DE112018004065T5 - Digitale steuerung eines leistungswandlers im switched boundary-modus ohne stromsensor - Google Patents

Digitale steuerung eines leistungswandlers im switched boundary-modus ohne stromsensor Download PDF

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Santosh Manjunath BHANDARKAR
Alex Dumais
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Microchip Technology Inc
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Abstract

Es werden eine Schaltungsanordnung zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung, ein entsprechender Signalprozessor und ein Verfahren zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung bereitgestellt. Die Schaltungsanordnung weist einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung, einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an eine Last, eine Energiespeicheranordnung, eine steuerbare Schaltanordnung und einen Signalprozessor auf. Der Signalprozessor ist mit der steuerbaren Schaltanordnung verbunden und zur Nullstrom-Umschaltung der Schaltanordnung konfiguriert, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, aus einem ersten Spannungssignal und einem zweiten Spannungssignal zumindest einen Schaltpunkt zur Nullstrom-Umschaltung zu ermitteln, wobei das erste Spannungssignal der Eingangsspannung und das zweite Spannungssignal der Ausgangsspannung entspricht.

Description

  • VERWANDTE PATENTANMELDUNG
  • Diese Anmeldung beansprucht Vorrang vor der vorläufigen US-Patentanmeldung Nr. 62 / 543,225 , eingereicht am 9. August 2017, deren gesamter Inhalt hiermit zu allen Zwecken durch Bezugnahme aufgenommen wird.
  • TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Offenbarung betrifft Leistungswandler und insbesondere die Steuerung eines Boundary-Mode-Leistungswandlers.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Leistungswandler und insbesondere Schaltnetzteil-Wandler werden in einer Vielzahl von Anwendungen verwendet, um eine AC / DC- und DC / DC-Wandlung bereitzustellen. Beispielsweise werden Schaltnetzteil-Wandler, die auch als Schaltnetzteile (SMPS) bezeichnet werden, häufig in Computer- und Mobiltelefonnetzteilen verwendet, um die erforderlichen Betriebsspannungen aus typischen 120 V / 240 V Wechselstrom-Netzleitungen bereitzustellen.
  • Typische Aspekte bei der Entwicklung von Leistungswandlern betreffen den Wirkungsgrad und die Kosten des Leistungswandlers. Es sollte leicht ersichtlich sein, dass Leistungsverluste minimiert werden sollten, um den Gesamtwirkungsgrad des Wandlers zu erhöhen und auch die Erzeugung von Wärme zu verringern, die je nach Ausführung und jeweiliger Anwendung schwierig abzuführen sein kann.
  • Es ist bekannt, Schaltnetzteile im Boundary Conduction Mode (Grenzleitungsmodus) oder kurz „Boundary Mode“ (BCM) zu betreiben. Im Gegensatz zu einem Dauerbetrieb in CCM (Continuous Conduction Mode) soll im Boundary Conduction Mode der Schalter des Leistungswandlers betätigt werden, wenn kein oder kein wesentlicher Strom durch den Schalter fließt. Dieser Betriebsmodus reduziert Schaltverluste und ermöglicht auch die Verwendung kostengünstigerer Komponenten, beispielsweise kostengünstigerer Boost-Dioden in einem Boost-Schaltnetzteil-Aufbau, da keine Reverse-Recovery-Verluste auftreten. Darüber hinaus ermöglicht BCM auch Leistungsfaktorkorrektur (PFC), da der Eingangsstrom der Eingangsspannungswellenform folgt.
  • Ein Nebenprodukt von BCM ist, dass der Leistungswandler von Natur aus eine variable Schaltfrequenz verwendet. Die Frequenz hängt hauptsächlich von der ausgewählten Ausgangsspannung, dem Momentanwert der Eingangsspannung, den Parametern des verwendeten Energiespeichers, z. B. Induktor oder Kondensator, und der der Last zugeführten Ausgangsleistung ab. Die niedrigste Frequenz tritt beim Spitzenwert der sinusförmigen Netzspannung auf.
  • Um im Grenzleitungsmodus ordnungsgemäß zu arbeiten, muss der genaue Zeitpunkt bestimmt werden, zu dem der Strom durch den Schalter Null erreicht. In typischen Schaltungen wird Stromabtastung verwendet, beispielsweise unter Verwendung eines Stromwandlers, unter Verwendung einess gekoppelten Induktor, wie zum Beispiel einer weiteren Windung nahe einer Hauptinduktivität, oder unter Verwendung von CT- oder Hall-Effekt-Sensoren. Alle diese Ansätze erhöhen jedoch die Kosten und die Komplexität der Schaltung.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Es besteht daher die Aufgabe, eine kostengünstige Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur verschachtelten, geschalteten Leistungswandlung bereitzustellen, die es ermöglichen, effizient im Boundary Conduction Mode zu arbeiten.
  • Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung, einen Signalprozessor und ein Verfahren zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung gelöst. Die Unteransprüche sowie die nachfolgende Beschreibung beinhalten verschiedene Ausgestaltungen der Erfindung.
  • In einem Punkt wird eine Schaltungsanordnung zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung bereitgestellt, die einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung aufweist; einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an eine Last; eine Energiespeicheranordnung; eine steuerbare Schaltanordnung; und einen Signalprozessor. Der Signalprozessor ist mit der steuerbaren Schaltanordnung verbunden und zur Nullstrom-Umschaltung der Schaltanordnung konfiguriert; wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, aus einem ersten Spannungssignal und einem zweiten Spannungssignal zumindest einen Schaltpunkt für die Nullstrom-Umschaltung zu bestimmen, wobei das erste Spannungssignal der Eingangsspannung und das zweite Spannungssignal der Ausgangsspannung entspricht.
