LU101979B1 - Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung, Stromversorgung und Verfahren zur Auswärtswandlung einer Eingangsspannung - Google Patents

Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung, Stromversorgung und Verfahren zur Auswärtswandlung einer Eingangsspannung Download PDF

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LU101979B1
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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) für die Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers, umfassend eine Gleichrichter- oder Polwenderschaltung (110), eine Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung (120) und eine Steuereinheit (130) zur Ansteuerung der beiden Halbleiterschalter (S1, S2). Gemäß der Erfindung ist der erste Halbieiterschalter (S1) in Reihe mit einem Messwiderstand (R1) geschaltet und ist die Steuereinheit (130) eingerichtet eine Referenzzeitdauer (Tref), innerhalb der der durch den Messwiderstand (R1) fließende Strom (Ib) betragsmäßig einen vorbestimmten Strom-Referenzwert (Iref) innerhalb einer Schaltperiode (Tperiode) erreicht haben soll, rechnerisch zu ermitteln und zu vergleichen mit der tatsächlichen Zeitdauer (Tmessjst), innerhalb der der durch den Messwiderstand (R1) fließende Strom (Ib) den vorbestimmten Strom-Referenzwert (Iref) erreicht hat und in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen der rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer (Tmess_ref) und der tatsächlichen Zeitdauer (Tmessjst), eine Zeitdifferenz (Tdiff) zu ermitteln, in Abhängigkeit derer die Dauer der darauffolgenden Schaltperiode anpassbar ist.

Description

LU101979 |
Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung, Stromversorgung und Verfahren zur | Auswirtswandlung einer Eingangsspannung |
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung fiir die Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers gemäß dem Oberbegriff des | Patentanspruchs 1 sowie eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung gemäß dem | Oberbegriff des Patentanspruchs 2. Die Erfindung betrifft weiterhin eine
Stromversorgung, die einen Aufwärtswandler gemäß der Erfindung aufweist.
Dabei | kann der Aufwartswandler insbesondere als Leistungsfaktor-Vorregler in einem | Schaltnetzgerät eingesetzt werden.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zur ; Aufwärtswandlung der Eingangsspannung in einer Stromversorgung eines | elektrischen Verbrauchers, |
Die Grundschaltung eines Aufwärtswandiers (auch als Hochsetzsteller oder Hochsetzer bezeichnet) wird in Gleichspannungswandlern eingesetzt, deren | Eingangsspannung niedriger als die Ausgangsspannung ist.
Das gleiche Prinzip, | jedoch mit einem Transformator anstelle einer Spule, wird in Schaltnetzteilen | mit kleiner Leistung angewendet — diese werden auch als Sperrwandler bezeichnet |
(genau genommen handelt es sich in diesem Fall auch nicht um einen . Transformator, sondern vielmehr um eine Drossel mit zwei Wicklungen.
Bei einem . Transformator wird die aufgenommene Eingangsleistung zeitgleich am Ausgang | abgegeben.
Bei einem Sperrwandier erfolgt die Leistungsaufnahme und -abgabe | der Drossel durch die Wicklungen in unterschiedlichen Takten.) |
Die Schaltung wird auch in PFC- Eingangsstufen (engl.
PowerFactorCorrection | für Leistungsfaktorkorrektur) verwendet, die gerateintern eine Zwischenkreis- | spannung von ca. 400 V Gleichspannung bereitstellen.
Die Stromaufnahme dieser | PFC-Stufen wird dem Sinusverlauf der Eingangsspannung nachgesteuert, so dass | Verunreinigungen des Netzes durch Oberschwingungen vermieden werden.
An | dieser Zwischenkreisspannung arbeiten dann Schaltnetzteile, | Frequenzumrichter oder elektronische Vorschaltgeräte, die ansonsten starke | Oberschwingungen erzeugen würden. |
LU101979 |
Stromversorgungen sind für vielfältige Bereiche und Einsatzzwecke erforderlich.
Da | der Begriff Stromversorgung vielfältig verwendet wird, wird im Folgenden der Begriff | Stromrichter verwendet.
Sie haben die Aufgabe, den Stromfluss zwischen 7
Stromquelle und Last zu steuern oder von einer Stromart in eine andere | umzuformen.
Sie gehören zum Teilgebiet der Leistungselektronik innerhalb der | Elektrotechnik.
Es gibt folgende Arten von Stromrichtern: Gleichrichter, | Wechselrichter, Gleichstrom-Umrichter und Wechselstrom-Umrichter.
Zu diesen | verschiedenen Stromrichtern gehören auch die Netzgerite, die auch als Netzteile | bezeichnet werden.
Sie haben die Aufgabe, elektronische Betriebsmittel mit einer | Gleichspannung zu versorgen.
Man unterscheidet lineare Netzgeräte und . Schaltnetzgerate.
Die Schaltnetzgeräte gehören gleichzeitig zu den geregelten | Netzgeräten. |
Die Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Schaltnetzgerâtes.
Es besteht aus . den Komponenten aktive PFC-Schaltung 10, Gleichstromsteller 20, A Leistungsübertragungsstufe 30, Glattung 40, Regelstufe 50, Potenzialtrennung 60 | und Steuerung 70. Am Eingang des Schaltnetzgerätes steht die Netzspannung aus | dem Öffentlichen Stromversorgungsnetz an.
Als Beispiel wird die Wechselspannung | mit dem Effektivwert von 230 V und einer Netzfrequenz von 50 Hz genannt.
In der | aktiven PFC-Schaltung 10 können die folgenden drei Komponenten vorhanden sein, Netzfilter 1, Hochsetzsteller 2 und Siebkondensator 3. Am Ausgang der | aktiven PFC-Schaltung 10 steht eine hohe Gleichspannung an, die z.B. den | Spannungswert 400 V betrifft.
Diese Gleichspannung wird durch den |
Gleichstromsteller 20 in ein Rechtecksignal zerhackt.
Darin befindet sich ein | Leistungstransistor, z.B. bipolarer Transistor 4, MOSFET-Transistor, entsprechend | Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, Thyristor oder IGBT, | entsprechend Insulated Gate Bipolar Transistor, der durch Schaltvorgänge das | Rechtecksignal erzeugt.
Durch Verändern des Tastgrades des Rechtecksignales | lassen sich verschiedene Spannungen und Ströme und damit auch verschiedene | Leistungen einstellen.
Fir die Ansteuerung der Leistungsschalter werden | hauptsächlich die Techniken Pulsweiten-Modulation (PWM) und Pulsfolge- bzw. . Pulsfrenquenz-Modulation (PFM) eingesetzt. |
Für Netzgeräte, die für Leistungsbereiche von 75 W und mehr ausgelegt sind, istes LU101979 ) Vorschrift, dass sie mit der PFC-Technik, entsprechend Power Factor Correction | ausgestattet werden, um Rückwirkungen auf das Stromversorgungsnetz durch | Erzeugen von Oberschwingungen zu vermeiden. Dies wird auch in der | europäischen Norm EN61000-3-2 definiert. Dafür wird häufig eine aktive PFC- | Schaltung eingesetzt. Diese besteht aus einer Art zusätzliches Schaltnetzteil, das .
dem eigentlichen vorgeschaltet ist, und dafür sorgt, dass der aufgenommene Strom | der sinusfôrmigen Netzspannung entspricht. Der Strom folgt dadurch einem Verlauf, | wie ihn ein Widerstand an der aktuellen Netzspannung hervorrufen wiirde. Somit wird bei einer nicht genau sinusférmigen Netzspannung, wie sie in Stromnetzen . häufig vorkommt, der tatsächliche Verlauf — nicht der idealisierte — der | Netzspannung nachgefahren. Der Leistungsfaktor bleibt dabei nahe bei Eins und es | entstehen weniger Oberschwingungen. Diese könnten sich sonst ,Aufschaukeln“ .
und zur Uberlastung des Stromnetzes filhren. Der Leistungsfaktor gibt dabei das | Verhältnis von Wirkleistung zu Scheinleistung an. Ist die Phasenverschiebung | zwischen Strom und Spannung Null, sind Wirkleistung und Scheinleistung gleich .
und der Leistungsfaktor bleibt bei Eins. Wenn zwischen Spannung und Strom | merkliche Phasenunterschiede bestehen, fließt Leistung zurück zum | Elektrizitätswerk und der Leistungsfaktor sinkt unter Eins. Aktive PFC-Schaltungen | bestehen in der Regel aus einem Gleichrichter mit direkt nachgeschaltetem Aufwartswandler, der einen Kondensator mit großer Kapazität auf eine Spannung | oberhalb der Scheitelspannung der Netzwechselspannung, z.B. 400 V aufladt. Aus | diesem wird dann der eigentliche Verbraucher (Schaltnetzteil oder z. B. | elektronisches Vorschaltgerät von Leuchtstofflampen) versorgt. Ein .
Aufwartswandler wird auch als Hochsetzsteller bezeichnet. Es handelt sich um | einen Sperrwandier, bei dem eine Spule einen Strom durch die Last treibt, wenn der | Schalttransistor sperrt. | Die Fig. 2 zeigt das Prinzipschaltbild eines Hochsetzstellers, der in einer solchen | aktiven PFC-Schaltung eingesetzt werden kann. Durch den Betrieb von | Hochsetzstellerschaltungen im sogenannten Boundary Conduction Mode, wird ein | verlustarmes Schalten, von üblicherweise eingesetzten MOSFET | Halbleiterschaltern S, erreicht. Hierbei wird der Hochsetzsteller bzw. die . Hochsetzstellerschaltungsanordnung 100 (wobei die |
„4 - | Hochsetzstellerschaltungsanordnung neben dem eigentlichen Hochsetzsteller “ LU101979 ; weitere Komponenten umfassen kann) in der Nähe der Lückgrenze des . Drosselstroms IL. so betrieben, dass sowohl ein stromloses Einschalten, . sogenanntes „Zero Current Switching” (ZCS) als auch ein spannungsloses ‘ Einschalten, sogenanntes „Zero Voltage Switching“ (ZVS) des Schalters S | ermöglicht wird. Die Drossel L1 des Hochsetzstellers 100 sowie die | Ausgangskapazität Coss des Halbleiterschalters S bilden dabei einen | Serienresonanzschwingkreis. Dieser Schwingkreis wird innerhalb der halben . Periodendauer seiner Eigenfrequenz umgeladen, so dass bei Vorzeichenwechsel | des Drosselstroms I. die Ausgangskapazität Coss auf den doppelten Wert der | Hochsetzsteller-Eingangsspannung Vin, abzüglich der Hochsetzsteller- . Ausgangsspannung Vout umgeladen wird. Dadurch wird bei erneutem Einschalten | des Halbleiterschalters S die Schaltspannung sowie der Einschaltstrom und somit | die Schaltverluste reduziert. Solche Schaltverluste entstehen, wenn der | Halbleiterschalter S im Schaltzeitpunkt stromdurchflossen ist. Nach dem | Ohm’schen Gesetz gilt, P = U*I. Die Verlustleistung P, die in dem Halbleiterschalter | S in Wärme umgesetzt wird, ist damit davon abhängig wie hoch die Spannung ist, | die anliegt. | In der Fig. 3 sind Spannungs- und Stromverlauf über eine vollständige | Schaltperiode des Halbleiterschalters S dargestellt. Der Stromverlauf I: ist | dreieckfôrmig. Während der Einschaltphase ton des Halbleiterschalters S, steigt der Strom durch die Drosselspule L1 linear an. Während der Ausschaltphase tor des | Halbleiterschalters S, fällt der Strom [L durch die Drosselspule L1 linear ab. In der .
