｓ１に基づいて、図３に示すように、昇圧インダクタ４に流す三角波状のインダクタ電流ＩＬを示す電流検出信号Ｓ３におけるピーク電流値Ｐが描くべき正弦波状の目標電流信号Ｓ６を生成して出力する。
また、ゼロ電流検出部１３は、検出巻線２１で検出される昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬに比例した電圧（具体的には、検出巻線２１から出力されるゼロ電流検出信号Ｓ７）に基づいて、第１検出パルスＳｚ１および第２検出パルスＳｚ２を生成して出力する。この場合、ゼロ電流検出部１３は、後述するように、第１検出パルスＳｚ１については、その立ち下がりエッジが交流入力電圧Ｖａｃの正極性の期間においてインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングと同期するパルス信号として出力し、第２検出パルスＳｚ２については、その立ち下がりエッジが交流入力電圧Ｖａｃの負極性の期間においてインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングと同期するパルス信号として出力する。
駆動信号生成部１４は、各極性信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂに基づいて交流入力電圧Ｖａｃの極性を判別しつつ、駆動信号Ｓ９ｃ，Ｓ９ｄを生成して各ＦＥＴ６，７を交流入力電圧Ｖａｃの周期に同期して交互にＯＮ・ＯＦＦ駆動しながら、詳細な動作については後述するが、交流電圧信号Ｓ１、各検出パルスＳｚ１，Ｓｚ２、電流検出信号Ｓ３、電圧検出信号Ｓ４および目標電流信号Ｓ６に基づいて駆動信号Ｓ９ａ，Ｓ９ｂを生成して、対応するスイッチ素子５ａ，５ｂに出力してＯＮ・ＯＦＦ駆動することにより、各スイッチ素子５ａ，５ｂを含む電力変換部を電流臨界モードで動作させて、交流入力電圧Ｖａｃを直流出力電圧Ｖｄｃに変換させて出力させる。
続いて、ゼロ電流検出部１３および駆動信号生成部１４の各動作について詳細に説明する。最初に、ゼロ電流検出部１３の動作について詳細に説明する。
上記したように、昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬは、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合においては、正極性でのアクティブスイッチ（スイッチ素子５ｂ）がＯＮ状態のときに、接続点Ａ側の端部に対して入力端子２ａ側の端部が交流入力電圧｜Ｖａｃ｜だけ高電位となり、スイッチ素子５ｂがＯＦＦ状態のときに、入力端子２ａ側の端部に対して接続点Ａ側の端部が電圧（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）だけ高電位となるように変化する。また、昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬは、交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合においては、負極性でのアクティブスイッチ（スイッチ素子５ａ）がＯＮ状態のときに、入力端子２ａ側の端部に対して接続点Ａ側の端部が交流入力電圧｜Ｖａｃ｜だけ高電位となり、スイッチ素子５ａがＯＦＦ状態のときに、接続点Ａ側の端部に対して入力端子２ａ側の端部が電圧（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）だけ高電位となるように変化する。
このため、この昇圧インダクタ４に対して図１に示す極性で形成された検出巻線２１の他端には、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合（この期間では、スイッチ素子５ａはＯＦＦ状態）においては、スイッチ素子５ｂがＯＮ状態のときに電圧（｜Ｖａｃ｜／ｋ。ゼロ電圧（グランドＧの電位：基準電位）を基準としてこの方向が正（＋）方向）となり、スイッチ素子５ｂがＯＦＦ状態のときに電圧（−（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／ｋ。ゼロ電圧（グランドＧの電位：基準電位）を基準としてこの方向が負（−）方向）となり、また交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合（この期間では、スイッチ素子５ｂはＯＦＦ状態）においては、スイッチ素子５ａがＯＮ状態のときに電圧（−｜Ｖａｃ｜／ｋ）となり、スイッチ素子５ａがＯＦＦ状態のときに電圧（（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／ｋ）となる図３に示すような矩形波状のゼロ電流検出信号Ｓ７が発生する。
この場合、交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合においては、上記したように、昇圧インダクタ４に流れているインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングは、スイッチ素子５ｂがＯＦＦ状態のときの昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬ（接続点Ａ側の端部の電圧を基準として入力端子２ａ側の端部が低電位となる電圧）の立ち下がりのタイミング（立ち下がりエッジ）と同期したものとなっていることから、ゼロ電流検出信号Ｓ７が電圧−（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／ｋから立ち上がるタイミング（ゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち上がりエッジ）とも同期したものとなっている。また、交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合においては、上記したように、昇圧インダクタ４に流れているインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングは、スイッチ素子５ａがＯＦＦ状態のときの昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬ（接続点Ａ側の端部の電圧を基準として入力端子２ａ側の端部が高電位となる電圧）の立ち下がりのタイミング（立ち下がりエッジ）と同期したものとなっていることから、ゼロ電流検出信号Ｓ７が電圧（＋（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／ｋ）から立ち下がるタイミング（ゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち下がりエッジ）とも同期したものとなっている。