  • Eine Grundidee der Erfindung besteht darin, einen Schaltleistungswandler effizient im Grenzleitungsmodus betreiben zu können, indem die Strommessung beseitigt wird. Dies ermöglicht es, die Kosten eines entsprechenden Wandlers zu reduzieren. Wie die Erfinder der vorliegenden Erfindung festgestellt haben, beseitigt die Eliminierung der Strommessung in Grenzleitungswandlern auch Probleme bei der Detektion, da die Verwendung magnetischer Komponenten für die Strommessung eine signifikante Verzögerung einführt. Die Verzögerung erschwert eine ordnungsgemäße Detektion eines Nullstrompunktes. Schließlich ermöglichen einige Ausführungsformen eine erhöhte Leistungsdichte, d. h. eine kleinere Wandlergröße.
  • Figurenliste
  • Die obigen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung verschiedener Ausführungsformen ersichtlich. In den Figuren
    • zeigt 1 ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im Switched Boundary Mode;
    • zeigt 2 ein Diagramm des Induktorstroms IL in einem beispielhaften schematischen PWM-Schaltzyklus;
    • zeigt 3 Diagramme zur Funktionsweise der Schaltungsanordnung des Ausführungsbeispiels nach 1 während eines vollen Zyklus der Eingangswechselspannung VIN ;
    • zeigt 4 ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform des Betriebs des Signalprozessors 9 von 1;
    • zeigen 5 bis 6 Signalverläufe des Betriebs der Schaltungsanordnung der Ausführungsform von 1; und
    • zeigt 7 eine weitere Ausführungsform einer Aufwärtswandlerschaltung 1a in einem schematischen Blockschaltbild.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • In dieser Anmeldung beschriebene technische Merkmale können verwendet werden, um verschiedene Ausführungsbeispiele von integrierten Schaltungsanordnungen zu konstruieren. Einige Ausführungsformen der Erfindung werden diskutiert, um es einem Fachmann zu ermöglichen, die Erfindung umzusetzen und zu verwenden.
  • Wie vorstehend erläutert und unter einem Gesichtspunkt ist eine Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Grenzbereichsmodus vorgesehen, die einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung aufweist; einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an eine Last; eine Energiespeicheranordnung; eine steuerbare Schaltanordnung; und einen Signalprozessor. Der Signalprozessor ist mit der steuerbaren Schaltanordnung verbunden und zur Nullstrom-Umschaltung der Schaltanordnung konfiguriert; wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, aus einem ersten Spannungssignal und einem zweiten Spannungssignal zumindest einen Schaltpunkt für die Nullstrom-Umschaltung zu bestimmen, wobei das erste Spannungssignal der Eingangsspannung und das zweite Spannungssignal der Ausgangsspannung entspricht.
  • Unter dem Begriff „Switched Boundary Mode Power Conversion“ wird im Rahmen der vorliegenden Beschreibung eine geschaltete elektrische Leistungswandlung im Boundary Conduction Mode (BCM) (Grenzleitungsbetrieb) verstanden. Eine entsprechende Wandlerschaltung weist zumindest eine Energiespeicheranordnung und eine Schaltanordnung zum temporären Speichern von Eingangsenergie und zum anschließenden Abgeben dieser Energie an den Ausgang mit einer anderen Spannung auf.
  • In BCM wird eine neue Schaltperiode eingeleitet, wenn der Strom durch die Energiespeicheranordnung auf null zurückkehrt, was an der Grenze zwischen kontinuierlicher Leitung (CCM) und diskontinuierlicher Leitung (DCM) liegt.
  • Unter einer „Energiespeicheranordnung“ wird im vorliegenden Zusammenhang eine Anordnung zum zumindest zeitweisem Speichern elektrischer Energie verstanden. Beispielsweise kann eine Energiespeicheranordnung einen oder mehrere Induktoren / Induktivitäten und / oder einen oder mehrere Kondensatoren / Kapazitäten aufweisen.
  • In einigen Ausführungsformen sollte der Wert der Energiespeicheranordnung, wie z. B. eines Induktors, im Vergleich zum Gesamtwiderstand in der Schaltung groß sein. Der Widerstand (R) kann in Form von Induktorwiderstand, Schaltanordnungswiderstand, Filterwiderstand, Leiterplatten-Leiterbahnwiderstand usw. vorliegen. Der Induktorstrom folgt in einigen Ausführungsformen einem Pfad basierend auf dem Endwert des Stroms während der EIN-Zeit als If*e^ (-t /ζ), wobei If = Vin / R, ζ = L / R. Der Induktorstrom erscheint als gerade Linie, wenn ζ groß ist. Ein Weg, um den Wert von ζ zu erhöhen besteht darin, den Widerstandswert (R) durch den Einsatz effizienter Schalter und Induktoren zu verringern. Während der AUS-Zeit trägt der Lastwiderstand zusätzlich zu anderen Widerständen zu R bei. Der Wert von L kann in einigen Ausführungsformen durch die Eingangsspannung, den Lastbereich und die Schaltfrequenzgrenzen eingestellt werden.
  • Die „steuerbare Schaltanordnung“ kann im vorliegenden Zusammenhang von jedem geeigneten Typ sein, um einen elektrischen Strom zu steuern. Die Schaltanordnung kann beispielsweise einen oder mehrere Halbleiterschalter wie Bipolartransistoren, Feldeffekttransistoren, MOSFETs, IGBTs, SiCs, GANs usw. aufweisen.