Phase tres, die der halben Periodendauer der Resonanzfrequenz des | Schwingkreises bestehend aus Drosselspule L1 und Ausgangskapazität Coss des | Halbleiterschalters S entspricht, ändert sich auch die Stromrichtung. Dabei setzen | sich die zeitlichen Zusammenhänge wie folgt zusammen: Ë Tres = TT * JL * Coss
Dabei bedeuten Pin die Eingangsleistung und L die Induktivität der Drosselspule L1. LU101979 | Um ein möglichst verlustfreies Schalten des Halbleiterschalters S zu gewährleisten, | darf die Periodendauer Ts eines Schaltzyklus nicht kürzer sein als: | Tsmin = ton + tofs + tres. ; So ist es dann gewährleistet, dass die Ausgangskapazität Coss des | Halbleiterschalters S fur sin verlustfreies Schalten entladen werden kann. | In besonders verlustoptimierten Anwendungen kommt an Stelle eines | konventionellen Aufwértswandlers gem. Fig. 2 eine Halbbrücken-PFC-Schaltung mit | mindestens zwei aktiven Halbleiterschaltern S1, S2 zum Einsatz. Diese ist in Fig. 4 | dargestellt. Dabei wird die Diode D aus Fig. 2 durch einen weiteren | Halbleiterschalter S2 ersetzt. .
Die zeitlichen Zusammenhänge, die für die Schaltung gem. Fig. 2 gelten, sind in | dem US-Patent US 8,766,605 B2 in Bezug auf den Einsatz einer Halbbrücken-PFC- Schaltung erläutert. Dabei wird mit dem Begriff Halbbriicken-PFC-Schaltung | ausgedrückt, dass sowohl die positive als auch die negative Halbwelle durch | denselben Halbleiterschalter-Zweig aufwärtsgewandelt wird. Dies macht allerdings | eine Polwenderschaltung erforderlich, die den Stromkreis schließt. . In der Fig. 5 wird die zeitliche Abfolge der Ansteuersignale der Halbleiterschalter S1 | und S2 für eine positive Eingangsspannung Vin, anhand des Verlaufs der Drain- | Source-Spannung Vcoss des ersten Halbleiterschalters S1 während der | Schaltphasen, dargestellt. Die Ansteuersignale werden dabei über das Setzen von | Stromschwellen In und Ii des Drosselstroms I erzeugt. Der Drosselstrom I. muss | dafür messtechnisch erfasst werden und mit vorgegebenen Werten verglichen werden. | Die Bedingung für das Abschalten von Halbleiterschalter S1 und das Einschalten | von Halbleiterschalter S2 ist in diesem Fall das Überschreiten der Stromschwelle In | des Drosselstroms IL. Dabei wird die Stromschwelle In für den jeweiligen | Arbeitspunkt von einem Stromregler vorgegeben. |
Die Bedingung für das Abschalten von Halbleiterschalter S2 und das Einschalten LU101979 : von Halbleiterschalter S1 ist in diesem Fall das Unterschreiten der Stromschwelle || ) des Drosselstroms IL. Die Stromschwelle |; ist statisch vorgegeben und deren Lage | sorgt für einen vollständiges Umladen der Ausgangskapazität Coss des ; Halbleiterschalters S1. | Dabei bleibt im Gegensatz zur Schaltung in Fig. 2, bei der die Diode D den | Umladevorgang bestimmt, der Schalter S2 solange eingeschaltet, bis ein . vollständiges Umladen der Ausgangskapazität Coss auf 0 V erfolgt ist. Danach wird | Halbleiterschalter S1 ein- und der Halbleiterschaiter S2 zeitgleich abgeschaltet, so | dass der Strom IL. von Halbleiterschalter S2 auf Halbleiterschalter S1 kommutieren | kann und die Stromrichtung des Stromes I_ wieder wechselt. Es beginnt ein neuer | Zyklus mit dem Aufmagnetisieren der Drosselspule L1. .
Einzelheiten zu diesem Ansteuerverfahren sind in den Dokumenten US | 20070109822 A1 und US 8026704 B2 näher beschrieben. | Ein alternatives Verfahren zur Generierung der Ansteuersignale fur die | Halbleiterschalter S1 und S2 ist aus dem Dokument „Current Mode Control | structure: Current-Mode Control: Modeling and Digital Application“, von Jian Li, April . 14, 2009, Blacksburg, Virginia Polytechnic Institute and State University, bekannt. | Dabei werden zur Generierung der Schaltzeiten tons: und tons2 der Halbleiterschalter .
S1 und S2 Komparatoren eingesetzt, die den durch den Strom IL verursachten i Spannungsabfall in einem Messwiderstand mit Spannungsschwellenwerten ; vergleichen. | Aus dem Dokument “LED Application Design Using BCM Power Factor Correction ; (PFC) Controller for 100W Lightning System”; AN-9731, 02011 Fairchild | Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0, 3/24/11 ist ein Schaltungsdesign für eine | PFC-Schaltung, die im sogenannten ,Boundary Conduction Mode“ (BCM) betrieben © wird bekannt. | Die erwähnten Verfahren zur Generierung der Ansteuersignale für Aufwärtswandier- : Topologien, die mit zwei Halbleiterschaltern 81, S2 betrieben werden, benötigen die | gesamte Information über den Stromverlauf durch die Induktivität L, um mit LU101979 | Komparatoren die Ansteuersignale zu erzeugen. ; Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde eine Hochsetzsteller- | Schaltungsanordnung bereitzustellen, die bei einem geringen f schaltungstechnischen Aufwand môglichst verlustarme Schaltvorgänge | gewährleistet. Dabei wurde es von den Erfindern erkannt, dass das Potenzial fiir die | Mess- und Kontrollschaltungen wie üblich auf das stôrungsarme Potenzial der . negativen Zwischenkreisspannung gelegt werden sollte. . Diese Aufgabe wird gelôst durch eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung für die | Stromversorgung eines elekirischen Verbrauchers mit den Merkmalen des | Patentanspruchs 1. | Eine erfindungsgemäße Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung umfasst eine ; Gleichrichter- oder Polwenderschaltung mit einem ersten Halbleiterelement und mit | einem zweiten Halbleiterelement sowie eine Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung .
mit einem ersten Halbleiterschalter, mit einem zweiten Halbleiterschalter, mit einer L Induktivität und mit einem Siebkondensator. Ferner umfasst die Hochsetzsteller- | Schaltungsanordnung eine Steuereinheit zur Ansteuerung der beiden | Halbleiterschalter. Dabei sind in einem ersten Pfad die beiden Halbleiterelemente in | Reihe geschaltet angeordnet und in einem zweiten Pfad sind der erste | Halbleiterschalter und der zweite Halbleiterschalter in Reihe geschaltet angeordnet, ; wobei die beiden Pfade im Sinne einer Parallelschaltung an ihrem einen freien | Ende in einem ersten Knotenpunkt und an ihrem anderen freien Ende in einem | zweiten Knotenpunkt zusammengeführt sind und zugleich die Anschlusskontakte | für die Ausgangsspannung der Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung bilden. | Zwischen die Anschlusskontakte ist dabei der Siebkondensator geschaltet. Die | Induktivität ist zwischen einen ersten Versorgungsanschluss zum Anschluss an eine . Wechselspannungsquelle und den Verbindungsknotenpunkt der beiden in Reihe .
geschalteten Halbleiterschalter geschaltet. Ein zweiter Versorgungsanschluss zum | Anschluss an die Spannungsquelle ist zwischen das erste Halbleiterelement und | das zweite Halbleiterelement in einen Verbindungsknotenpunkt angebunden. | Gemäß der Erfindung ist der erste Halbleiterschalter in Reihe mit einem | Messwiderstand geschaltet. Die Steuereinheit ist erfindungsgemäß eingerichtet | eine Referenzzeitdauer, innerhalb der der durch den Messwiderstand fließende LU101979 . Strom betragsmaRig einen vorbestimmten Strom-Referenzwert innerhalb einer : Schaltperiode erreicht haben soll, rechnerisch zu ermitteln und zu vergleichen mit :
der tatsächlichen Zeitdauer, innerhalb der der durch den Messwiderstand fließende l
Strom den vorbestimmten Strom-Referenzwertbetrag erreicht hat und in : Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen der rechnerisch ermittelten | Referenzzeitdauer und der tatsächlichen gemessenen Zeitdauer eine Zeitdifferenz ,
zu ermitteln, wobei in Abhängigkeit von der ermittelten Zeitdifferenz die Zeitdauer ( zumindest der unmittelbar darauffolgenden Schaltperiode anpassbar ist.
Hierdurch ,
wird eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung insbesondere für den Betrieb an | einer Eingangs-Wechselspannung bereitgestellt, die mit einfachen | schaltungstechnischen Mitteln ein verlustarmes Schalten der Hochsetzsteller- ‘ Schalter gewährleistet.
Ein Betrieb mittels positiver oder negativer Gleichspannung A ist mit dieser Schaltungsanordnung natürlich ebenfalls möglich. |
Für eine Anwendung mit einer als Gleichspannung ausgebildeten | Eingangsspannung ist die Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung gemäß der | Erfindung etwas modifiziert ausgebildet.