クランプ部２３は、このゼロ電流検出信号Ｓ７を２種のクランプ電圧（ゼロ電圧と正の電源電圧Ｖｃｃ）でクランプして、最大電圧が正の電源電圧Ｖｃｃで、かつ最小電圧がゼロ電圧の矩形信号Ｓ８に変換して出力する。この矩形信号Ｓ８は、ゼロ電流検出信号Ｓ７の電圧レベルを単に変換しただけの信号であることから、図３に示すように、その立ち上がりエッジはゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち上がりエッジに同期し、かつその立ち下がりエッジはゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち下がりエッジに同期した信号である。
パルス出力部２４では、第１コンパレータ２４ａが、この矩形信号Ｓ８と比較電圧Ｖｒ２とを比較して、図３に示すように、その立ち下がりエッジが矩形信号Ｓ８の立ち上がりエッジに同期し、かつその立ち上がりエッジが矩形信号Ｓ８の立ち下がりエッジに同期した第１検出パルスＳｚ１（矩形信号Ｓ８と逆位相のパルス信号）を出力する。また、第２コンパレータ２４ｂが、この矩形信号Ｓ８と比較電圧Ｖｒ２とを比較して、図３に示すように、その立ち上がりエッジが矩形信号Ｓ８の立ち上がりエッジに同期し、かつその立ち上がりエッジが矩形信号Ｓ８の立ち上がりエッジに同期した第２検出パルスＳｚ２（矩形信号Ｓ８と同位相のパルス信号）を出力する。
この場合、上記したように、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときには、インダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングは、ゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち上がりエッジに同期しているため、矩形信号Ｓ８と逆位相、つまりゼロ電流検出信号Ｓ７とも逆位相の第１検出パルスＳｚ１の立ち下がりエッジに同期している。また、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときには、インダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミングは、ゼロ電流検出信号Ｓ７の立ち下がりエッジに同期しているため、矩形信号Ｓ８と同位相、つまりゼロ電流検出信号Ｓ７とも同位相の第２検出パルスＳｚ２の立ち下がりエッジに同期している。
このようにしてゼロ電流検出部１３は、検出巻線２１で検出される昇圧インダクタ４の両端間電圧ＶＬに基づいて、交流入力電圧Ｖａｃの正極性の期間においては、立ち下がりエッジがインダクタ電流ＩＬのゼロになるタイミングと同期する第１検出パルスＳｚ１を出力し、交流入力電圧Ｖａｃの負極性の期間においては、立ち下がりエッジがインダクタ電流ＩＬのゼロになるタイミングと同期する第２検出パルスＳｚ２を出力する。
次に、駆動信号生成部１４の動作（主としてスイッチ素子５ａ，５ｂをＯＮ・ＯＦＦ駆動する動作）について詳細に説明する。
駆動信号生成部１４は、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときには、インダクタ電流ＩＬがフリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ａ）を介して正方向に漸減しつつ流れている状態（昇圧インダクタ４からのエネルギーの放出が継続している状態。図４に示す時間ｔ１４以降、次の時間ｔ１１の到来前までの間の状態）において、算出した第２オン期間Ｔ２だけフリーホイーリングスイッチとしてのスイッチ素子５ａに対する駆動信号Ｓ９ａをハイレベルに移行させた後にローレベルに移行させる（フリーホイーリングスイッチを第２オン期間Ｔ２だけＯＮ状態に移行させてＯＦＦ状態にする）ことで、インダクタ電流ＩＬがゼロになる前までにスイッチ素子５ａをＯＦＦ状態に移行させる。これにより、フリーホイーリングスイッチは、第２オン期間Ｔ２においては同期整流動作してインダクタ電流ＩＬを出力端子３ａ側に出力し、第２オン期間Ｔ２の経過後（ＯＦＦ状態に移行後）、インダクタ電流ＩＬがゼロになる（時間ｔ１１）までは、そのボディダイオードがインダクタ電流ＩＬを出力端子３ａ側に出力する。
また、駆動信号生成部１４は、駆動信号Ｓ９ａをローレベルに移行させたとき（フリーホイーリングスイッチをＯＦＦ状態に移行させて第２オン期間Ｔ２を終了させたとき）には、この第２オン期間Ｔ２の終了時点から第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間Ｔｄ２を計測する第２計測処理を開始する。
その後、駆動信号生成部１４は、図４に示すように、第１検出パルスＳｚ１の立ち下がりエッジ（時間ｔ１２）に同期して（実際には、この立ち下がりエッジから予め規定された遅延時間Ｔｄ１（固定時間）だけ遅延させた時間ｔ１３に）、アクティブスイッチ（ローサイドのスイッチ素子５ｂ）に対応する駆動信号Ｓ９ｂをハイレベルに移行させて、アクティブスイッチをＯＮ状態に移行させる。
また、駆動信号生成部１４は、アクティブスイッチ（スイッチ素子５ｂ）をＯＮ状態に移行させたときには、第２計測処理において計測された経過時間Ｔｄ２を記憶して、第２計測処理の実行を停止すると共に、アクティブスイッチをＯＮ状態に移行させている第１オン期間Ｔ１（アクティブスイッチに対応する駆動信号（駆動信号Ｓ９ｂ）をハイレベルに移行させている期間）の長さ（理解の容易のため、この長さについても符号Ｔ１で表すものとする）を計測する第１計測処理を開始する。また、駆動信号生成部１４は、アクティブスイッチをＯＮ状態に移行させている間（第１オン期間Ｔ１）に含まれる任意のタイミングで、電圧測定部として機能して、入力電圧検出部９から出力される交流電圧信号Ｓ１に基づいて交流入力電圧｜Ｖａｃ｜を測定すると共に、出力電圧検出部１２ａから出力される電圧検出信号Ｓ４に基づいて直流出力電圧Ｖｄｃを測定して、これらを記憶する。
次に、インダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング（時間ｔ１１）から、アクティブスイッチ（スイッチ素子５ｂ）がＯＮ状態に移行させられる（時間ｔ１３）までの間の各構成要素の動作について説明する。