  • Gemäß dem gegenwärtigen Gesichtspunkt weist die Schaltungsanordnung den Signalprozessor auf. Unter einem Signalprozessor wird in diesem Zusammenhang eine Anordnung verstanden, die eine zyklische Ansteuerung der Schaltanordnung beispielsweise gemäß einer Pulsweitenmodulation (PWM) mit einer Frequenz im kHz-Bereich ermöglicht. In einigen Beispielen ist der Signalprozessor konfiguriert, um den Schalter in PWM mit einer Frequenz von ungefähr 500 kHz zu steuern. In einigen Ausführungsformen ist der Signalprozessor ein digitaler Signalprozessor (DSP), der eine schnellere Ausführung von Routinen zur Nullstrompunktbestimmung ermöglicht.
  • Der Signalprozessor gemäß dem vorliegenden Aspekt ist für Nullstrom-Schalten konfiguriert. In diesem Zusammenhang wird unter „Nullstrom-Schalten“ das Steuern der Schaltanordnung verstanden, wenn kein oder nur ein geringer Strom von beispielsweise weniger als 100 µA fließt. Wie unter dem Gesichtspunkt, dass die Schaltungsanordnung für den Grenzleitungsbetrieb ausgelegt ist, ersichtlich werden wird, bezieht sich das Nullstromschalten insbesondere auf die Steuerung von einem Aus-Zustand, d.h. einem nichtleitenden Zustand der Schaltanordnung, in einen Ein-Zustand d.h. einen leitenden Zustand der Schaltanordnung, wenn kein oder nur ein geringer Strom fließt.
  • Unter einem „Nullstrompunkt“ der Energiespeicheranordnung wird im Rahmen der vorliegenden Erläuterung der Zeitpunkt verstanden, zu dem die Energiespeicheranordnung nach einem Lade- / Entladezyklus, der hier auch als „Schaltzyklus“ bezeichnet wird, vollständig entladen ist.
  • Unter einem „Schaltzyklus“ wird in diesem Zusammenhang die kombinierte Zeit verstanden, in der das jeweilige steuerbare Schaltgerät leitend, d. h. im eingeschalteten Zustand, und das steuerbare Schaltgerät anschließend nicht leitend, d. h. im ausgeschalteten Zustand, geschaltet wird. Bei einer PWM-Regelung entspricht der Schaltzyklus der PWM-Zykluszeit T.
  • Eine „Mid-Cycle“ -Zeit entspricht der halben Schaltzyklusdauer und ist somit ein Zeitpunkt in jedem Schaltzyklus, der gleichmäßig zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nullstrompunkten der Energiespeicheranordnung liegt.
  • Es wird nun auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen den verschiedenen Elementen von Ausführungsformen numerische Bezeichnungen gegeben werden und in denen weitere Ausführungsformen beschrieben werden.
  • Spezifische Verweise auf Komponenten, Module, Einheiten, Geräte, Abschnitte, Teile, Prozessschritte und andere Elemente sollen nicht einschränkend sein. Weiterhin versteht es sich, dass gleiche Teile die gleichen oder ähnliche Bezugszeichen tragen, wenn auf alternative Figuren Bezug genommen wird. Es wird weiterhin angemerkt, dass die Figuren schematisch sind und dem fachkundigen Leser als Anleitung dienen und nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet sind. Vielmehr können die verschiedenen in den Figuren gezeigten Zeichnungsmaßstäbe, Seitenverhältnisse und Anzahlen von Bauteilen absichtlich verzerrt sein, um bestimmte Merkmale oder Zusammenhänge leichter verständlich zu machen.
  • 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung, und zwar in der vorliegenden Ausführungsform eine Switched Mode BCM Boost-Converter-Schaltung 1.
  • Die Boost-Converter-Schaltung 1 weist einen Eingang oder eine Eingangsstufe 2 auf, die zum Anschluss an eine typische Netzverbindung konfiguriert sind, z. B. bei 110 V, 60 Hz oder 240 V, 50 Hz. Am Eingang 2 ist ein Brückengleichrichter 3 vorgesehen, um positive Halbwellen zu erhalten. Die Boost-Converter-Schaltung 1 weist weiterhin eine Energiespeicheranordnung in Form eines Induktors 4, einer MOSFET-Schaltanordnung 5, einer Rücklaufdiode 6, einen Ausgangskondensator 7, einen Ausgang 8, einen Signalprozessor 9 und einen Pulsbreitenmodulations- (PWM-) Treiber 10 auf.
  • Die allgemeine Funktionsweise der Schaltung 1 entspricht der eines typischen Aufwärtswandlers (Boost Converter): der Induktor 4 wird geladen, wenn sich der MOSFET 5 im Ein-Zustand befindet. Sobald der Induktor 4 aufgeladen ist, wird der MOSFET 5 in den Aus-Zustand geschaltet, so dass der einzige verbleibende Strompfad durch die Rücklaufdiode 6 und die Last 11 verläuft, von denen letztere in 1 als variabler Widerstand gezeigt ist. Die Spannung von sowohl Induktor 4 als auch Eingang 2 steigt im Hinblick auf den erhöhten Strom an. Die während des Einschaltzustands in dem Induktor 4 gespeicherte Energie wird über die Diode 6 in die Last 11 entladen, wenn sich der MOSFET 5 im ausgeschalteten Zustand befindet.