Dabei wird die der Erfindung zugrunde : liegende Aufgabe ferner gelöst durch eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung für ,
die Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers mit den Merkmalen des | Patentanspruchs 2. | Diese Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung umfasst eine Zweischalter- | Hochsetzstellerschaltung mit einem ersten Halbleiterschalter, mit einem zweiten à Halbleiterschalter, mit einer Induktivität und mit einem Siebkondensator sowie eine ,
Steuereinheit zur Ansteuerung der beiden Halbleiterschalter.
Dabei sind der erste | Halbleiterschalter und der zweite Halbleiterschalter in einem gemeinsamen Pfad in | Serie geschaltet angeordnet, wobei in einem ersten äußeren Knotenpunkt und in f einem zweiten äußeren Knotenpunkt die Anschlusskontakte für die , Ausgangsspannung der Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung gebildet sind. ,
Zwischen die Anschlusskontakte ist der Siebkondensator geschaltet.
Die Induktivität | ist zwischen einen ersten Versorgungsanschluss zum Anschluss an eine ; Gleichspannungsquelle und den Verbindungsknotenpunkt der beiden in Reihe ' geschalteten Halbleiterschalter geschaltet.
Ein zweiter Versorgungsanschluss zum ' Anschluss an die Spannungsquelle ist an den zweiten Knotenpunkt angebunden. |
Gemäß der Erfindung ist vorgesehen, dass der erste Halbleiterschalter in Reihe mit LU101979 | einem Messwiderstand geschaltet ist, wobei der Messwiderstand zwischen dem | ersten Halbleiterschalter und dem zweiten Knotenpunkt angeordnet ist, und dass :
die Steuereinheit eingerichtet ist, eine Referenzzeitdauer, innerhalb der der durch | den Messwiderstand fließende Strom betragsmäfig einen vorbestimmten Strom- | Referenzwert innerhalb einer Schaltperiode erreicht haben soll, rechnerisch zu : ermitteln und zu vergleichen mit der messtechnisch ermittelten Zeitdauer, innerhalb :
der der durch den Messwiderstand flieBende Strom den vorbestimmten Strom- : Referenzwert erreicht hat, und in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis | zwischen der rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer und der tatsächlichen | gemessenen Zeitdauer, eine Zeitdifferenz zu ermitteln, in deren Abhängigkeit die : Zeitdauer der darauffolgenden Schaltperiode anpassbar ist.
Hierdurch wird eine l Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung für den Betrieb an einer Eingangs- | Gleichspannung bereitgestellt, die mit einfachen schaltungstechnischen Mitteln ein | verlustarmes Schalten der Hochsetzsteller-Schalter gewährleistet.
Wie eingangs | bereits erwähnt, ist besonders störend für ein verlustloses Schalten die Kapazität | des Halbleiterschalters.
Sie bewirkt eine Spannung während des Schaltvorgangs, à die zusammen mit dem verbleibenden Stromfluss in dem Halbleiterschalter zu einer | Verlustleistung führt.
Um verlustios zu schalten, ist die möglichst vollständige |
Entladung der Kapazität des Halbleiterschalter erforderlich.
Dafür ist eine | Strommessung erforderlich.
So liegt ebenfalls ein besonderer Vorteil der Schaltung | darin begründet, dass bereits ein einfacher Messwiderstand für die erforderliche : Strommessung ausreicht und alle benôtigten Informationen für die Ansteuerung der | Halbleiterschalter liefert.
Darüber hinaus werden aufgrund der erfinderischen À
Lösung weder eine aufwändige Potentialtrennung zur Messung des Drosselstroms | noch zusätzliche Stromwandler oder andere kostenintensive Komponenten | benötigt, um den Drosselstrom zu erfassen und eine gezielte Ansteuerung der | Halbleiterschalter der Hochsetzstellerschaltung zu ermöglichen. |
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängig | formulierten Ansprüchen angegeben.
Die in den abhängig formulierten Ansprüchen | einzeln aufgeführten Merkmale sind in technologisch sinnvoller Weise miteinander | kombinierbar und kônnen weitere Ausgestaltungen der Erfindung definieren. | Darüber hinaus werden die in den Ansprüchen angegebenen Merkmale in der |
„10 - |
Beschreibung näher präzisiert und erläutert, wobei weitere bevorzugte LU101979 : Ausgestaltungen der Erfindung dargestellt werden. |
Es kann gemäß einer bevorzugten Weiterentwicklung der Erfindung auch | vorgesehen sein, dass die Steuereinheit derart ausgebildet ist, dass bei positiver | Eingangsspannung, im Rahmen der Überwachung des durch den Messwiderstand | fließenden Stroms, der Nulldurchgang des Stroms während der ; Aufmagnetisierungsphase erfasst wird, wobei der im Zeitpunkt des Nulldurchgangs | vorliegende Betrag des durch den Messwiderstand fließenden Stroms als Strom- |
Referenzwert definiert wird.
Es kann hierdurch mit konstruktiv einfachen | messtechnischen Mitteln das Erreichen eines vorbestimmten Stromwertes während | der Aufmagnetisierungsphase der Induktivität detektiert und die bis zu diesem | Zeitpunkt ab einem definierten Startzeitpunkt vergangene Zeitdauer bestimmt | werden.
Ferner kann auf einfache Weise eine etwaig vorhandene Abweichung | zwischen der rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer und der tatsächliche | benötigten Zeitdauer bis zum Erreichen des vorbestimmten Referenzstromwertes | als Zeitdifferenz ermittelt und ein Zeitkorrekturwert zur für die folgende | Schaltzykluszeit bestimmt werden.
Diese Ausgestaltung der Erfindung kann auch | dahingehend weiterentwickelt sein, dass die Steuereinheit derart ausgebildet ist, | dass der Zeitkorrekturwert (Tper correct) ZUr Anpassung der Schaltperiode Tperiode Nach | der folgenden Formel ermittelbar ist: | Tper_correct = (Vin /(Vout-Vin)) / Tdiff. |
Gemäß einer hierzu alternativen Ausführungsform der Erfindung kann es | vorgesehen sein, dass die Steuereinheit derart ausgebildet ist, dass bei negativer | Eingangsspannung, im Rahmen der Überwachung des durch den Messwiderstand | fließenden Stroms, der Nulidurchgang des Stroms während der Abmagnetisierungsphase erfasst wird, wobei der im Zeitpunkt des Nulldurchgangs | vorliegende Betrag des durch den Messwiderstand fließenden Stroms als Strom- | Referenzwert definiert wird.
Es kann hierdurch mit konstruktiv einfachen | messtechnischen Mitteln das Erreichen eines vorbestimmten Stromwertes während | der Abmagnetisierungsphase der Induktivität detektiert und die bis zu diesem | Zeitpunkt ab einem definierten Startzeitpunkt vergangene Zeitdauer bestimmt |
11 - \ werden.
Ferner kann auf einfache Weise eine etwaig vorhandene Abweichung LU101979 : zwischen der rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer und der tatsächliche . benötigten Zeitdauer bis zum Erreichen des vorbestimmten Referenzstromwertes } als Zeitdifferenz ermittelt und ein Zeitkorrekturwert zur für die folgende |
Schaltzykluszeit bestimmt werden.
Diese Ausgestaltung der Erfindung kann auch | dahingehend weiterentwickelt sein, dass die Steuereinheit derart ausgebildet ist, | dass der Zeitkorrekturwert zur Anpassung der Schaltperiode gleich der ermittelten | Zeitdifferenz ist. |
In einer ebenfalls bevorzugten Ausgestaltungsvariante der Erfindung kann auch . vorgesehen sein, dass die Steuereinheit im Falle einer mit Wechselspannung | versorgten Hochsetzstellerschaltungsvariante derart ausgebildet ist, dass über eine ; Sinushalbwelle der Eingangsspannung hinweg die Anschaltzeit für den ersten | Halbleiterschalter (Aufmaghnetisierung der Induktivität L1) konstant gehalten wird | und dass die Anschaltzeit für den zweiten Halbleiterschalter (Abmagnetisierung der . Induktivität L1) bestimmt wird nach der Formel: | ton_S2 = Vin/(Vout-Vin)+ton_S1, | wobei | Vin — der Eingangsspannung, |
Vout - der Ausgangsspannung, | ton_s1 — der Einschaltzeit des ersten Halbleiterschalters S1 und | ton_s2 — der Einschaltzeit des zweiten Halbleiterschalters S2 entspricht, | und wobei die Anschaltzeit des zweiten Halbleiterschalters S2 der Abschaltzeit des | ersten Halbleiterschalters S1 entspricht: ton_s2 = tof s1. . Hierdurch kann erreicht werden, dass das Regelverhalten um einen Sinus-férmigen |
Strom zu erreichen sehr stabil ist.
Zudem ist der Berechnungsaufwand bei | Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) geringer wenn man nur eine | Schaltphase über eine Sinus-fôrmige Halbwelle der Eingangsspannung variiert. | Eine schnelle Berechnungszeit durch die Steuereinheit oder DSP ist erforderlich, | um die notwendige Regeldynamik zu erreichen. |
LU101979 Ë Auch kann es im Falle einer mit Wechselspannung versorgten | Hochsetzstellerschaltungsvariante vorteilhaft sein, die Erfindung dahingehend | weiterzuentwickeln, dass ein Spannungsregler zur Einstellung der Einschaltzeit für | zumindest den ersten Halbleiterschalter vorgesehen ist. Der Vorteil, der sich | hierdurch realisieren lässt, ist, dass sich ein stabiler sinusférmiger Eingangsstrom ; einstellen lässt, ohne dass der Strom vorberechnet und geregelt werden müsste. : Darüber hinaus wird die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe gelôst durch eine .
Stromversorgung für einen elektrischen Verbraucher, wobei die Stromversorgung | eine erfindungsgemäß aufgebaute Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung aufweist | und wobei die Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung zur Leistungsfaktor- . Vorregelung in der Stromversorgung dient. Hierdurch wird eine Stromversorgung | mit Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung bereitgestellt, die mit einfachen ; schaltungstechnischen Mitteln ein verlustarmes Schalten der Halbleiterschalter der . Hochsetzstellerschaltung gewährleistet. Bevorzugt ist die Stromversorgung als | Schaltnetzgerät ausgelegt. . Schließlich wird die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe gelöst durch ein .