インダクタ電流ＩＬがゼロになった時点でスイッチ素子５ａのボディダイオードがオフになる。この時点では、昇圧インダクタ４の入力端子２ａ側の端部には交流入力電圧｜Ｖａｃ｜が印加され、昇圧インダクタ４の接続点Ａ側の端部には、スイッチ素子５ａは既にＯＦＦ状態に移行していることから、スイッチ素子５ｂの出力容量の充電電圧（直流出力電圧Ｖｄｃ）が印加される。このため、昇圧インダクタ４には、交流入力電圧｜Ｖａｃ｜とスイッチ素子５ｂの出力容量の充電電圧（直流出力電圧Ｖｄｃ）との差分電圧に基づいてスイッチ素子５ｂの出力容量から放電されるエネルギーに起因した共振電流が、スイッチ素子５ｂのドレイン端子から接続点Ａ、昇圧インダクタ４、入力端子２ａ，２ｂ、接続点Ｂ、およびＯＮ状態のＦＥＴ７を経由してスイッチ素子５ｂのソース端子に至る経路に、（交流入力電圧Ｖａｃが正極性の場合の）インダクタ電流ＩＬとして逆方向（図１におけるインダクタ電流ＩＬの流れる方向の定義付けにおける負（−）方向）に流れる。この負方向のインダクタ電流ＩＬの増加は、スイッチ素子５ｂの出力容量の充電電圧（ＦＥＴで構成されているスイッチ素子５ｂのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓであり、接続点Ａの電圧でもある。図１参照。以下、単に電圧Ｖｄｓ５ｂともいう）が交流入力電圧｜Ｖａｃ｜まで低下した時点で減少に転じる。また、電圧Ｖｄｓ５ｂは、その後も負方向のインダクタ電流ＩＬが継続して流れること（つまり、スイッチ素子５ｂの出力容量の放電が継続されること）から、時間ｔ１３までにゼロボルトまで急速に低下する。なお、スイッチ素子５ａでは、時間ｔ１１においてほぼゼロボルトであったスイッチ素子５ａの出力容量は、出力端子３ａの電圧（直流出力電圧Ｖｄｃ）と接続点Ａの電圧との差分電圧（最終的には、直流出力電圧Ｖｄｃと同等の電圧）に充電される。
このコンバータ１では、このようにして、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときに、アクティブスイッチとしてのスイッチ素子５ｂが、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（電圧Ｖｄｓ５ｂ）がゼロボルトに低下した状態でＯＮ状態に移行させられるため、ゼロ電圧スイッチング動作するように構成されている。
時間ｔ１３以降は、アクティブスイッチ（スイッチ素子５ｂ）がＯＮ状態に移行したこと（電圧Ｖｄｓ５ｂがゼロボルト。つまり、接続点Ａがゼロボルトになったこと）により、昇圧インダクタ４には、交流入力電圧｜Ｖａｃ｜が印加される。このことから、インダクタ電流ＩＬは、正（＋）方向に漸増しつつ、入力端子２ａから昇圧インダクタ４、ＯＮ状態のスイッチ素子５ｂおよびＯＮ状態のＦＥＴ７を経由して入力端子２ｂに至る経路に流れる。また、インダクタ電流ＩＬが昇圧インダクタ４に流れることにより、昇圧インダクタ４にエネルギーが蓄積される。
その後、駆動信号生成部１４は、漸増するインダクタ電流ＩＬを示す電流検出信号Ｓ３が目標電流信号Ｓ６に達するか否かを検出しつつ、電流検出信号Ｓ３が目標電流信号Ｓ６に達したときに（時間ｔ１４に）、駆動信号Ｓ９ｂをローレベルに移行させてアクティブスイッチ（スイッチ素子５ｂ）をＯＦＦ状態に移行させると共に、計測した第１オン期間Ｔ１の長さＴ１を記憶して第１計測処理を終了する。また、駆動信号生成部１４は、駆動信号Ｓ９ｂのローレベルへの移行タイミングに同期して（デッドタイム（各期間Ｔ１，Ｔ２の長さＴ１，Ｔ２や経過時間Ｔｄ２に対して無視し得る十分に短い時間）を設けた状態で同期して）、駆動信号Ｓ９ａをハイレベルに移行させて、フリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ａ）をＯＮ状態に移行させる。これにより、昇圧インダクタ４に蓄積されていたエネルギーがＯＮ状態のスイッチ素子５ａを介して出力端子３ａ側に放出されることにより、入力端子２ａから昇圧インダクタ４、ＯＮ状態のスイッチ素子５ａ、出力端子３ａ，３ｂ（および平滑コンデンサ８）並びにＯＮ状態のＦＥＴ７を経由して入力端子２ｂに至る経路に、正方向に漸減しつつインダクタ電流ＩＬが流れる。
また、駆動信号生成部１４は、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させたときには、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させてからの経過時間（フリーホイーリングスイッチに対応する駆動信号（駆動信号Ｓ９ａ）をハイレベルに移行させてからの経過時間でもある）の計測を直ちに開始する。また、駆動信号生成部１４は、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させた直後の短期間Ｔｘにおいて、第２オン期間Ｔ２の経過時点（フリーホイーリングスイッチをその後にＯＦＦ状態に移行させる時点）で開始する第２計測処理において計測される経過時間Ｔｄ２（経過時間Ｔｄ２ｎと表記する）が予め規定された目標時間Ｔｔｇ（固定時間）となるように補正時間Ｔｃを変更する補正時間変更処理を実行する。この補正時間変更処理では、駆動信号生成部１４は、直前に実行した第２オン期間算出処理において第２オン期間Ｔ２の長さＴ２の算出に使用した補正時間Ｔｃを補正時間Ｔｃｎ−１と表記し、直前に実行した第２計測処理において計測された経過時間Ｔｄ２を経過時間Ｔｄ２ｎ−１と表記したときに、次の式（２）に基づいて、補正時間Ｔｃ（補正時間Ｔｃｎと表記する）を新たに算出することで、この補正時間変更処理に続いて実行する第２オン期間算出処理で使用する補正時間Ｔｃを補正する。
Ｔｃｎ＝Ｔｃｎ−１＋Ｔｔｇ−Ｔｄ２ｎ−１ ・・・ （２）
また、駆動信号生成部１４は、補正時間変更処理を実行したときには、同じ短期間Ｔｘにおいて第２オン期間算出処理についても実行して、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させる第２オン期間Ｔ２の長さ（理解の容易のため、この長さについても符号Ｔ２で表すものとする）を上記した式（１）に基づいて算出する。この種のコンバータでのスイッチ素子５ａ，５ｂのスイッチング周期は、直流出力電圧Ｖｄｃが一定であるとしたときに、交流入力電圧｜Ｖａｃ｜に応じて変化するが、通常は数μｓ〜数十μｓというように、交流入力電圧Ｖａｃの周期（１５ｍｓ〜２０ｍｓ程度）と比較して十分に短い。このため、少なくともスイッチ素子５ａ，５ｂのスイッチング周期の数周期分程度の期間では、交流入力電圧｜Ｖａｃ｜は一定であるとみなすことができるため、スイッチ素子５ａ，５ｂのスイッチング周期もほぼ一定とみなすことができる。