  • Der Betrieb der Schaltung 1 wird durch den Signalprozessor 9 und den PWM-Treiber 10 gesteuert. Wie gezeigt, ist der Signalprozessor 9 mit dem PWM-Treiber 10 verbunden und liefert ein PWM-Steuersignal an den Treiber 10. Der Treiber 10 steuert den MOSFET 5 und weist einen Level-Shifter auf, der das Ansteuersignal von 0 bis 3,3 V auf die vom MOSFET 5 benötigten Pegel ändert, z. B. in dieser Ausführungsform auf 0 bis 12 V. Zusätzlich steuert der PWM-Treiber 10 den MOSFET 5 mit schnelleren Anstiegs- und Abfallzeiten an, was zur Verringerung von Schaltverlusten vorteilhaft ist. Die Spannung MOSFET ON entscheidet über den Widerstand. Eine höhere Spannung führt zu einem niedrigeren Einschaltwiderstand.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ist der Signalprozessor 9 ein digitaler Signalprozessor vom Typ dsPIC33EP, erhältlich von Microchip Technology Inc., Chandler, AZ, USA. Wie oben erläutert, ist die Schaltung 1 für den Grenzleitungsbetrieb (Boundary Conduction Mode, BCM) konfiguriert, der vom Signalprozessor 9 gesteuert wird.
  • In einem typischen BCM-Betrieb wird eine neue Schaltperiode der PWM eingeleitet, wenn der Strom durch der Induktor 4, IL , wieder auf null zurückkehrt. 2 zeigt ein Diagramm des Induktorstroms IL in einem beispielhaften schematischen PWM-Schaltzyklus. Die ansteigende Stromflanke kann typischerweise mit VIN / L korrespondieren und die abfallende Stromflanke kann typischerweise (VIN-VOUT) / L entsprechen.
  • Wie aus dem unteren Teil von 2 zu ersehen ist, wird ein PWM-Steuersignal an den MOSFET 5 angelegt. Wenn das PWM-Signal hoch ist, ist der MOSFET 5 leitend und der Strom IL im Induktor 4 steigt an. Diese Zeitspanne wird hier als TON-Zeit beschrieben. Sobald die gewünschte Ladung des Induktors 4 erreicht ist, wird das PWM-Signal auf niedrig gesteuert und der MOSFET 5 wird nichtleitend eingestellt. Der Strom IL nimmt allmählich ab, bis der Induktor 4 vollständig entladen ist. Diese Zeitspanne wird hier als TOFF-Zeit beschrieben. Beide, TON und TOFF , ergeben zusammen einen PWM / Schaltzyklus T.
  • Wenn der Induktor 4 vollständig entladen ist, d. h. zu einem „Nullstromzeitpunkt“ in dem PWM-Zyklus, beginnt der nächste PWM-Zyklus. Das PWM-Signal wird entsprechend hoch gesetzt und der MOSFET 5 wird leitend geschaltet.
  • Wie vorangehend erläutert, vermeidet BCM Schaltverluste, da der MOSFET 5 von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand gesteuert wird, wenn kein wesentlicher Strom fließt, was hier als „Nullstrom-Schalten“ bezeichnet wird.
  • 3 zeigt Diagramme des Betriebs der Schaltung 1 während eines vollen Zyklus der Eingangswechselspannung VIN . Wie aus der Figur ersichtlich ist, wird der Induktor 4 in jeder Halbwelle der Eingangsspannung entsprechend dem in 3 als VPWM gezeigten PWM-Signal mehrmals geladen und entladen. Die Wandlerschaltung 1 arbeitet mit einer variablen Schaltfrequenz, die in erster Linie von der gewünschten Ausgangsreferenzspannung VO,REF , dem Momentanwert der Eingangsspannung VIN , dem Induktorwert des Induktors 4 und der an die Last RL 11 abgegeben Ausgangsleistung abhängt.
  • Die Betriebsfrequenz ändert sich, wenn der Eingangsstrom der sinusförmigen Eingangsspannungswellenform folgt, wie in 3 gezeigt. Die niedrigste Frequenz tritt an der Spitze des sinusförmigen Eingangswertes auf, d.h. bei der Netzspannung. Wie aus 3 ersichtlich, und da die Stromwellenform von IL ungefähr dreiecksförmig ist, ist der Durchschnittswert in jeder PWM-Periode proportional zur Eingangsspannung VIN . Vorausgesetzt, dass eine sinusförmige VIN vorliegt, folgt der Eingangsstrom IIN der Schaltung 1 der Wellenform von VIN mit hoher Genauigkeit und entnimmt dem Netz einen sinusförmigen Eingangsstrom. Dementsprechend ist der Betrieb des Leistungswandlers 1 in BCM ideal für die Leistungsfaktorkorrektur (PFC).
  • Zurückkehrend zu 1, um den BCM-Betrieb zu ermöglichen, ist der Signalprozessor 9 so konfiguriert, dass er an einem ersten Spannungseingang 12 ein erstes Spannungssignal empfängt, das der gleichgerichteten Netzspannung VIN entspricht. Ein zweites Spannungssignal wird an den zweiten Spannungseingang 13 angelegt. Die zweite Spannung entspricht der Ausgangsspannung VOUT . Beide Spannungssignale im Ausführungsbeispiel nach 1 werden über entsprechende Spannungsteiler erhalten, die durch Widerstände Rx und Ry ausgebildet werden. Es wird angemerkt, dass, während der ausgangsseitige Spannungsteiler in 1 außerhalb der Schaltungsanordnung 1 gezeigt wird, dieser Spannungsteiler selbstverständlich als Teil der Schaltungsanordnung 1 vorgesehen werden kann.
  • Der Signalprozessor 9 entnimmt Abtastwerte des ersten Spannungssignals und des zweiten Spannungssignals. Das Abtasten des Eingangs- und Ausgangsspannungssignale sollte idealerweise bei T / 2 erfolgen, d. h. bei der Hälfte eines Schaltzyklus, um geeignete Mittelwerte zu erhalten.