Verfahren zur Aufwärtswandlung der Eingangsspannung in einer derartigen | Stromversorgung. Dabei wird eine Referenzzeitdauer rechnerisch ermittelt, | innerhalb der der durch den Messwiderstand fließende Strom einen vorbestimmten | Strom-Referenzwert innerhalb einer Schaltperiode erreicht haben soll. ; Anschließend wird dieser mit der tatsächlichen Zeitdauer, innerhalb der der durch ; den Messwiderstand fließende Strom den vorbestimmten Strom-Referenzwert . erreicht hat, verglichen, und in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen ; der rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer und der tatsächlichen Zeitdauer wird .
eine Zeitdifferenz ermittelt, und die Dauer der darauffolgenden Schaltperiode in © Abhängigkeit von dem zuvor ermittelten Vergleichsergebnis bei Bedarf angepasst. | Der Vorteil, der sich hierdurch ergibt ist insbesondere, dass durch dieses Verfahren | aufwändige Konstruktionen zur Erfassung des Gesamtstromverlaufs durch die | Induktivität nicht erforderlich sind und allein mit dem durch einen einzelnen | Messwiderstand fließenden und messtechnisch einfach zu erfassenden Strom im | Pfad der Halbleiterschalter eine ausreichend genaue verlustarme Schaltung der |
Halbleiterschalter der Hochsetzstellerschaltung ermöglicht ist.
Zudem ist es LU101979 | vorteilhaft, dass der berechnete Stromreferenzwert während der Schaltphase | erreicht wird in der kein Schaltvorgang vorliegt.
So werden durch mögliche | Schaltstörungen Fehlmessungen vermieden.
Dass eine vorberechnete Größe | nachführend variiert wird macht es zusätzlich weniger störanfällig. | Die Erfindung sowie das technische Umfeld werden nachfolgend anhand der | Figuren näher erläutert.
Es ist darauf hinzuweisen, dass die Erfindung durch die | gezeigten Ausführungsbeispiele nicht beschränkt werden soll.
Insbesondere ist es, | soweit nicht explizit anders dargestellt, auch möglich, Teilaspekte der in den | Figuren erläuterten Sachverhalte zu extrahieren und mit anderen Bestandteilen und | Erkenntnissen aus der vorliegenden Beschreibung und/oder Figuren zu Ë kombinieren.
Insbesondere ist darauf hinzuweisen, dass die Figuren und Ë insbesondere die dargestellten GrôBenverhältnisse nur schematisch sind.
Gleiche À
Bezugszeichen bezeichnen gleiche Gegenstände, so dass ggf.
Erläuterungen aus ; anderen Figuren ergänzend herangezogen werden können. |
Es zeigen: Ë
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Schaltnetzgerâtes; :
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild einer Halbbrücken-PFC-Schaltung mit einem | Halbleiterschalter; |
Fig. 3 den Stromverlauf durch die Induktivität der Halbbriicken-PFC-Schaltung | gem.
Fig. 2 und die Form des Spannungsverlaufs der Ausgangskapazität | des Halbleiterschalters; |
Fig. 4 ein Prinzipschaltbild einer Halbbrücken-PFC-Schaltung mit zwei | Halbleiterschaltern; |
| Fig.5 den Stromverlauf durch die Induktivität der Halbbrücken-PFC-Schaltung | gem.
Fig. 4 und die Form des Spannungsverlaufs der Ausgangskapazität | des Halbleiterschalters; |
LU101979 | Fig. 6 ein Prinzipschaltbild einer Halbbrücken-PFC-Schaltung mit zwei | Halbleiterschaltern und Polwender-Schaltung zum Betrieb an einer . Wechselspannungsquelle; .
Fig. 7 ein Prinzipschaltbild einer Halbbrücken-PFC-Schaltung mit zwei | Halbleiterschaltern, wobei die Polwender-Schaltung mit Dioden realisiert | wird, zum Betrieb an einer Wechselspannungsquelle; : Fig. 8 ein Prinzipschaltbild einer Halbbrücken-PFC-Schaltung mit zwei | Halbleiterschaltern und ohne eine Polwender-Schaltung zum Betrieb an | einer Gleichspannungsquelle; | Fig.9 den Stromverlauf durch die Induktivität der Halbbrücken-PFC-Schaitung | gem. Fig. 6 oder Figur 7 bei positiver Halbwelle der Eingangsspannung; | Fig. 10 ein Blockschaltbild einer Steuereinheit der erfindungsgemäBen ) Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung. | 20 . Die vorliegende Beschreibung veranschaulicht die Prinzipien der - erfindungsgemäßen Offenbarung. Es versteht sich somit, dass Fachleute in der . Lage sein werden, verschiedene Ausführungen zu konzipieren, die zwar hier nicht . explizit beschrieben werden, die aber Prinzipien der erfindungsgemäfen | Offenbarung verkörpern und in ihrem Umfang ebenfalls geschützt sein sollen. | Der erfindungsgemäße Gedanke wird an Beispiel einer positiven | Eingangsspannung bzw. einer positiven Halbwelle einer Eingangs- | Wechselspannung erôrtert. Für den Fall des Anliegens einer negativen | Eingangsspannung bzw. der negativen Halbwelle der Eingangswechselspannung | ist die Funktionalität der Halbleiterschalter der Hochsetzstellerschaltung | entsprechend umgetauscht. |
Wie beschrieben, gibt es den Ansatz eine PFC-Schaltung im Boundary Conduction LU101979 | Mode (BCM) zu betreiben.
Dabei wird die Zeit ton zum wiederholten | Aufmagnetisieren der Induktivität L; L1, Über eine Sinushalbwelle der | Netzwechselspannung konstant gehalten.
Diese Zeit ist proportional zur |
Leistungsabgabe des Schaltnetzgerätes und wird von einem Spannungsregler | vorgegeben, der die Ausgangsspannung der Schaltung, also z.B. 400 V Ë Gleichspannung, konstant halten soll. | Zusätzlich muss noch die Zeit zum Abmagnetisieren der Induktivität L; L1 eingesteilt ;
werden.
In der genannten Publikation passiert dies durch die Generierung eines | Zero Current Detection (ZCD) Signals, dass durch den Umladevorgang einer Diode | hervorgerufen wird.
Dies lässt sich allerdings in einer Aufwärtswandier- bzw. | Hochsetzstellerschaltung, in der die Funktion der Diode durch einen Stromschalter : realisiert wird, aber nicht erzeugen, da dieser Stromschalter nicht von selbst sperrt. ;
Um dieses Problem zu lösen, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, den Zeitpunkt, | an dem der zweite Halbleiterschalter S2 abschalten soll, vorauszuberechnen und | den durch die Berechnung ermittelten Zeitpunkt bzw. die ermittelte Zeitdauer - | durch Kontrollieren des berechneten Zeitpunkts bzw. der berechneten Zeitdauer, | insbesondere durch Kontrollieren des Stromnulldurchgangs, zu kontrollieren, : Die Abmagnetisierungszeit (Off-Zeit) toff, in der der erste Halbleiterschalter $1 | geöffnet und der zweite Halbleiterschalter S2 geschlossen ist, berechnet sich wie | folgt aus der Zeit ton zum Aufmagnetisieren: :
Lor ff Vout — Vin * ton: |
Da die Berechnung durch Bauteil-Toleranzen und andere Faktoren, wie | Verzôgerungen bei der Generierung der Ansteuersignale in Treiberstufen, etc. | abweichen kann, muss geprüft werden, ob mit der berechneten Off-Zeit tor auch der ! gewünschte Stromwert I, in der Induktivität L1 erreicht wurde. . Dazu kann die erforderliche Information des Stroms ls aus dem Pfad des ersten : Halbleiterschalters S1 herangezogen werden.
Mit Hilfe eines :
Strommesswiderstandes R1, lässt sich eine Messspannung erzeugen, die LU101979 | proportional zum Storm durch den Halbleiterschalter S1 ist. Im Rahmen der | vorliegenden Erfindung wird bei der hier beschriebenen Methode mit Hilfe eines | Komparators 131b die Zeit Tmess_ist bis zum Erreichen eines bestimmten Stroms Iref ’ (beispielsweise die Zeit vom Einschalten des ersten Halbleiterschalters S1 zur , Aufmagnetisierung der Induktivität L1 bis zum Erreichen des Strom- | Nulidurchgangs) gemessen und mit der berechneten Zeit Tmess_ret verglichen, um in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis eine zeitliche Korrektur bzw. einen ; Korrekturwert Tper correct für die unmittelbar folgende Periodendauer Tperiode (t+1) ; vornehmen zu können. | Die Fig. 6 und Figur 7 zeigen jeweils ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen ; Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung 100. Die in Figur 6 und in Figur 7 dargestellte | Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung 100 fiir die Stromversorgung eines | elektrischen Verbrauchers umfasst jeweils eine Gleichrichter- oder : Polwenderschaltung 110, eine Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung 120 sowie ; eine Steuereinheit 130 zur Ansteuerung der beiden Halbleiterschalter S1, S2 der | Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung 3. | Dabei ist bei der Ausführungsform gemäß Figur 6 die Polwenderschaltung 110 | durch zwei in Serie geschaltete ansteuerbare Halbleiterschalter S3, S4 gebildet, i während bei der Ausführung gemäß Figur 7 die Polwender- bzw. , Gleichrichterschaltung 110 durch zwei in Serie geschaltete Dioden D1, D2 gebildet .
In beiden Fällen bzw. Ausführungen sind in einem ersten Pfad P1 die beiden | Halbleiterelemente D1, D2; S83, S4 in Reihe geschaltet angeordnet und sind in ; einem zweiten Pfad P2 der erste Halbleiterschalter S1 und der zweite ; Halbleiterschalter S2 der Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung 3 in Serie | geschaltet angeordnet, wobei die beiden Pfade P1, P2 im Sinne einer | Parallelschaltung an ihrem einen freien Ende in einem ersten Knotenpunkt K1 und | an ihrem anderen freien Ende in einem zweiten Knotenpunkt K2 zusammengeführt | sind und zugleich die Anschlusskontakte für die Ausgangsspannung Vout der | Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung 100 bilden. Dabei ist zwischen die | Anschlusskontakte fiir die Ausgangsspannung Vout der Siebkondensator C1 | geschaltet. Die Induktivität L1 ist zwischen einen ersten Versorgungsanschluss Q1 | zum Anschluss an eine Wechselspannungsquelle ACin und den LU101979 | Verbindungsknotenpunkt K3 der beiden in Reihe geschalteten Halbleiterschalter | S81, S2 geschaltet. Ein zweiter Versorgungsanschiuss Q2 zum Anschluss an die © Spannungsquelle ACin ist zwischen das erste Halbleiterelement D1, S3 und das | zweite Halbleiterelement D2, S4 in einen Verbindungsknotenpunkt K4 angebunden. | Der erste Halbleiterschalter S1 ist in Reihe mit einem Messwiderstand R1 | geschaltet. | Die Steuereinheit 130 ist dabei eingerichtet, eine Referenzzeitdauer Tmess ref, | innerhalb der der durch den Messwiderstand R1 fließende Strom Ib betragsmäßig ; einen vorbestimmten Strom-Referenzwert Iref innerhalb einer Tperiode Schaltperiode | (auch als Schaltzyklus bezeichnet) erreicht haben soll, rechnerisch zu ermitteln und | zu vergleichen mit der tatsächlichen Zeitdauer Tmess ist, Innerhalb der der durch den | Messwiderstand R1 fließende Strom Ib den vorbestimmten Strom-Referenzwert Iref | erreicht hat, und in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen der | rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer Tmess ref Und der tatsächlichen Zeitdauer | Tmess ist, eine Zeitdifferenz Tdiff zu ermitteln, in deren Abhängigkeit die Dauer der | darauffolgenden Schaltperiode Tperiode durch einen ermittelten Zeit-Korrekturwert | Tper-correct anpassbar ist. .