このため、直前に計測した経過時間Ｔｄ２ｎ−１が目標時間Ｔｔｇと異なっていたとしても、上記式（２）に基づいて次の補正時間Ｔｃｎを算出して（つまり、この２つの時間の差分だけ、直前の第２オン期間Ｔ２の算出において使用した補正時間Ｔｃｎ−１を補正して次の補正時間Ｔｃｎを算出して）、次の第２オン期間Ｔ２の算出において使用することで、次の第２計測処理において計測される次の経過時間Ｔｄ２ｎを目標時間Ｔｔｇに一致させることが可能となる。
具体例を挙げて説明すると、補正時間Ｔｃｎ−１を０．２μｓとして直前の第２オン期間Ｔ２を算出した結果、この第２オン期間Ｔ２に続く経過時間Ｔｄ２ｎ−１が０．７μｓと計測されて、目標時間Ｔｔｇの１μｓと異なっているときには、駆動信号生成部１４は、補正時間Ｔｃを補正するための上記の式（２）に基づき、次の補正時間Ｔｃｎを、０．５μｓ（＝０．２＋１．０−０．７）と算出する。これにより、上記した第２オン期間Ｔ２の式（１）で算出される第２オン期間Ｔ２の長さＴ２（補正時間Ｔｃｎで補正されたＴ２）は、直前の長さＴ２よりも、０．３μｓ（補正時間Ｔｃｎと補正時間Ｔｃｎ−１の差分）だけ短くなり、これに伴い、次に計測される経過時間Ｔｄ２ｎはこの時間分（０．３μｓ）だけ直前の経過時間Ｔｄ２ｎ−１（０．７μｓ）よりも長くなる。つまり、経過時間Ｔｄ２ｎは１．０μｓとなって、目標時間Ｔｔｇと一致する。
次いで、駆動信号生成部１４は、計測しているフリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ａ）をＯＮ状態に移行させてからの経過時間と、第２オン期間算出処理において算出した第２オン期間Ｔ２とを比較しつつ、この経過時間が第２オン期間Ｔ２に達したとき（時間ｔ１５）に、駆動信号Ｓ９ａをハイレベルからローレベルに移行させて、フリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ａ）をＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行させる（フリーホイーリングスイッチをＯＮさせる第２オン期間Ｔ２を終了させる）。また、駆動信号生成部１４は、この第２オン期間Ｔ２の終了と同時に、第２オン期間Ｔ２の終了時点からの経過時間を計測する第２計測処理を開始して、新たな第１検出パルスＳｚ１の立ち下がりエッジ（時間ｔ１２）が到来してローサイドのスイッチ素子５ｂ（アクティブスイッチ）に対応する駆動信号Ｓ９ｂをハイレベルに移行させるとき（時間ｔ１３）までの経過時間Ｔｄ２（第２オン期間Ｔ２の終了時点から第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間）を計測する。
駆動信号生成部１４は、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときに、上記した時間ｔ１１から次の時間ｔ１１までの動作を繰り返して、図４に示す経過時間Ｔｄ２を目標時間Ｔｔｇと一致させつつ、図３に示すように、駆動信号Ｓ９ａ，Ｓ９ｂを対応するスイッチ素子５ａ，５ｂに出力して、交互にＯＮ・ＯＦＦ動作（スイッチング動作）させる。これにより、コンバータ１では、電力変換部が電流臨界モードで動作して、交流入力電圧Ｖａｃを直流出力電圧Ｖｄｃに変換して出力する。
また、駆動信号生成部１４は、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときには、インダクタ電流ＩＬがフリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ｂ）を介して負方向に漸減しつつ流れている状態（昇圧インダクタ４からのエネルギーの放出が継続している状態。図５に示す時間ｔ２４以降、次の時間ｔ２１の到来前までの間の状態）において、算出した第２オン期間Ｔ２だけフリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ｂ）に対する駆動信号Ｓ９ｂをハイレベルに移行させた後にローレベルに移行させる（フリーホイーリングスイッチを第２オン期間Ｔ２だけＯＮ状態に移行させてＯＦＦ状態にする）ことで、インダクタ電流ＩＬがゼロになる前までにスイッチ素子５ｂをＯＦＦ状態に移行させる。これにより、フリーホイーリングスイッチは、第２オン期間Ｔ２においては同期整流動作してインダクタ電流ＩＬを出力端子３ａ側に出力し、第２オン期間Ｔ２の経過後（ＯＦＦ状態に移行後）、インダクタ電流ＩＬがゼロになる（時間ｔ２１）までは、そのボディダイオードがインダクタ電流ＩＬを出力端子３ａ側に出力する。
また、駆動信号生成部１４は、駆動信号Ｓ９ｂをローレベルに移行させたとき（フリーホイーリングスイッチをＯＦＦ状態に移行させて第２オン期間Ｔ２を終了させたとき）には、この第２オン期間Ｔ２の終了時点から第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間Ｔｄ２を計測する第２計測処理を開始する。
その後、駆動信号生成部１４は、図５に示すように、第２検出パルスＳｚ２の立ち下がりエッジ（時間ｔ２２）に同期して（実際には、この立ち下がりエッジから予め規定された遅延時間Ｔｄ１（固定時間）だけ遅延させた時間ｔ２３に）、アクティブスイッチ（ハイサイドのスイッチ素子５ａ）に対応する駆動信号Ｓ９ａをハイレベルに移行させて、アクティブスイッチをＯＮ状態に移行させる。
また、駆動信号生成部１４は、アクティブスイッチ（スイッチ素子５ａ）をＯＮ状態に移行させたときには、第２計測処理において計測された経過時間Ｔｄ２を記憶して、第２計測処理の実行を停止すると共に、アクティブスイッチをＯＮ状態に移行させている第１オン期間Ｔ１（アクティブスイッチに対応する駆動信号（駆動信号Ｓ９ａ）をハイレベルに移行させている期間）の長さＴ１を計測する第１計測処理を開始する。また、駆動信号生成部１４は、アクティブスイッチをＯＮ状態に移行させている間（第１オン期間Ｔ１）に含まれる任意のタイミングで、電圧測定部として機能して、入力電圧検出部９から出力される交流電圧信号Ｓ１に基づいて交流入力電圧｜Ｖａｃ｜を測定すると共に、出力電圧検出部１２ａから出力される電圧検出信号Ｓ４に基づいて直流出力電圧Ｖｄｃを測定して、これらを記憶する。