  • Der Signalprozessor 9 ist konfiguriert, um die Spannungssignale bei T / 2 abzutasten, wenn der Arbeitszyklus der PWM niedriger als 50% ist, d.h. wenn VIN> VOUT / 2. Dies sieht vor, dass die Periode dem Durchschnitt der Eingangsspannung entspricht. Der Großteil der Leistungsübertragung erfolgt während dieses Intervalls. Da in diesem Fall das Tastverhältnis und die Frequenz niedrig sind, besteht ausreichend Zeit für die Berechnung des nächsten Nullstrompunkts und der Schaltperiode.
  • Für den Rest der Eingangsspannungshalbwelle steigt die Abtastfrequenz in Richtung des Nullstrompunkts an und es verbleibt keine angemessene Zeit für die Berechnung, wenn die Abtastung bei T / 2 erfolgen würde. Stattdessen ist der Signalprozessor 9 für ein Tastverhältnis von gleich oder höher als 50% so konfiguriert, dass er die Spannungssignale nahe dem Beginn des Zyklus abtastet, beispielsweise nach einer kleinen Verzögerung von 100ns, um die Transienten so zu schalten, dass sie abklingen. Da die Eingangsspannung im Vergleich zu ihrem Spitzenwert klein ist, ist die Differenz zwischen den zu Beginn und bei T / 2 abgetasteten Werten nicht signifikant.
  • Unter Verwendung der zwei Spannungssignale, die VIN und VOUT entsprechen, sowie einer vordefinierten Spannungsreferenz VO,REF , die von einem internen Speicher (nicht gezeigt) des Signalprozessors 9 bereitgestellt wird, berechnet der Signalprozessor 9 die Nullstrompunkte in jeder PWM Zyklus, d. h. den Zeitpunkt, zu dem der Induktorstrom IL null erreicht. Es wird angemerkt, dass der Signalprozessor 9 in dieser Ausführungsform den Induktorstrom IL nicht direkt misst, was einen besonders kostengünstigen und kompakten Aufbau ergibt.
  • 4 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform des Betriebs des Signalprozessors 9 aus 1.
  • Das erste (entsprechend VIN ) und das zweite (entsprechend VOUT ) Spannungssignal werden an den jeweiligen Eingängen 12 und 13 empfangen. Die vordefinierte Spannungsreferenz VO,REF wird aus dem Speicher 40 bezogen. Die beiden Spannungssignale werden den Operationsverstärkern 41a, 41b zur Signalaufbereitung und dann den Analog-Digital- (ADC-) Schaltungen 42a, 42b zugeführt. Die zwei ADC-Schaltungen 42a, 42b wandeln die Spannungssignale in digitale Information um und sind vom 12-Bit-Typ mit einer Vmin: 0 V und einer Vmax: 3,3 V.
  • Der Signalprozessor 9 weist weiterhin mehrere Module auf, um die Gesamt-PWM Zykluszeit T und die Einschaltzeit TON an den PWM-Treiber 10 bereitzustellen. Wie im oberen Teil von 4 gezeigt, liefern das Subtraktionsmodul 43 und das Divisionsmodul 44 VOUT / (VOUT-VIN) an das Multiplikationsmodul 45. Der obere in 4 gezeigte Pfad ist ein Hochfrequenz-Ausführungspfad zum Berechnen des PWM-Periodenwerts, der bei dieser Ausführungsform mit einer Maximalfrequenz von 500 kHz arbeitet.
  • Im unteren Teil von 4 wird die Einschaltzeit für die PWM, TON , aus VOUT berechnet, d.h. der aktuellen Ausgangsspannung und der vordefinierten Spannungsreferenz VO,REF . Der Summierknoten 46 vergleicht die aktuelle Ausgangsspannung VOUT mit dem „Sollwert“ VO,REF . Das resultierende Fehlersignal wird dem Filter / Kompensator 47 zugeführt, der mit einer relativ niedrigen Frequenz, z. B. 10 Hz, arbeitet, um Komponenten der zweiten Harmonischen zu entfernen, die typischerweise in der Ausgangsspannung VOUT vorhanden sind.
  • Das gefilterte Fehlersignal wird an den Begrenzer 48 bereitgestellt. Der Begrenzer 48 bietet Sicherheit, insbesondere in einer lastseitigen Kurzschlusssituation. Während eines Kurzschlusses auf der Ausgangs- / Lastseite tendiert die EIN-Zeit der MOSFETs 5 dazu, höher zu werden. Der Begrenzer 48 begrenzt die maximale Einschaltzeit TON und damit die maximale Leistung, die dem Ausgang zugeführt wird. Dementsprechend wird eine Kurzschlusssituation sicher gehandhabt. Wenn sowohl die Eingangsspannung als auch die Einschaltzeitdauer innerhalb der Grenzen liegen, tritt kein Überlastzustand auf.
  • Der Multiplizierer 45 empfängt das entsprechend verarbeitete Fehlersignal als Einschaltzeit TON und liefert entsprechend VOUT / (VOUT-VIN) * TON an Verzögerung 49 und anschließend an PWM-Treiber 10 als Gesamt-PWM-Periodenzeit T. TON wird auch direkt an den PWM-Treiber 10 bereitgestellt. Mit T und TON kann der PWM-Treiber die entsprechenden PWM-Timing-Einstellungen auf das Gate des MOSFET anwenden. In Anbetracht dessen, dass die Berechnung auf VOUT und VIN basiert, wird der Nullstrompunkt in jedem PWM-Zyklus zuverlässig bestimmt.