Im dargestellten Ausführungsbeispiel steht eine sinusfôrmige Eingangsspannung | Vin (Netzspannung) mit 230 V Effektivwert und 50 Hz Netzfrequenz an den | Anschlussklemmen Q1, Q2 der Wechselspannungsquelle ACin an. An die obere | Anschlussklemme Q1 ist die Drosselspule L1 geschaltet. Im Beispiel weist sie eine | Induktivität von 64 uH auf. Diese Leitung geht an den Kontenpunkt K3, der | einerseits mit dem Drain-Ausgang des ersten Halbleiterschalters S1 in Verbindung ; steht. Andererseits steht der Knotenpunkt K3 mit dem Source-Eingang des zweiten | Halbleiterschalter S2 in Verbindung. Beide Halbleiterschalter S1 und S2 sind als Feldeffekttransistoren des Typs n-Kanal-MOSFET ausgeführt. Stattdessen könnten | andere Halbleiterschalter, wie bipolare Transistoren, Thyristoren oder IGBTs .
eingesetzt werden. Sie dienen dazu das Eingangssignal gleichzurichten und zu | zerhacken. Dazu werden sie mit einer relativ hohen Frequenz geschaltet, z.B. 100 .
kHz. Das Ansteuersignal CTRL1 wird an das Gate des ersten Halbleiterschalters ‘ (Feldeffekttransistors) S1 angelegt. Das Ansteuersignal CTRL2 wird an das Gate .
des zweiten Halbleiterschalters (Feldeffekttransistors) S2 angelegt. Das genaue |
Timing dieser Ansteuersignale CTRL1, CTRL2 wird in einer als Digitalschaltung LU101979 | ausgebildeten Steuereinheit 130 berechnet, die in Fig. 6 nicht gezeigt ist, die aber | nachfolgend anhand der Figur 9 und der Figur 10 noch genauer erläutert wird. Am : Ausgang der Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung 120 ist ein Siebkondensator C1 : angeschaltet, der während der Durchschaltphase des Halbleiterschalters S2 ; aufgeladen wird und einem nachfolgenden Gleichstromsteller des | Schaltnetzgerâtes eine hohe Spannung von z.B. 400 V Gleichspannung zur Verfügung stellt. Der Siebkondensator C1 hat z.B. eine Kapazität von 600 pF. Der ; Strom, der bei geöffnetem Halbleiterschalter S2 in umgekehrter Richtung zum ; Entladen der Ausgangskapazität vom Halbleiterschalter S1 fließt, fließt durch den | Messwiderstand R1, der im unteren Schaltzweig der Reihenschaltung der beiden | Halbleiterschalter S1 und S2 im Pfad P2 vorgesehen ist. Der Messwiderstand R1 : hat z.B. einen Widerstandswert von 20 mQ. Mit diesem Stromfluss wird also die Ë Transistorkapazität Coss entladen, was für ein verlustioses Schalten nötig ist. Um . | dies zu erzielen, ist zunächst die messtechnische Erfassung des Stromflusses | durch den Messwiderstand R1 erforderlich. Deshalb wird der Spannungsabfall über | den Messwiderstand R1 erfasst. Hierfür wird die über dem Messwiderstand R1 | anliegende Spannung an dem Kontenpunkt K5, zwischen dem Sourceanschluss .
des ersten Halbleiterschaiters S1 und dem in Serie geschalteten Messwiderstand À R1, zu einem Eingang der Steuereinheit 130 geführt, über den die Spannung : gemessen und weiterverarbeitet wird. Dazu kann ein A/D-Eingang der Steuereinheit .
130 eingesetzt werden. In einem zweiten Zweig sind zwei weitere Halbleiterschalter : S3 und S4 vorgesehen. Es handelt sich z.B. ebenfalls um n-Kanal-MOSFET . Der ; Kontenpunkt KA, an den beide Halbleiterschalter S3, 54 geschaltet sind, ist mit der | Rückleitung zum E-Werk verbunden. Beide Halbleiterschalter S3 und S4 dienen der | Umpolung der Schaltung. Für die positive Halbwelle der Eingangsspannung wird S4 | gesperrt und S3 leitend geschaltet. Für die negative Halbwelle der | Eingangsspannung wird S3 gesperrt und S4 leitend geschaltet. Die Schaltsignale À CTRL3 und CTRLA werden daher mit der 50 Hz Netzfrequenz geschaltet. | Die Fig. 7 zeigt eine andere Variante dieser Schaltung, bei der die beiden : Halbleiterschalter S3 und S4 durch Dioden D1, D2 ersetzt sind. Bei diesen besteht .
der Vorteil, dass sie keine dedizierten Schaltsignale benötigen. Die Dioden D1, D2 | sind selbstsperrend und zeigen das gewünschte Polwende-Verhalten auch ohne LU101979 | Ansteuersignale.
Die anderen Komponenten in Fig. 7, die die gleichen | Bezugszeichen haben wie in Fig. 6, bezeichnen die gleichen Komponenten.
Im | Gegensatz zu der Ausführungsform in Figur 6 fallen hier allerdings höhere |
Schaltverluste an.
Grundsätzlich ist mit dieser in Figur 7 dargestellten Topologie | auch eine Rückspeisung in das Versorgungsnetz möglich. :
In Figur 6 sind beispielhaft die Stromfiüsse zur Auf- und Abmagnetisierung der | Spule L1 bei negativer Halbwelle der Eingangsspannung dargestellt.
Dabei stellt | der gestrichelt dargestellte Pfeilverlauf Mag_auf den Stromfluss zur | Aufmagnetisierung der Induktivität L1 und der punktiert dargestellte Pfeilverlauf | Mag-ab den Stromfluss zur Abmagnetisiering der Induktivität L1 dar.
Die | Stromflussrichtung der Aufmagnetisierung ist ausgehend von ACin/Q2 über S4, S2, |
L1 zu ACin/Q1. Die Stromflussrichtung der Abmagnetiserung ist ausgehend von ;
ACin/Q2 über S4, C1, S1, L1 zu ACin/Q1. Die für die negative Eingangsspannungs- : Halbwelle dargestellten Stromverläufe gelten analog natürlich ebenso für die Ë Ausführungsform gemäß Figur 7. | Analog dazu sind in Figur 7 beispielhaft die Stromflüsse zur Auf- und :
Abmagnetisierung der Induktivität L1 bei positiver Eingangsspannung bzw. bei | positiver Halbwelle der Eingangsspannung dargestellt.
Auch hier stellt der | gestrichelt dargestellte Pfeilverlauf Mag_auf den Stromfluss zur Aufmagnetisierung | der Induktivität L1 und der punktiert dargestellte Pfeilverlauf Mag_ab den Stromfluss :
zur Abmagnetisiering der Induktivität L1 dar.
Die Stromflussrichtung der |
Aufmagnetisierung ist ausgehend von ACin/Q1 über L1, S1, D2 zu ACin Q2. Die | Stromflussrichtung der Abmagnetiserung ist ausgehend von ACin/Q1 über L1, S2, Ê
C1, D2, zu ACin Q2. Die für die positive Eingangsspannungs-Halbwelle : dargestellten Stromverldufe gelten analog natürlich ebenso für die Ausführungsform : gemäß Figur 6. Ë
30 . Mit der Schaltung gem.
Fig. 7 wird ein Ansatz weiterentwickelt, der aus der | folgenden Publikation bekannt ist: |
-20- | LU101979 | LED Application Design Using BCM Power Factor Correction (PFC) Controller for | 100W Lightning System; AN-9731, 02011 Fairchild Semiconductor Corporation | Rev. 1.0.0, 3/24/11. / Mit diesem Schaltungsdesign wird eine PFC-Schaltung im sogenannten „Boundary | Conduction Mode“ (BCM) betrieben.
Hierbei wird die Zeit Ton, die zum Zerhacken | der Eingangsspannung mit ca. 100 kHz angesetzt wird, über eine Sinushalbwelle | der Netzspannung konstant gehalten.
Diese Zeit entspricht der Zeit zum jeweiligen | Aufmagnetisieren der Induktivität L1 pro Schaltperiode.
Wie beschrieben, enthält | die PFC-Schaltung mit dem Spannungsregler 132 einen Stromregelkreis, der die | Aufgabe hat, den Augenblickswert des Eingangsstromes I(t) (Drosselstrom) | proportional zum Augenblickswert der Eingangsspannung Vin(t) zu halten.
So kann | dann der Leistungsfaktor nahe bei Eins gehalten werden.
Diese Zeit ist proportional | zur Leistung und wird von einem Spannungsregler vorgegeben, der die | Ausgangsspannung der Schaltung z.B. auf 400 V konstant halten soll. | Um die Zeit zum Abmagnetisieren der Drossel L1 einzustelien, wird in der | genannten Publikation ein Zero Current Detection (ZCD) Signal benutzt, dass durch | den Umladevorgang der Diode hervorgerufen wird.
Dies lässt sich allerdings in | einer Hochsetzstellerschaltung, in der die Funktion der Diode D mit einem | verlustarmen Halbleiterschalter S2 realisiert wird, aber so nicht erzeugen, da dieser | Halbleiterschalter nicht von selbst sperren, wenn eine Gatespannung anliegt. | Es wird deshalb gemäß der Erfindung der Zeitpunkt, an dem der zweite | Halbleiterschalter S2 abschalten soll, vorausberechnet.