次に、インダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング（時間ｔ２１）から、アクティブスイッチ（スイッチ素子５ａ）がＯＮ状態に移行させられる（時間ｔ２３）までの間の各構成要素の動作について説明する。
インダクタ電流ＩＬがゼロになった時点でスイッチ素子５ｂのボディダイオードがオフになる。この時点では、昇圧インダクタ４の入力端子２ａ側の端部には電圧（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）が印加され、昇圧インダクタ４の接続点Ａ側の端部には、スイッチ素子５ｂは既にＯＦＦ状態に移行していることから、この端部の電位はゼロボルト（グランド電位）とはならずに、出力端子３ａの電位を基準としてスイッチ素子５ａの出力容量の充電電圧（直流出力電圧Ｖｄｃ）だけ低い電圧が印加される。このため、昇圧インダクタ４には、交流入力電圧｜Ｖａｃ｜とスイッチ素子５ａの出力容量の充電電圧（直流出力電圧Ｖｄｃ）との差分電圧に基づいてスイッチ素子５ａの出力容量から放電されるエネルギーに起因した共振電流が、スイッチ素子５ａのドレイン端子からＯＮ状態のＦＥＴ６、接続点Ｂ、入力端子２ｂ，２ａ、昇圧インダクタ４、および接続点Ａを経由してスイッチ素子５ａのソース端子に至る経路に、（交流入力電圧Ｖａｃが負極性の場合の）インダクタ電流ＩＬとして逆方向（図１におけるインダクタ電流ＩＬの流れる方向の定義付けにおける正（＋）方向）に流れる。この正方向のインダクタ電流ＩＬの増加は、スイッチ素子５ａの出力容量の充電電圧が交流入力電圧｜Ｖａｃ｜まで低下した時点（つまり、電圧Ｖｄｓ５ｂが、（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）まで上昇した時点）で減少に転じる。また、電圧Ｖｄｓ５ｂは、その後も正方向のインダクタ電流ＩＬが継続して流れること（つまり、スイッチ素子５ａの出力容量の放電が継続されること）から、時間ｔ２３までに直流出力電圧Ｖｄｃまで急速に上昇する。なお、スイッチ素子５ｂでは、時間ｔ２１においてほぼゼロボルトであったスイッチ素子５ｂの出力容量も直流出力電圧Ｖｄｃに充電される。
このコンバータ１では、このようにして、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときにも、アクティブスイッチとしてのスイッチ素子５ａのソース端子の電位が直流出力電圧Ｖｄｃに上昇している状態（つまり、ＦＥＴで構成されているスイッチ素子５ａのドレイン−ソース間電圧がゼロボルトに低下した状態）でＯＮ状態に移行させられるため、ゼロ電圧スイッチング動作するように構成されている。
時間ｔ２３以降は、アクティブスイッチ（スイッチ素子５ａ）がＯＮ状態に移行したこと（電圧Ｖｄｓ５ｂが直流出力電圧Ｖｄｃ。つまり、接続点Ａが直流出力電圧Ｖｄｃになったこと）により、昇圧インダクタ４には、交流入力電圧｜Ｖａｃ｜が印加される。このことから、インダクタ電流ＩＬは、負（−）方向に漸増しつつ、入力端子２ｂから接続点Ｂ、ＯＮ状態のＦＥＴ６、ＯＮ状態のスイッチ素子５ａおよび昇圧インダクタ４を経由して入力端子２ａに至る経路に流れる。また、インダクタ電流ＩＬが昇圧インダクタ４に流れることにより、昇圧インダクタ４にエネルギーが蓄積される。
その後、駆動信号生成部１４は、漸増するインダクタ電流ＩＬを示す電流検出信号Ｓ３が目標電流信号Ｓ６に達するか否かを検出しつつ、電流検出信号Ｓ３が目標電流信号Ｓ６に達したときに（時間ｔ２４に）、駆動信号Ｓ９ａをローレベルに移行させてアクティブスイッチ（スイッチ素子５ａ）をＯＦＦ状態に移行させると共に、計測した第１オン期間Ｔ１の長さＴ１を記憶して第１計測処理を終了する。また、駆動信号生成部１４は、駆動信号Ｓ９ａのローレベルへの移行タイミングに同期して（デッドタイムを設けた状態で同期して）、駆動信号Ｓ９ｂをハイレベルに移行させて、フリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ｂ）をＯＮ状態に移行させる。これにより、昇圧インダクタ４に蓄積されていたエネルギーがＯＮ状態のスイッチ素子５ｂを介して出力端子３ａ側に放出されることにより、入力端子２ｂからＯＮ状態のＦＥＴ６、出力端子３ａ，３ｂ（および平滑コンデンサ８）、ＯＮ状態のスイッチ素子５ｂ並びに昇圧インダクタ４を経由して入力端子２ａに至る経路に、負方向に漸減しつつインダクタ電流ＩＬが流れる。
また、駆動信号生成部１４は、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させたときには、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させてからの経過時間（フリーホイーリングスイッチに対応する駆動信号（駆動信号Ｓ９ｂ）をハイレベルに移行させてからの経過時間でもある）の計測を直ちに開始する。また、駆動信号生成部１４は、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させた直後の短期間Ｔｘに、第２オン期間Ｔ２の経過時点（フリーホイーリングスイッチをその後にＯＦＦ状態に移行させる時点）で開始する第２計測処理において計測される経過時間Ｔｄ２（経過時間Ｔｄ２ｎ）が目標時間Ｔｔｇとなるように補正時間Ｔｃを変更する補正時間変更処理を実行する。この補正時間変更処理では、駆動信号生成部１４は、直前に実行した第２オン期間算出処理において第２オン期間Ｔ２の長さＴ２の算出に使用した補正時間Ｔｃを補正時間Ｔｃｎ−１と表記し、直前に実行した第２計測処理において計測された経過時間Ｔｄ２を経過時間Ｔｄ２ｎ−１と表記したときに、上記の式（２）に基づいて、補正時間Ｔｃ（補正時間Ｔｃｎ）を新たに算出することで、この補正時間変更処理に続いて実行する第２オン期間算出処理で使用する補正時間Ｔｃを補正する。
また、駆動信号生成部１４は、補正時間変更処理を実行したときには、同じ短期間Ｔｘにおいて第２オン期間算出処理についても実行して、フリーホイーリングスイッチをＯＮ状態に移行させる第２オン期間Ｔ２の長さＴ２を上記した式（１）に基づいて算出する。
このため、直前に計測した経過時間Ｔｄ２ｎ−１が目標時間Ｔｔｇと異なっていたとしても、上記式（２）に基づいて次の補正時間Ｔｃｎを算出して（つまり、この２つの時間の差分だけ、直前の第２オン期間Ｔ２の算出において使用した補正時間Ｔｃｎ−１を補正して次の補正時間Ｔｃｎを算出して）、次の第２オン期間Ｔ２の算出において使用することで、上記した交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときと同様にして、次の第２計測処理において計測される次の経過時間Ｔｄ２ｎを目標時間Ｔｔｇに一致させることが可能となる。