  • Wie oben erwähnt, ist die Verzögerung 49 zwischen den Multiplizierer 45 und den PWM-Treiber 10 geschaltet. Die Verzögerung 49 bewirkt eine geringfügige Verzögerung des Momentes, zu dem der MOSFET 5 nach dem „wahren“ Moment, zu dem der Strom in Induktor 4 null erreicht, in den Ein-Zustand geschaltet wird. Der Grund dafür ist, dass unter Berücksichtigung typischer parasitärer Kapazitäten, insbesondere im MOSFET 5, der tatsächliche Nullzeitpunkt des Induktors 4 für das Schalten nicht ideal ist, da sich in diesem Fall die Spannung über der parasitären Kapazität des MOSFET 5 durch den MOSFET 5 entladen würde. Um diesem Verlust entgegenzuwirken, ist eine Verzögerung 49 vorgesehen. Die Verzögerung 49 kompensiert weiterhin eine von dem Treiber 10 eingebrachte Ausbreitungsverzögerung. Die Verzögerungszeit ist auf der Grundlage des parasitären Kapazitätswerts vordefiniert. Typische Verzögerungszeiten liegen zwischen 100 ns und 500 ns. Dementsprechend wird angemerkt, dass im Hinblick auf die relativ geringe Verzögerung, die beim Schalten des MOSFET 5 eingeführt wird, die verzögerten Schaltpunkte hierin immer noch als Nullstrompunkte betrachtet werden.
  • 5 zeigt den Diodenstrom iD nahe der Spitze der Eingangsspannung. 6 zeigt den Diodenstrom iD nahe Null der Eingangsspannung.
  • 7 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Aufwärtswandlerschaltung 1a in einem schematischen Blockschaltbild. Die Ausführungsform der Schaltungsanordnung 1a entspricht der Ausführungsform von 1 mit der folgenden Ausnahme. Wie aus 7 ersichtlich, ist für den Induktor 4 eine Bypassdiode D2 angeordnet, die das Anfahren der Schaltung 1a erleichtert.
  • Während die Erfindung in den Zeichnungen und in der vorstehenden Beschreibung detailliert dargestellt und beschrieben worden ist, ist diese Darstellung und Beschreibung als veranschaulichend oder beispielhaft und nicht einschränkend anzusehen; die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt. Beispielsweise ist es möglich, die Erfindung in einer Ausführungsform zu betreiben, in der:
    • - anstelle oder zusätzlich zu dem Induktor 4 ein Kondensator als Energiespeicher verwendet wird,
    • - ein EMI- (elektromagnetische Interferenz) Filter beinhaltet und ausgelegt ist, um niederfrequente Komponenten durchzulassen und höherfrequente Komponenten zu dämpfen; und/oder
    • - Filter / Kompensator 47 ein 2P2Z- oder ein PID-Regler ist;
  • Andere Variationen der offenbarten Ausführungsformen können von Fachleuten auf dem Gebiet der Ausführung der beanspruchten Erfindung aus einem Studium der Zeichnungen, der Offenbarung und der beigefügten Ansprüche verstanden und ausgeführt werden. In den Ansprüchen schließt der Begriff „aufweisen“ andere Elemente oder Schritte nicht aus, und der unbestimmte Artikel „ein“ schließt eine Vielzahl nicht aus. Ein einzelner Prozessor, ein Modul oder eine andere Einheit kann die Funktionen mehrerer in den Ansprüchen aufgeführter Elemente erfüllen.
  • Die bloße Tatsache, dass bestimmte Maßnahmen in voneinander verschiedenen abhängigen Ansprüchen aufgeführt sind, bedeutet nicht, dass eine Kombination dieser Maßnahmen nicht vorteilhaft eingesetzt werden kann. Alle Bezugszeichen in den Ansprüchen sollten nicht als Einschränkung des Schutzumfangs ausgelegt werden.
  • ANHANG
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung weisen Mikrocontroller, Systeme, integrierte Schaltungsanordnungen und Verfahren zur digitalen Steuerung von Boundary Mode PFC ohne Stromsensor auf. Ein solcher PFC kann durch irgendeine geeignete Kombination von analogen Schaltungen, digitalen Schaltungen, Anweisungen zur Ausführung durch einen Prozessor oder eine Kombination davon implementiert werden. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können weiterhin in Energieversorgungen oder Steuerungen für Energieversorgungen implementiert werden.
  • 1 ist eine Veranschaulichung einer beispielhaften Schaltung zum Implementieren einer Steuerung einer Boundary-Mode-PFC ohne Stromsensor.
  • Boundary-Mode-PFC kann eine Topologie mit variabler Frequenz beinhalten, wobei die Schaltfrequenz über einen Wechselstrom-Anschlusszyklus variiert. Die variable Frequenz kann auf Induktor-Nullstrom-PWM-Schalten zurückzuführen sein. Die Frequenz kann hauptsächlich von der Eingangsspannung, der Ausgangslast und dem Induktorwert abhängen. Die Frequenz kann nahe der Eingangsspannung Null am höchsten und nahe der Eingangsspannungsspitze am niedrigsten sein. Ein EMI-Filter kann enthalten sein und dazu ausgelegt sein, niederfrequente Komponenten durchzulassen und die höherfrequenten Komponenten zu dämpfen.