Bei dieser Methode gibt | man den Stromwert ib vom Shunt R1 auf einen Komparator 131b.
Dem Komparator | 131b gibt man einen Referenzstromwert Iref als Schwellenwert vor, zu dem man | einen zugehörigen Zeitwert Tmess_ref berechnet.
Der berechnete Zeitwert Tmess_ret | entspricht der Zeit, den die Stromflanke benötigt, um nach Beginn des Anstiegs den Schwellenwert/Referenzstromwert Iref des Komparators 131b zu erreichen.
Der Zeitwert Tmess_ret berechnet sich wie folgt.
Tmess ref = Les
LU101979 : Iref ist der Betrag des Stromes, den man mit dem unteren Spitzenwert des . Drosselstromes erreichen möchte, um ein ZVD-Switching zu gewährleisten. Vin ist | der aktuelle Wert der Eingangsspannung und L der Wert der Induktivitat der | Drossel. Î Wird der gewünschte untere Spitzenwert Iref durch Fehler, Toleranzen etc. nicht | erreicht, so wird auch der Schwellenwert am Komparator 131b zu einem anderen . Zeitpunkt Tmess_ist erreicht, als in Tmess_ref berechnet wurde. | | Misst man nun die Zeit vom Einschaltpunkt der Stromflanke bis zum Erreichen des | Schwellenwertes am Komparator, so erhält man die Zeit Tmess ist. Bildet man die : Differenz der Zeit die man vorberechnet hat Tmess ref mit der, die man anschließend . gemessen hat Tmess ist, SO erhält man die Zeit Tdiff. | Tair f= Tess ref T Tmess ist .
Mit dieser Zeitdifferenz lässt sich ein Zeit-Korrekturwert Tper correct für die Zeit toff und | somit für die gesamte Periode Tperiode des Schaltzyklus ermitteln, mit dem der | gewünschte Strom beim nächsten Schaltzyklus erreicht werden würde, Dieser Zeit- | Korrekturwert Tper correct ist folgendermaßen zu berechnen, | Tper correct = Vout — Vin aif f |.
In Figur 9 ist das vorstehend beschriebene Prinzip anhand des Stromverlaufs im | Falle einer positiven Eingangsspannung Vin schematisch dargestellt. Entlang der | Ordinate ist der über den Messwiderstand R1 gemessene Strom Ib aufgetragen. | Entlang der Abszisse ist die Zeit t aufgetragen. Der Verlauf des Uber den | Messwiderstand R1 gemessenen Stroms ist mit Ib bezeichnet. Die Zeit Ton zum ; Aufmagnetisieren der Drosselspule L1 wird während der positiven Halbwelle der | Eingangs-Wechselspannung Vin konstant gehalten. Während dieser Zeit ist der © Halbleiterschalter S1 geschlossen und ist der Halbleiterschalter S2 geöffnet. Die | restliche Zeit des Regelzyklus Tperiode ist variabel und dient zum Abmagnetisieren | der Drosselspule L1 sowie zum Entladen der Transistorkapazität Coss von ;
EEE
-22- |
Halbleiterschalter S1 mit dem vorausberechneten Wert und zum Korrigieren ggf LU101979 ; vorliegender zeitlicher Abweichungen zwischen berechnetem und gemessenem . Zeitwert Tmess_ret, Tmess ist.
Während dieser restlichen Zeit von Tperiode ist der . Halbleiterschalter S1 geöffnet und der Halbleiterschalter S2 geschlossen.
Eine |
Korrekturzeit ist in der Fig. 9 während des zweiten dargestellten Schaltzyklus . gezeigt und mit Tper correct bezeichnet.
Das entspricht einem Korrekturwert, um den | die nach dem vorhergehenden (ersten) Schaltzyklus vorausberechnete Schaltzykluszeit Tperiode korrigiert (im vorliegenden Fall entsprechend verkürzt) wird. |
In der Fig. 9 ist auch erkennbar, dass die Schaltzykluszeit Tperiode IM Zweiten | dargestellten Schaltzyklus entsprechend verkürzt ist.
Denn der vorhergehende | Schaltzyklus hatte ergeben, dass die vorausberechnete Schaltzykluszeit Tperiode | doch zu lang war, weil der gemessene Strom Ib nicht dem definierten Referenzwert |
Iref entsprach sondern um den Wert lerr(t-1) abweicht und nur durch eine | Verkürzung der Schaltzykluszeit Tperiode der Referenzwert Iref erreicht werden kann. |
Zu Beginn des dritten Schaltzyklus bzw. zum Ende des zweiten Schaltzyklus wird . der gewünschte Referenzwert Iref dann tatsächlich erreicht.
Dabei sind die | Zeitpunkte der Erfassung der Stromwerte auf der Abszisse durch ein ,+“-Symbol | gekennzeichnet.
Diese Zeitpunkte entsprechen den vorausberechneten und | korrigierten Werten für Tperiode- | Analog lässt sich das Prinzip auch anwenden, wenn die Eingangsspannung dieser | Topologie negativ wird.
In diesem Fall entspricht die Stromflanke, die mit dem | Shunt R1 dargestellt werden kann, der Abmagnetisierungsphase der Drossel L1. ’
Da der Stromanstieg nun von der Differenz der Ausgangsspannung und der |
Eingangsspannung abhängig ist, berechnet sich die Zeit Tmess rer Wie folgt. | Thess ref = Ton — Lea . | |
Darüber hinaus ist das Prinzip der Erfindung ebenfalls anwendbar auf eine | Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung 100, welche Uber eine | Gleichspannungsquelle DCin versorgt wird.
Eine derartige Ausführungsform ist in | Figur 8 dargestellt.
Die gezeigte Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung 100 für die | In...
Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers umfasst dabei analog zu den LU101979 | vorstehend beschrieben Ausführungsformen eine Zweischalter- À Hochsetzstellerschaltung 120 mit einem ersten Halbleiterschalter S1, mit einem ' zweiten Halbleiterschalter S2, mit einer Induktivität L1 und mit einem | Siebkondensator C1, und eine Steuereinheit 130 zur Ansteuerung der beiden À Halbleiterschalter S1, S2. Eine Gleichrichter- oder Polwenderschaltung 110, wie sie ' in den vorstehend beschriebenen, mit Wechselspannung versorgten | Hochsetzsteller-Schaltungsanordnungen erforderlich war, fällt hier naturgemäß | weg. Der erste Halbleiterschalter S1 und der zweite Halbleiterschalter S2 sind in | einem gemeinsamen Pfad P1 in Serie geschaltet angeordnet, wobei parallel zu | diesem Pfad P1 in einem ersten Knotenpunkt K1 und in einem zweiten Knotenpunkt | K2 die Anschlusskontakte für die Ausgangsspannung Vout der Hochsetzsteller- | Schaltungsanordnung 100 gebildet sind, und zwischen die Anschlusskontakte der | Siebkondensator C1 geschaltet ist. Die Induktivität L1 ist ebenfalls zwischen einen .
ersten Versorgungsanschluss Q1 zum Anschluss an eine Gleichspannungsquelle . DCin und den Verbindungsknotenpunkt K3 der beiden in Reihe geschalteten | Halbleiterschalter S1, S2 geschaltet. Ein zweiter Versorgungsanschluss Q2 zum . Anschluss an die Spannungsquelle DC» ist an den Knotenpunkt K2 angebunden. | Ananlog zu den Ausführungsformen mit Wechselspannungsquelle ist der erste ‘ Halbleiterschalter S1 in Reihe mit einem Messwiderstand R1 geschaltet, wobei der | Messwiderstand R1 zwischen dem ersten Halbleiterschalter S1 und dem zweiten . Knotenpunkt K2 angeordnet ist. Ebenso ist die Steuereinheit 130 eingerichtet eine | Referenzzeitdauer Tmess_ret, innerhalb der der durch den Messwiderstand R1 ; fließende Strom Ib einen vorbestimmten Strom-Referenzwert Iref innerhalb einer | Schaltperiode bzw. einer Schaltzykluszeit Tperiode erreicht haben soll, rechnerisch zu | ermitteln und zu vergleichen mit der tatsächlichen Zeitdauer Tmess ist, innerhalb der | der durch den Messwiderstand R1 flieBende Strom Ib den vorbestimmten Strom- | Referenzwertbetrag Iref erreicht hat. In Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis | zwischen der rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer Tmess_ret und der | tatsächlichen Zeitdauer Tmess ist, eine Zeitdifferenz Tdiff zu ermitteln, mittels der die | Dauer der darauffolgenden Schaltperiode Tperiode (t+1) anpassbar ist. Analog zur | Darstellung in den Figuren 6 und 7 sind die Stromflüsse zur Auf- und | Abmagnetisierung der Induktivität L1 bei positiver Gleichspannung dargestellt. Auch | hier stellt der gestrichelt dargestelite Pfeilverlauf Mag_auf den Stromfluss zur |
„24 - |
Aufmagnetisierung der Induktivität L1 und der punktiert dargestellte Pfeilverlauf LU101979 | Mag_ab den Stromfluss zur Abmagnetisiering der Induktivität L1 dar.
Die | Stromflussrichtung der Aufmagnetisierung ist ausgehend von DCin / Q1 über L1, S1 | zu DCin Q2. Die Stromflussrichtung der Abmagnetiserung ist entsprechend | ausgehend von DCin / Q1 über L1, 82, C1 zu DCin Q2. | Fig. 10 zeigt schließlich ein Blockschaltbild einer als integrierter Schaltkreis | ausgebildeten Steuereinheit 130 mit der diese Art der Ansteuerung der | Halbleiterschalter 81, S2 der Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung 100 umgesetzt | wird.
Der integrierte Schaltkreis kann in Form eines DSP (digital signal processor), | FPGA (field programmable gate array), oder ASIC (application specific integrated | circuit) oder mit Hilfe eines Standard Mikrocontrollers und entsprechender Software | realisiert werden.
Dabei gilt die dargestellte Prozessorarchitektur fiir den Fall, dass | die positive Halbwelle einer Eingangswechselspannung ACin anliegt.
Mit Hilfe des |
DSPs wird aus den Informationen zur Eingangsspannung Vin und zur | Ausgangsspannung Vout und einer durch einen Spannungsregler vorgegebenen | Sollspannung Vout_ref, der die On-Zeit Ton stellt, eine Periode Tperiode | vorberechnet, mit der der Drosselstrom IL die untere Stromschwelle erreichen | müsste.