次いで、駆動信号生成部１４は、計測しているフリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ｂ）をＯＮ状態に移行させてからの経過時間と、第２オン期間算出処理において算出した第２オン期間Ｔ２とを比較しつつ、この経過時間が第２オン期間Ｔ２に達したとき（時間ｔ２５）に、駆動信号Ｓ９ｂをハイレベルからローレベルに移行させて、フリーホイーリングスイッチ（スイッチ素子５ｂ）をＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行させる（フリーホイーリングスイッチをＯＮさせる第２オン期間Ｔ２を終了させる）。また、駆動信号生成部１４は、この第２オン期間Ｔ２の終了と同時に、第２オン期間Ｔ２の終了時点からの経過時間を計測する第２計測処理を開始して、新たな第２検出パルスＳｚ２の立ち下がりエッジ（時間ｔ２２）が到来してハイサイドのスイッチ素子５ａ（アクティブスイッチ）に対応する駆動信号Ｓ９ａをハイレベルに移行させるとき（時間ｔ２３）までの経過時間Ｔｄ２（第２オン期間Ｔ２の終了時点から第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間）を計測する。
駆動信号生成部１４は、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときに、上記した時間ｔ２１から次の時間ｔ２１までの動作を繰り返して、図５に示す経過時間Ｔｄ２を目標時間Ｔｔｇと一致させつつ、図３に示すように、駆動信号Ｓ９ａ，Ｓ９ｂを対応するスイッチ素子５ａ，５ｂに出力して、交互にＯＮ・ＯＦＦ動作（スイッチング動作）させる。これにより、コンバータ１では、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときにも、電力変換部が電流臨界モードで動作して、交流入力電圧Ｖａｃを直流出力電圧Ｖｄｃに変換して出力する。
このように、コンバータ１では、駆動信号生成部１４が、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときおよび負極性のときに、上記したように、計測した第１オン期間Ｔ１および経過時間Ｔｄ２、予め規定された目標時間Ｔｔｇ、交流入力電圧Ｖａｃ、直流出力電圧Ｖｄｃに基づいて、第２オン期間Ｔ２の終了時点から第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間Ｔｄ２を目標時間Ｔｔｇと一致させるように、補正時間Ｔｃ、ひいては第２オン期間Ｔ２の長さＴ２を補正（制御）する。このため、コンバータ１では、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときには、正方向に漸減して流れていたインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング（時間ｔ１１）からアクティブスイッチ（交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときにはローサイドのスイッチ素子５ｂ）をＯＮ状態に移行させるタイミング（時間ｔ１３）までの時間よりも目標時間Ｔｔｇを予め長く規定しておくことで、インダクタ電流ＩＬがゼロになるこのタイミングよりも前にフリーホイーリングスイッチ（交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときにはハイサイドのスイッチ素子５ａ）を確実にＯＦＦ状態に移行させることが可能となり、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときには、負方向に漸減して流れていたインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング（時間ｔ２１）からアクティブスイッチ（交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときにはハイサイドのスイッチ素子５ａ）をＯＮ状態に移行させるタイミング（時間ｔ２３）までの時間よりも目標時間Ｔｔｇを予め長く規定しておくことで、インダクタ電流ＩＬがゼロになるこのタイミングよりも前にフリーホイーリングスイッチ（交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときにはローサイドのスイッチ素子５ｂ）を確実にＯＦＦ状態に移行させることが可能となる。
したがって、このコンバータ１によれば、接続点Ａの電圧（ローサイドのスイッチ素子５ｂのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ５ｂ）の計測を回避しつつ、交流入力電圧Ｖａｃが正極性のときには、正方向に漸減しつつ流れていたインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング以降においても（つまり、インダクタ電流ＩＬが負方向に流れる期間においても）フリーホイーリングスイッチ（ハイサイドのスイッチ素子５ａ）がＯＮ状態に維持されている場合に生じる逆方向（負方向）へのインダクタ電流ＩＬの増加（出力端子３ａからＯＮ状態のフリーホイーリングスイッチ、昇圧インダクタ４、入力端子２ａ，２ｂ、およびＯＮ状態のＦＥＴ７を経由して出力端子３ｂに至る経路に流れる電流の増加）を確実に回避することができると共に、交流入力電圧Ｖａｃが負極性のときには、負方向に漸減しつつ流れていたインダクタ電流ＩＬがゼロになるタイミング以降においても（つまり、インダクタ電流ＩＬが正方向に流れる期間においても）フリーホイーリングスイッチ（ローサイドのスイッチ素子５ｂ）がＯＮ状態に維持されている場合に生じる逆方向（正方向）へのインダクタ電流ＩＬの増加（出力端子３ａからＯＮ状態のＦＥＴ６、入力端子２ｂ，２ａ、昇圧インダクタ４、およびフリーホイーリングスイッチを経由して出力端子３ｂに至る経路に流れる電流の増加）を確実に回避することができる。