  • Boundary Mode PFC kann auch eine Boost-Topologie, einen Wechselstromeingang, einen Gleichstromausgang, eine äußere Spannungsschleife, eine konstante Einschaltzeit, einen bei Nullstrom auszuschaltenden Schalter und eine variable Frequenz beinhalten.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können zwei oder mehr Boost-PFC-Stufen verschachteln. Die Ausführungsformen können sowohl ein Nullstromschalten als auch eine Phasendifferenz von 50% erreichen. Implementierungen solcher Ausführungsformen und Algorithmen davon können signifikante Verzögerungsbeträge in der Stromdetektionsschaltung verursachen. Eine solche Verzögerung kann sich aus einer Nichtübereinstimmung zwischen der berechneten und der tatsächlichen Nulldetektionszeit ergeben. Eine Lösung für dieses Problem erfordert möglicherweise komplexe Änderungen des magnetischen Designs. Eine andere Lösung kann Ausführungsformen umfassen, bei denen die Stromdetektion eliminiert ist. Die Stromdetektion kann für die PFC-Stufen oder für die Boundary Mode PFC eliminiert werden. Boundary Mode PFC kann aufgrund des Nullstromschaltens einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad in einem Front-End-Wechselstrom-/Gleichstrom-Wandler erreichen. Die Boundary Mode PFC kann jedoch ansonsten eine komplizierte Strommessung erfordern, entweder unter Verwendung eines Stromwandlers oder einer Nullstrommessung unter Verwendung von Verfahren mit gekoppeltem Induktor. Stattdessen können Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung die Rechenleistung einer integrierten Schaltungsvorrichtung nutzen, die ansonsten für die PFC verantwortlich ist, wie beispielsweise ein Mikrocontroller, ein ASIC oder ein dsPIC, um die Vorteile der Boundary Mode PFC ohne die Verwendung von Stromsensoren zu erzielen. Die vorgeschlagene Lösung kann zu einer Lösung mit geringen Kosten und höherer Leistungsdichte führen.
  • In 1 kann in einem verschachtelten mehrstufigen Boundary Mode PFC ein Boundary Mode PFC erreicht werden, bei dem der Strom zu einem Zeitpunkt eines Nullzustandes geschaltet wird. Dies kann aufgrund geringerer Schaltverluste zu einem höheren Wirkungsgrad führen. Der Eingang der Schaltung ist eine Energieversorgung mit beispielsweise 110 V, 60 Hz oder 230 V, 50 Hz. Die Eingangsspannung kann unter Verwendung eines Brückengleichrichters gleichgerichtet und einer Boost-Schaltung zugeführt werden, die einen Induktor, einen Schalter und eine Diode beinhaltet. Die gleichgerichtete Eingangsspannung und die Ausgangsspannung können von einem Analog-Digital-Wandler (ADC) abgetastet werden. Der ADC kann in den dsPIC integriert sein. Andere Lösungen können entweder auf einer Induktorstromdetektion unter Verwendung eines CT- oder eines Hall-Effekt-Sensors oder auf Nulldurchgangsdetektionsschaltungen unter Verwendung einer gekoppelten Induktivität beruhen. Diese Schaltungen verursachen jedoch zusätzliche Kosten für die Hardware. Weiterhin gibt es eine erhebliche Verzögerung in den Schaltkreisen aufgrund der Abhängigkeit von den magnetischen Komponenten zur Detektion. Der dsPIC kann einen Kompensator wie 2P2Z oder PID für die Spannungsschleife bei einer relativ niedrigen Frequenz betreiben, um die TON-Zeit zu erhalten. Der Ausgang des Kompensators kann die EIN-Zeit für die Pulsweitenmodulations- (PWM-) Schaltung bereitstellen. Eine Schleife mit höherer Bandbreite kann den PWM-Periodenwert basierend auf den Werten der Eingangs- und Ausgangsspannungen berechnen. Die PWM kann in dem Moment beendet werden, in dem der Strom auf null geht. In der Realität ist ein Nullstrompunkt möglicherweise nicht ideal für das Schalten, da sich die Spannung über der parasitären Kapazität des Schalters (beispielsweise implementiert als MOSFET) über den Schalter entladen würde. Dies kann zu zusätzlichen Leistungsverlusten im Schalter führen. Um diesem Verlust entgegenzuwirken, kann dem Schalter abhängig vom Wert der parasitären Kapazität eine Verzögerung hinzugefügt werden. Somit können Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung das Ziel des Nullstromschaltens ohne Strommessung erfüllen. Das Risiko, keine Stromdetektionsschaltung zu haben, ist unter Bedingungen wie Lastkurzschluss zu spüren. Während eines Kurzschlusses fällt die Ausgangsspannung ab und die Einschaltdauer des Schalters steigt tendenziell an. Durch Einstellen der maximalen Einschaltdauer des Schalters kann ein Zustand wie Überlast oder Kurzschluss behoben werden, da die dem Ausgang zugeführte Leistung begrenzt wird. Der Eingangsstrom kann vom Wert der Einschaltdauer und der Eingangsspannung abhängen. Wenn sowohl die Eingangsspannung als auch die Einschaltdauer innerhalb der Grenzen liegen, können möglicherweise keine Überlastbedingungen auftreten. Die Eingangsspannung wird separat überwacht und ein Fehler wird angezeigt, wenn sie außerhalb des Arbeitsbereichs liegt.
  • Die meisten Systemdesigner und -entwickler würden sich dem Konzept widersetzen, die Strommessung von einem solchen Schaltkreis zu entfernen, da die Sicherheit eingeschränkt wird. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können jedoch unter allen erforderlichen Lastbedingungen Sicherheitsbedingungen und -anforderungen noch immer bewältigen. Darüber hinaus kann die Topologie von Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung, die in Betracht gezogen werden, eine signifikante Menge an MIPS erfordern, um unter Berücksichtigung des Betriebs der PFC mit variabler Frequenz die aktuelle Nulldurchgangszeit zu berechnen und zu schätzen. Dies kann dazu führen, dass erhebliche Fachkenntnisse bei der Implementierung der Lösung erforderlich sind.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können die Notwendigkeit einer komplizierten Stromdetektionsschaltung beseitigen, wodurch die Größe der Energieversorgung verringert wird. Darüber hinaus werden mithilfe eines Mikrocontrollers zusätzliche Pins und die Verarbeitung des Stromsignals eingespart.