Nach beenden der Periode Tperiode Sind beide Schalter S1, S2 aus und | kurze Zeit später wird der erste Schalter S1 wieder eingeschaltet.
Nun ist der Shunt | bzw.
Messwiderstand R1 stromführend und direkt mit dem (Ein-)Schalten von S1 | wird ein Timer 133 gestartet.
Erreicht der Strom Ib durch den Messwiderstand R1 | den Schwellenwert Iref am Komparator 131, so löst der Komparator 131 ein Event | aus, dass den Timer 133 stoppt.
Mit dem gemessenen Zeitwert Tmess_ist lässt sich | die Zeitkorrektur Tper-correct für die Periode bzw. die Schaltzykluszeit Tperiode Wie | zuvor beschrieben berechnen.
Mit dem neuen Zeitwert Tperiode (+1) lädt man dann | die Timer fiir die Schaltsignalgenerierung und der untere Stromspitzenwert der | Drossel L1 stellt sich ein. |
Das Blockschaltbild enthält die folgenden Komponenten: Mit den Bezugszeichen |
131a wird eine Subtraktionsstufe bezeichnet.
In der Stufe 131a wird die | Ausgangsspannung Vout vom Referenzwert der Ausgangsspannung Vout_ref | abgezogen.
Die Ausgangsspannung Vout soll möglichst konstant gehalten werden | auf den Wert von 400 V.
Es wird damit in der Subtraktionsstufe 131a die | Abweichung von dem Sollwert bestimmt.
Je nach Belastung des Schaltnetzgerätes |
-25- I kann die Zwischenkreisspannung von 400 V variieren und es muss entsprechend LU101979 Ë korrigierend eingegriffen werden. Im dargestellten Komparator 131b wird die bis : zum Erreichen eines festgelegten Strom-Referenzwert Iref die rechnerisch | ermittelte Zeit Tmess_rer verglichen mit der Zeit Tmess ist, die tatsächlich benötigt wird, ; bis der vorbestimmte Strom-Referenzwert Iref durch den aktuell gemessenen Strom , Ib durch den Messwiderstand R1 erreicht ist. Wie beschrieben, findet die Messung | des Stroms Ib immer zu den vorausberechneten und korrigierten Zeitpunkten statt. , Es müssen keine weiteren Strommesswerte erfasst werden. Somit wird in dieser | Subtraktionsstufe 131b die jeweilige Abweichung lerr von dem Sollwert Iref | bestimmt. Das ist die wesentliche Information für die nachfolgende Regelungsstufe : 133, in der die Korrektur Tper correct für die vorausberechnete Schaltzykluszeit T periode ; des Regelzyklus berechnet wird. Regelungsstufe 133 gibt den Korrekturwert Toffset | an die nachgeschaltete Master-Timer-Einheit 136 aus. Sie entspricht einer . programmierbaren Zeitgeber-Einheit die jeweils nach Ablauf der eingestellten Zeiten .
ein Ereignis (Event) ausgibt. Man könnte das Ereignis auch in Form eines ‘ generierten Signales ausgeben. In der Digitaltechnik kann das Ereignis auch in . Form eines Software-Ereignisses ausgegeben werden, durch das ähnlich, wie bei , einem per Software generierten Interrupt eine bestimmte Programmroutine | aufgerufen wird. In der Master-Timer-Einheit 136 werden die Timer gesetzt, mit | denen das Tastverhältnis für die Ansteuersignale CTRL1 und CTRL2 berechnet ; wird. Die eigentliche Signalerzeugung geschieht in der PWM- . Signalerzeugungseinheit 139. Um die Ansteuersignale CTRL1 und CTRL2 beide mit | dem gewünschten Tastverhéltnis erzeugen zu können, wird noch die Information .
über die vorausberechnete Aufmagnetisierungszeit Ton benötigt. Diese Information .
wird von der Regelungsstufe 132 geliefert. Diese Zeit wird für die positive Halbwelle . konstant gehalten. Es handelt sich deshalb um eine Regelstufe, die den Stellwert | nur relativ langsam nachregelt. Es hat sich gezeigt, dass dafür sogar ein 10 Hz PI- | Regler ausreicht. Die Aufmagnetisierungszeit Ton kann mit Hilfe der Formel ; Ton = fn 2221 | berechnet werden, die bereits eingangs erläutert wurde. Diese Formel gilt immer | dann, wenn der Stromverlauf durch die Drosseispule L1 an der Lückgrenze | betrieben wird. Diese Regelungsstufe 132 arbeitet mit der Eingangsinformation über | die Differenz zwischen gewünschter Zwischenkreisspannung von z.B. 400 V und | der tatsächlich gemessenen Zwischenkreisspannung von der Subtraktionsstufe | A ———_—
131a.
Die geregelte Aufmagnetisierungszeit Ton wird einerseits einer zweiten Timer- | y101979 | Einheit 135 zur Verfügung gestellt, die entsprechende Ereignisse ausgibt an die | PWM-Signalerzeugungseinheit 139. Andererseits wird die Aufmagnetisierungszeit |
Ton an eine Berechnungseinheit 134 gegeben, die mit der Formel |
Vout — Vin | die Zeit für die Gesamtlänge von Aufmagnetisierungszeit Ton und der | Abmagnetisierungszeit Toff berechnet.
Der erste Teil der Formel entspricht dabei der Formel für die Berechnung der Abmagnetisierungszeit toff, die eingangs erwähnt wurde. '
| Mit der Zustandsmaschine 137 wird der Zustand der Eingangsspannung Vin : erfasst.
Diese wird mit einem Zeitraster von 25 kHz abgetastet.
Die : Zustandsmaschine 137 ermittelt, ob die positive Halbwelle vorliegt oder die negative | Halbwelle der Eingangsspannung.
Der ermittelte Zustand wird an eine :
Konfigurationseinheit 138 weitergeleitet, die in Abhängigkeit des Zustandes | entsprechende Registereinstellungen für die verschiedenen Blöcke des integrierten | Schaltkreises 130 vornimmt.
Zumindest die PWM-Signalerzeugungseinheit 139 | muss umkonfiguriert werden, denn bei negativer Eingangsspannung sind die ; Funktionen der Halbleiterschalter S1 und 82 vertauscht. :
: Zusammenfassend wird die Funktionsweise der integrierten Schaltung nochmals erläutert.
Mit Hilfe der integrierten Schaltung 130 wird aus den Informationen zur | Eingangsspannung Vin und Ausgangsspannung Vout und des Spannungsreglers :
132, der die Aufmagnetisierungszeit Ton stellt, in der Berechnungseinheit 134 eine |
Schaltzykluszeit Tperode vorausberechnet, mit der der Drosselstrom IL die untere | Stromschwelle erreichen müsste.
Nach Beenden dieser Schaltzykluszeit Tperiode | werden beide Halbleiterschalter S1 und S2 ausgeschaltet und kurze Zeit später wird | der erste Halbleiterschaiter S1 wieder eingeschaltet.
Nun ist der Messwiderstand /
R1 stromführend und direkt nach dem Einschalten von S1 wird der aktuell durch /
den Messwiderstand R1 fließende Strom gemessen.
Weicht dieser von dem | nominellen Referenzwert Iref ab, der sich für die vollständige Entladung der | Transistorkapazität Coss einstellen müsste, so stellt die weitere Regelungsstufe 133 | einen Korrekturwert Tper-correct ein, der zu der vorausberechneten | Schaltzykluszeit Tperiode für den nächsten Regelzyklus addiert wird.
Dadurch ergibt | sich je nach Korrekturwert Tper-correct eine Verkürzung oder eine Verlängerung der LU101979 | Schaltzykluszeit Tperiode.
Auf diese Weise nähert sich der Strom im nächsten | Regelzyklus dem Referenzwert Iref an.
So gleicht die Regelungsstufe 133 den | Strom im Messpunkt dem Referenzstrom Iref an.
Der gewählte Referenzwert Iref ist |
Über eine Sinushalbwelle konstant. | Die Erfindung ist nicht auf die in den Figuren dargestellten Ausführungsformen | beschränkt.
Die vorstehende Beschreibung ist daher nicht als beschränkend, | sondern als erläuternd anzusehen.
Die nachfolgenden Patentansprüche sind so zu | verstehen, dass ein genanntes Merkmal in zumindest einer Ausführungsform der | Erfindung vorhanden ist.
Dies schließt die Anwesenheit weiterer Merkmale nicht | aus.
Sofern die Patentansprüche und die vorstehende Beschreibung ‘erste’ und : 'zweite' Merkmal definieren, so dient diese Bezeichnung der Unterscheidung zweier | gleichartiger Merkmale, ohne eine Rangfolge festzulegen. |
-28- 1 Bezugszeichenliste LU101979 À 1 Netzfilter | 3 Siebkondensator E 4 Schaltstufe | 5 Übertrager | 6 Regler | 7 Optokoppler | 10 aktive PFC-Schaltung | 20 Gleichstromsteller | 30 Leistungsübertragunasstufe | 40 Glattungsstufe ; 50 Regelstufe ( 60 Potenzialtrennung | 70 Steuerung | 100 Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung | 110 Gleichrichter- oder Polwenderschaltung 120 Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung | 130 Steuereinheit | 131a Subtraktionsstufe | 131b Komparator | 132 Regelungsstufe/Spannungsregler | 133 Timer | 134 Berechnungseinheit | 135 weitere Zeitgebereinheit | 136 Zeitgebereinheit | 137 Eingangswechselspannungs-Erfassungseinheit | 138 Konfigurationseinheit | 139 PWM-Signalerzeugungseinheit |.