なお、上記のコンバータ１では、一例として直流出力電圧ＶｄｃがＤＣ４００Ｖで、かつ交流入力電圧ＶａｃがＡＣ１００Ｖ（振幅｜Ｖａｃ｜＝１４１Ｖ）であって、Ｖｄｃ＞２×｜Ｖａｃ｜の関係式を満たすことから、上記したようにアクティブスイッチとして機能するスイッチ素子をゼロ電圧スイッチング動作させる構成を採用しているが、直流出力電圧Ｖｄｃと交流入力電圧Ｖａｃ（振幅｜Ｖａｃ｜）とがＶｄｃ＞２×｜Ｖａｃ｜の関係式を満たさない構成（Ｖｄｃ≦２×｜Ｖａｃ｜の関係式を満たす構成）のコンバータに対しても、コンバータ１と同様の構成を採用して、逆方向へのインダクタ電流ＩＬの増加を回避するようにすることもできる。
また、上記のコンバータ１では、昇圧インダクタ４、スイッチ素子５ａ，５ｂおよびＦＥＴ６，７を備えたトーテムポール型の電力変換部を有して、スイッチ素子５ａ，５ｂが交流入力電圧Ｖａｃの極性に対応して、一方がアクティブスイッチとして機能し、他方がフリーホイーリングスイッチとして機能する構成に対して、フリーホイーリングスイッチの第２オン期間Ｔ２の終了時点からアクティブスイッチの第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間Ｔｄ２を目標時間Ｔｔｇと一致させるように、補正時間Ｔｃ、ひいては第２オン期間Ｔ２の長さＴ２を補正する構成を適用しているが、この構成は、トーテムポール型以外の電力変換部を備えたコンバータに対しても適用することができる。
例えば、特開２０１４−１１９０７号公報の図２に開示されている昇圧型ＰＦＣのように、交流電圧を整流する整流ダイオードブリッジ回路１１から出力される直流電圧（脈流電圧）が入力電圧として印加される昇圧インダクタおよびスイッチ素子の直列回路（インダクタＬ１とアクティブスイッチとしてのトランジスタＱ１の直列回路）、並びにこの昇圧インダクタおよびスイッチ素子の接続点に接続された同期整流素子（フリーホイーリングスイッチとしてのトランジスタＱ２）を有して、電流臨界モードで動作して、この入力電圧を昇圧して出力電圧に変換して出力する電力変換部を備えた構成に対しても適用することができる。
また、デュアルブースト型ブリッジレスＰＦＣのように、入力電圧が印加される昇圧インダクタおよびスイッチ素子の直列回路、並びにこの昇圧インダクタおよびスイッチ素子の接続点に接続された同期整流素子の組を２組有して、電流臨界モードで動作して、この入力電圧を昇圧して出力電圧に変換して出力する電力変換部を備えた構成（例えば、特許第５３８７１８３号公報の図１に記載されている構成において、ダイオードＤ１，Ｄ２に並列に同期整流スイッチを追加した構成）に対しても適用することができる。
１ コンバータ
４ 昇圧インダクタ
５ スイッチ回路部
５ａ，５ｂ スイッチ素子
１３ ゼロ電流検出部
１４ 駆動信号生成部
２１ 検出巻線
ＩＬ インダクタ電流
Ｓ９ａ，Ｓ９ｂ 駆動信号
Ｖａｃ 交流入力電圧
Ｖｄｃ 直流出力電圧
ＶＬ 両端間電圧

Claims (1)

  1. 入力電圧Ｖｉが印加される昇圧インダクタおよびスイッチ素子の直列回路、並びに当該昇圧インダクタと当該スイッチ素子との接続点に接続された同期整流素子を有して、前記入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換して出力する電力変換部と、
    前記昇圧インダクタに磁気結合されると共に当該昇圧インダクタの両端間電圧に比例して電圧値が変化するゼロ電流検出信号を出力する検出巻線を有して、当該昇圧インダクタに流れるインダクタ電流がゼロになるゼロタイミングを検出するゼロ電流検出部と、
    前記ゼロタイミングに基づいて前記スイッチ素子をオン状態に移行させて前記昇圧インダクタにエネルギーを蓄積させ、次いで当該スイッチ素子をオン状態からオフ状態に移行させた後に前記同期整流素子を同期整流状態に移行させて前記昇圧インダクタから前記エネルギーを放出させることで前記電力変換部に前記出力電圧Ｖｏを出力させるオン・オフ制御処理を実行する制御部とを備えているスイッチング電源装置であって、
    前記入力電圧Ｖｉおよび前記出力電圧Ｖｏを測定する電圧測定部を備え、
    前記制御部は、前記スイッチ素子をオン状態に移行させている第１オン期間Ｔ１を計測する第１計測処理、前記同期整流素子を同期整流状態に移行させている第２オン期間Ｔ２に対する補正時間をＴｃとしたときに、当該第２オン期間Ｔ２を下記の式から算出する第２オン期間算出処理、当該第２オン期間算出処理で算出された前記第２オン期間Ｔ２だけ前記同期整流素子を同期整流状態に移行させる前記オン・オフ制御処理、前記第２オン期間Ｔ２の終了時点から前記第１オン期間Ｔ１の開始までの経過時間を計測する第２計測処理、および当該第２計測処理で計測された前記経過時間が予め規定された目標時間となるように前記補正時間Ｔｃを変更する補正時間変更処理を実行することにより、前記ゼロタイミングに先んじて前記第２オン期間Ｔ２を終了させるスイッチング電源装置。
    Ｔ２＝Ｔ１×｜Ｖｉ｜／（Ｖｏ−｜Ｖｉ｜）−Ｔｃ
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Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9431896B2 (en) * 2013-12-19 2016-08-30 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for zero voltage switching in bridgeless totem pole power factor correction converter
CN110771021B (zh) * 2018-05-24 2024-04-19 雅达电子国际有限公司 图腾柱无桥pfc电源转换器
JP6921329B2 (ja) * 2018-08-24 2021-08-18 三菱電機株式会社 直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
JP7338189B2 (ja) * 2019-03-25 2023-09-05 Tdk株式会社 電源装置
TWI678607B (zh) * 2019-04-10 2019-12-01 群光電能科技股份有限公司 圖騰柱無橋功率因數轉換裝置及其操作方法
JP7293968B2 (ja) * 2019-08-09 2023-06-20 オムロン株式会社 電力変換装置の制御回路及び電力変換装置
US10756645B1 (en) * 2019-09-30 2020-08-25 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Electrical power conversion system, control method and bridge rectifier