  • 2 und 3 veranschaulichen in Bezug auf den Strom eine beispielhafte Leistung des Systems in Bezug auf Zeitperioden und ein PWM-Signal.
  • 4 ist eine Veranschaulichung eines Algorithmus des Betriebs des PFC gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
  • 5 zeigt einen Induktorstrom nahe des Spitzenwerts gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
  • 6 zeigt einen Induktorstrom nahe Null gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
  • 7 ist eine weitere Darstellung eines Blockdiagramms einer PFC-Energieversorgung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
  • Obwohl bestimmte Ausführungsformen in der vorliegenden Offenbarung dargestellt wurden, können Ergänzungen, Modifikationen, Subtraktionen und andere Änderungen an den beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung vorgenommen werden, ohne vom Geist und den Lehren der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
  • Eine integrierte Schaltungsvorrichtung kann eine Steuerschaltung umfassen; und eine Vielzahl von Aufwärtswandlerstufen, wobei jede Aufwärtswandlerstufe einen Induktor, eine Diode und einen Schalter beinhaltet; wobei die Steuerschaltung konfiguriert ist, um bei einen Induktorstrom von null durch jeweilige Aufwärtswandlerstufen einen neuen Pulsbreitenmodulations- (PWM-) Schaltzyklus zu synchronisieren.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 62/543225 [0001]

Claims (20)

  1. Schaltungsanordnung zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung, die zumindest aufweist: einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung; einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an eine Last; eine Energiespeicheranordnung; eine steuerbare Schaltanordnung; und einen Signalprozessor, der mit der steuerbaren Schaltanordnung verbunden ist und zur Nullstrom-Umschaltung der Schaltanordnung konfiguriert ist; wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, aus einem ersten Spannungssignal und einem zweiten Spannungssignal zumindest einen Schaltpunkt für die Nullstrom-Umschaltung zu ermitteln, wobei das erste Spannungssignal der Eingangsspannung und das zweite Spannungssignal der Ausgangsspannung entspricht.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei der Signalprozessor während des Nullstromschaltens konfiguriert ist, um die Schaltanordnung zumindest an einem Nullstrompunkt der Energiespeichereinrichtung anzusteuern.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, wobei der Signalprozessor konfiguriert ist, um die Schaltanordnung an dem zumindest einen Nullstrompunkt von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand zu steuern.
  4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor konfiguriert ist, die Schaltanordnung an Nullstrompunkten wiederkehrend anzusteuern.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor zur Nullstrom-Umschaltung ohne Strommessung konfiguriert ist.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, Ausgangsspannungsreferenzinformation zu bestimmen und den zumindest einen Schaltpunkt aus dem ersten Spannungssignal, dem zweiten Spannungssignal und der Ausgangsspannungsreferenzinformation zu bestimmen.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor ein Verzögerungsmodul aufweist, das so konfiguriert ist, dass der zumindest eine Schaltpunkt um eine vorgegebene Verzögerungszeit verzögert wird.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor ein PWM-Modul zum Ansteuern der Schaltanordnung aufweist.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, wobei der Signalprozessor weiterhin einen Begrenzer aufweist, der konfiguriert ist, um Information über die maximale Einschaltzeit an das PWM-Modul bereitzustellen.
  10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor ein digitaler Signalprozessor ist, der zumindest einen Analog-DigitalWandler zum Wandeln zumindest eines des ersten oder zweiten Spannungssignals aufweist.
  11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalprozessor konfiguriert ist, zumindest eines des ersten oder zweiten Spannungssignals zu einem Abtastzeitpunkt in jedem Schaltzyklus abzutasten, wobei der Abtastzeitpunkt von der Eingangsspannung abhängig ist.
  12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, wobei der Signalprozessor so konfiguriert ist, dass er die Abtastzeit auf eine Zyklusmittenzeit einstellt, falls die Eingangsspannung größer als die Hälfte der Ausgangsspannung ist, wobei die Zyklusmittenzeit gleichmäßig beabstandet zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nullstrompunkten der Energiespeicheranordnung liegt.
  13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, wobei der Signalprozessor so konfiguriert ist, dass er die Abtastzeit im Wesentlichen auf einen Nullstrompunkt einstellt, falls die Eingangsspannung der Hälfte der Ausgangsspannung entspricht oder kleiner ist.
  14. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Energiespeicher ein Induktor ist.
  15. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltanordnung ein MOSFET ist.
  16. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltungsanordnung ein Aufwärtswandler ist.
  17. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung aufweist.
  18. Signalprozessor zur Verwendung in einer Schaltungsanordnung zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung mit zumindest einer steuerbaren Schaltanordnung, wobei der Signalprozessor mit der steuerbaren Schaltanordnung verbindbar und zur Nullstrom-Umschaltung der Schaltanordnung konfiguriert ist; wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, aus einem ersten Spannungssignal und einem zweiten Spannungssignal zumindest einen Schaltpunkt für die Nullstrom-Umschaltung zu bestimmen, wobei das erste Spannungssignal einer Eingangsspannung und das zweite Spannungssignal einer Ausgangsspannung entspricht.
  19. Verfahren zur Switched-Boundary-Mode-Leistungswandlung, das den Leistungsumfang einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17 beinhaltet.
  20. Maschinenlesbares Medium mit Inhalten, die konfiguriert sind, um einen Signalprozessor zu veranlassen, das Verfahren nach Anspruch 19 durchzuführen.
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