C1 Siebkondensator |
CTRL1 Ansteuersignal (Haibleiterschalter 1) LU101979 | CTRLZ Ansteuersignal (Halbleiterschalter 1) ) CTRL3 Ansteuersignal (als Halbleiterschalter ausgebildetes Halbleiterelement 3) | CTRL4 Ansteuersignal (als Halbleiterschalter ausgebildetes Halbleiterelement 4) | D Diode | D1, D2 Gleichrichter-Diode | Coss Transistorkapazität | Ib gemessener Strom | lerr Abweichung vom Sollstrom | IL Spulenstrom | Iref Stromreferenzwert | L1 Drosselspule Ë S1, S2, S3, S4 Halbleiterschalter | SNG Schaltnetzgerät | Ton Aufmagnetisierungszeit | Toff Abmagnetisierungszeit | Tper_correet Korrekturwert | Tperiode Schaltzykluszeit/Periodendauer | ACin Eingangsspannungsquelle/Wechselspannung DCin Eingangsspannungsquelle/Gleichspannung ’ Vin Eingangsspannung ‘ Vout Ausgangsspannung | Vout_ref Referenzwert der Ausgangsspannung |

Claims (11)

- 30 - | LU101979 À Ansprüche |
1. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) fiir die Stromversorgung eines | elektrischen Verbrauchers, umfassend . - eine Gleichrichter- oder Polwenderschaltung (110) mit einem ersten | Halbleiterelement (D1; S4) und mit einem zweiten Halbleiterelement (D2; S3), | - eine Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung (120) mit einem ersten | Halbleiterschalter (S1), mit einem zweiten Halbleiterschalter (S2), mit einer : Induktivität (L1) und mit einem Siebkondensator (C1), und | - eine Steuereinheit (130) zur Ansteuerung der beiden Halbleiterschaiter (S1, .
wobei in einem ersten Pfad (P1) die beiden Halbleiterelemente (D1, D2; S3, S4) | in Reihe geschaltet angeordnet sind, in einem zweiten Pfad (P2) der erste | Halbleiterschalter (S1) und der zweite Halbleiterschalter (S2) in Reihe geschaltet , angeordnet sind und die beiden Pfade (P1; P2) im Sinne einer Parallelschaltung .
an ihrem einen freien Ende in einem ersten Knotenpunkt (K1) und an ihrem | anderen freien Ende in einem zweiten Knotenpunkt (K2) zusammengeführt sind f und zugleich die Anschlusskontakte für die Ausgangsspannung (UA) der | Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) bilden, wobei zwischen die É Anschlusskontakte der Siebkondensator (C1) geschaltet ist, und wobei die | Induktivität (L1) zwischen einen ersten Versorgungsanschluss (Q1) zum | Anschluss an eine Wechselspannungsquelle (ACin) und den | Verbindungsknotenpunkt (K3) der beiden in Reihe geschalteten | Halbleiterschalter (S1, S2) geschaltet ist, und ein zweiter Versorgungsanschluss | (Q2) zum Anschluss an die Wechselspannungsquelle (ACin) zwischen das erste | Halbleiterelement (D1; S3) und das zweite Halbleiterelement (D2; 54) in einen | Verbindungsknotenpunkt (K4) angebunden ist, | dadurch gekennzeichnet, dass | - der erste Halbleiterschalter (S1) in Reihe mit einem Messwiderstand (R1) | geschaltet ist, und dass | - die Steuereinheit (130) eingerichtet ist, | eine Referenzzeitdauer (Tmess_ref), innerhalb der der durch den Messwiderstand | (R1) fließende Strom (Ib) einen vorbestimmten Strom-Referenzwertbetrag (Iref) | innerhalb einer Schaltperiode (Tperiode) erreicht haben soll, rechnerisch zu LU101979 | ermitteln und zu vergleichen mit der tatsächlichen gemessenen Zeitdauer ; (Tmess_ist), innerhalb der der durch den Messwiderstand (R1) fließende Strom (ib) | betragsmäßig den vorbestimmten Strom-Referenzwert (Iref) erreicht hat, | - und in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen der rechnerisch | ermittelten Referenzzeitdauer (Tmess_ref) Und der gemessenen Zeitdauer | (Tmess ist), eine Zeitdifferenz (Tdiff) zu ermitteln, in deren Abhängigkeit die Dauer | der darauffolgenden Schaltperiode (Tperiode) anpassbar ist. /
2. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) für die Stromversorgung eines ; elektrischen Verbrauchers, umfassend | - eine Zweischalter-Hochsetzstellerschaltung (120) mit einem ersten | Halbleiterschalter (S1), mit einem zweiten Halbleiterschalter (S2), mit einer | Induktivität (L1) und mit einem Siebkondensator (C1), und | - eine Steuereinheit (130) zur Ansteuerung der beiden Halbleiterschalter (S1, / wobei der erste Halbleiterschalter (S1) und der zweite Halbleiterschalter (S2) in | einem gemeinsamen Pfad (P1) in Serie geschaltet angeordnet sind und wobei ; parallel zu dem ersten Pfad (P1) in einem ersten Knotenpunkt (K1) und in einem : zweiten Knotenpunkt (K2) die Anschlusskontakte für die Ausgangsspannung | (Vout) der Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) gebildet sind, und | zwischen die Anschlusskontakte der Siebkondensator (C1) geschaltet ist, und | wobei die Induktivität (L1) zwischen einen ersten Versorgungsanschluss (Q1) | zum Anschluss an eine Gleichspannungsquelle (DCin) und den | Verbindungsknotenpunkt (K3) der beiden in Reihe geschalteten ; Halbleiterschalter (S1, S2) geschaltet ist, und ein zweiter Versorgungsanschluss | (Q2) zum Anschluss an die Spannungsquelle (DCin) an den Knotenpunkt (K2) | angebunden ist, | dadurch gekennzeichnet, dass | - der erste Halbleiterschalter (81) in Reihe mit einem Messwiderstand (R1) geschaltet ist, wobei der Messwiderstand (R1) zwischen dem ersten Halbleiterschalter (S1) und dem zweiten Knotenpunkt (K2) angeordnet ist, und dass - die Steuereinheit (130) eingerichtet ist,
eine Referenzzeitdauer (Tmess_ref), innerhalb der der durch den Messwiderstand 1|u101979 ; (R1) fließende Strom (Ib) einen vorbestimmten Strom-Referenzwert (Iref) : innerhalb einer Schaltperiode (Tperiode) erreicht haben soll, rechnerisch zu ; ermitteln und zu vergleichen mit der tatsächlichen Zeitdauer (Tmess_ist), innerhalb | der der durch den Messwiderstand (R1) fließende Strom (Ib) betragsmäßig den | vorbestimmten Strom-Referenzwert (Iref) erreicht hat, | - und in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen der rechnerisch | ermittelten Referenzzeitdauer (Tmess ref) UNd der tatsächlichen Zeitdauer | (Tmess_ist), eine Zeitdifferenz (Tdiff) zu ermitteln, in deren Abhängigkeit die Dauer | der darauffolgenden Schaltperiode (Tperiode) anpassbar ist. Ë
3. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach einem der vorstehenden | Ansprüche, | dadurch gekennzeichnet, dass | die Steuereinheit (130) derart ausgebildet ist, dass bei positiver : Eingangsspannung im Rahmen der Uberwachung des durch den | Messwiderstand (R1) fließenden Stroms (Ib) der Nulldurchgang des Stroms (Ib) ' während der Aufmagnetisierungsphase erfasst wird, wobei der im Zeitpunkt des | Nulldurchgangs vorliegende Betrag des durch den Messwiderstand (R1) | fließenden Stroms (Ib) als Strom-Referenzwert (Iref) definiert wird. |
4. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 3, | dadurch gekennzeichnet, dass | die Steuereinheit (130) derart ausgebildet ist, dass ein Zeitkorrekturwert | (Tper correct) ZUr Anpassung der Schaltperiode (Tperiode) Nach der folgenden | Formel ermittelbar ist: | Tper correct = Tig |
5. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (130) derart ausgebildet ist, dass bei negativer Eingangsspannung im Rahmen der Überwachung des durch den Messwiderstand (R1) fließenden Stroms (Ib) der Nulldurchgang des Stroms (Ib)
-33- | während der Abmagnetisierungsphase erfasst wird, wobei der im Zeitpunkt des LU101979 Nulldurchgangs vorliegende Betrag des durch den Messwiderstand (R1) fließenden Stroms (Ib) als Strom-Referenzwert (Iref) definiert wird. |
6. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 5, | dadurch gekennzeichnet, dass | die Steuereinheit (130) derart ausgebildet ist, dass der Zeitkorrekturwert | (Tper correct) Zur Anpassung der Schaltperiode (Tperiode) gleich der ermittelten | Zeitdifferenz (Tdiff) ist. |
7. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach einem der vorstehenden | Anspriiche 3-6 oder 1, | dadurch gekennzeichnet, dass | die Steuereinheit (130) derart ausgebildet ist, dass Uber eine Sinushalbwelle der | Eingangsspannung (ACin) hinweg die Anschaltzeit (ton_s1) für den ersten | Halbleiterschalter (81) konstant gehalten wird und dass die Anschaltzeit (ton_s2) | für den zweiten Halbleiterschalter (S2) bestimmt wird nach der Formel: | ton_s2 = on * Lon sis | wobei | Vin — der Eingangsspannung, | Vout - der Ausgangsspannung, ton_s1 — der Einschaltzeit des ersten Halbleiterschalters (81) und ton_s2 — der Einschaltzeit des zweiten Halbleiterschalters (S2) entspricht.
8. Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein Spannungsregler (132) zur Einstellung der Einschaltzeit (ton_s1) für zumindest den ersten Halbleiterschalter (S1) vorgesehen ist.
9. Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgung eine Hochsetzsteller-Schaltungsanordnung (100) nach einem der vorstehenden Ansprüche aufweist, wobei die Hochsetzsteller-
Schaltungsanordnung (100) zur Leistungsfaktor-Vorregelung in der LU101979 | Stromversorgung dient. :
10. Stromversorgung nach Anspruch 9, | dadurch gekennzeichnet, dass ; die Stromversorgung als Schaltnetzgerät ausgelegt ist. |
11. Verfahren zur Aufwärtswandlung der Eingangsspannung in einer | Stromversorgung nach Anspruch 9 oder 10, | dadurch gekennzeichnet, dass ‘ - eine rechnerisch ermittelte Referenzzeitdauer (Tmess ref), innerhalb der der ’ durch den Messwiderstand (R1) fließende Strom (Ib) einen vorbestimmten ' Strom-Referenzwert (Iref) innerhalb einer Schaltperiode (Tperiode) erreicht haben | soll, verglichen wird mit der tatsächlichen Zeitdauer (mess ist), innerhalb der der | durch den Messwiderstand (R1) fließende Strom (Ib) betragsmäfig den l vorbestimmten Strom-Referenzwert (Iref) erreicht hat, | - und dass in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zwischen der | rechnerisch ermittelten Referenzzeitdauer (Tmess rer) Und der tatsächlichen , Zeitdauer (Tmess ist), eine Zeitdifferenz (Tdiff) ermittelt wird, und dass die Dauer | der darauffolgenden Schaltperiode (Tperiode) in Abhängigkeit von dem zuvor ' ermittelten Vergleichsergebnis angepasst wird. Î
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