KR102677464B1 (ko) * 2019-10-25 2024-06-20 엘지전자 주식회사 영상표시장치
CN111327186A (zh) * 2020-03-23 2020-06-23 上海空间电源研究所 一种无桥功率因数校正电路的电感电流过零检测方法
WO2021210289A1 (ja) * 2020-04-15 2021-10-21 富士電機株式会社 集積回路、電源回路
US11228250B2 (en) * 2020-05-06 2022-01-18 Nanowatt Inc. Flyback power switch structure for bridgeless rectifier
CN111865067B (zh) * 2020-07-17 2021-06-11 浙江大学 一种用于功率因子校正电路的控制方法
CN113972826B (zh) * 2020-07-22 2023-09-19 广东美的制冷设备有限公司 图腾柱pfc电路及其控制方法、线路板、空调器、存储介质
CN112104222B (zh) * 2020-08-31 2021-11-05 杭州中恒电气股份有限公司 一种功率因数校正电路及其控制装置和控制方法
CN112104221B (zh) * 2020-08-31 2021-11-05 杭州中恒电气股份有限公司 一种功率因数校正电路及其控制装置和控制方法
WO2022049720A1 (ja) * 2020-09-04 2022-03-10 三菱電機株式会社 電力変換装置および空気調和機
US20220158561A1 (en) * 2020-11-16 2022-05-19 Nexgen Power Systems, Inc. Method and apparatus for over-current protection and crcm control in power converters
US12040712B2 (en) 2020-11-16 2024-07-16 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system for entering and exiting a frequency clamp mode for variable frequency, offline switch-mode power converters
US11881766B2 (en) 2020-11-16 2024-01-23 Nexgen Power Systems, Inc. Method and system for controlling the power factor of a power converter
JP7552319B2 (ja) * 2020-12-08 2024-09-18 オムロン株式会社 電力変換装置の制御回路及び電力変換装置
CN114665699A (zh) * 2020-12-23 2022-06-24 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率因数校正转换器及其控制方法
JP7524795B2 (ja) 2021-02-25 2024-07-30 サンケン電気株式会社 ブリッジレス力率改善回路の同期整流制御を行う集積回路及び方法
CN117856603A (zh) 2022-09-30 2024-04-09 台达电子工业股份有限公司 图腾柱功率因数校正电路及其操作方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9431868B2 (en) 2010-01-19 2016-08-30 Tolomatic, Inc. Manual override device for an electric actuator and method for use
JP2012005249A (ja) * 2010-06-17 2012-01-05 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源回路
CN102299621B (zh) * 2010-06-28 2014-12-10 东芝照明技术株式会社 开关电源用装置、开关电源电路以及电气设备
JP2014011907A (ja) * 2012-07-02 2014-01-20 Renesas Electronics Corp スイッチング電源装置
ITMI20131998A1 (it) * 2013-11-29 2015-05-30 St Microelectronics Srl Metodo di controllo di un convertitore di correzione del fattore di potenza e relativo sistema di controllo ad anello chiuso
US9431896B2 (en) * 2013-12-19 2016-08-30 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for zero voltage switching in bridgeless totem pole power factor correction converter
CN105004910A (zh) * 2014-04-22 2015-10-28 中兴通讯股份有限公司 一种pfc电感的电流检测方法及装置
US9722494B2 (en) * 2015-04-30 2017-08-01 Stmicroelectronics S.R.L. Controller for multiphase boost converters
US20170110981A1 (en) * 2015-10-16 2017-04-20 Infineon Technologies Austria Ag Power Conversion Method and Power Converter
US10333417B2 (en) * 2017-04-10 2019-06-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Device and method for controlling flyback converter

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