DE112018004674T5 - Digitale steuerung eines pfc-leistungswandlers im geschalteten boundary-modus für konstante übergangsfrequenz - Google Patents

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Alex Dumais
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Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus, ein entsprechender Signalprozessor und ein Verfahren zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus werden bereitgestellt. Die Schaltungsanordnung weist einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung auf, einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung für eine Last, eine Energiespeicheranordnung, eine steuerbare Schaltvorrichtung und einen Signalprozessor. Der Signalprozessor ist mit der steuerbaren Schaltvorrichtung verbunden und für das Nullstromschalten der Schaltvorrichtung konfiguriert. Der Signalprozessor ist weiterhin konfiguriert, um eine Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung in einem oder mehreren Schaltzyklen basierend auf der Ausgangsspannung und dem Ausgang eines Übergangsfrequenzsteuermoduls zu bestimmen, um eine verbesserte Einschwingverhaltenscharakteristik der Schaltungsanordnung bereitzustellen.

Description

  • VERWANDTE PATENTANMELDUNG
  • Diese Anmeldung beansprucht die Priorität gegenüber der vorläufigen US-Patentanmeldung Nr. 62 / 575,798 , die am 23. Oktober 2017 eingereicht wurde und deren gesamter Inhalt hiermit für alle Zwecke durch Bezugnahme aufgenommen wird. Diese Anmeldung beansprucht auch die Priorität gegenüber der am 1. August 2018 eingereichten US-Patentanmeldung Nr. 16 / 052,208 , auf deren gesamten Inhalt hiermit für alle Zwecke Bezug genommen wird. Diese Anmeldung beansprucht auch die Priorität gegenüber der am 1. August 2018 eingereichten US-Patentanmeldung Nr. 16 / 052,026 , deren gesamter Inhalt hiermit für alle Zwecke durch Bezugnahme aufgenommen wird. Diese Anmeldung beansprucht auch die Priorität gegenüber der am 1. August 2018 eingereichten US-Patentanmeldung Nr. 16 / 051,872 , deren gesamter Inhalt hiermit für alle Zwecke durch Bezugnahme aufgenommen wird.
  • TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Offenbarung betrifft Leistungswandler und insbesondere die Steuerung eines geschalteten Boundary-Modus-Leistungswandlers.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Leistungswandler und insbesondere Schaltnetzteile werden in einer Vielzahl von Anwendungen zur Bereitstellung von AC / DC- und DC / DC-Wandlung eingesetzt. Beispielsweise werden geschaltete Leistungswandler, auch als Schaltnetzteile (SMPS) bezeichnet, häufig in Computer- und Mobiltelefon-Netzteilen verwendet, um die erforderlichen Betriebsspannungen von typischen 120 V / 240 V-Wechselstromleitungen bereitzustellen.
  • Typische Probleme beim Entwurf von Leistungswandlern betreffen die Umwandlungseffizienz und die Kosten. Es sollte leicht ersichtlich sein, dass Leistungsverluste minimiert werden sollten, um den Gesamtwirkungsgrad des Wandlers zu erhöhen und auch die Wärmeerzeugung zu verringern, die je nach Ausführung und jeweiliger Anwendung schwierig abzuleiten sein kann.
  • Es ist bekannt, Schaltleistungswandler im Grenzleitungsmodus (Boundary Conduction Mode, BCM) oder kurz „Boundary-Modus“ (BCM) zu betreiben. Im Gegensatz zu einem Dauerbetrieb im CCM (Dauerleitungsmodus) soll im Grenzleitungsmodus der Schalter des Leistungswandlers betätigt werden, wenn kein oder kein wesentlicher Strom durch den Schalter fließt. Dieser Betriebsmodus reduziert Schaltverluste und ermöglicht auch die Verwendung kostengünstigerer Komponenten, z. B. kostengünstigerer Boost-Dioden in einem Boost-Schaltkonverter-Setup, da keine Reverse-Recovery-Verluste auftreten. Darüber hinaus ermöglicht BCM auch eine Leistungsfaktorkorrektur (Power Factor Correction, PFC), da der Eingangsstrom der Eingangsspannungswellenform folgt.
  • Ein Nebenprodukt von BCM ist, dass der Wandler von Natur aus eine variable Schaltfrequenz verwendet. Die Frequenz hängt hauptsächlich von der gewählten Ausgangsspannung, dem Momentanwert der Eingangsspannung, den Parametern des verwendeten Energiespeichers, z. B. Induktivität oder Kapazität, und der an die Last bereitgestellten Ausgangsleistung ab. Die niedrigste Frequenz tritt bei der Spitze der sinusförmigen Netzspannung auf.
  • Eine typische Beachtung beim Entwurf für Schaltwandler bezieht sich auf das Einschwingverhalten, d. h. wie der Wandler auf eine plötzliche Änderung der Ausgangslast reagiert. Wenn die Schaltung nicht sorgfältig ausgelegt ist, können Oszillationen auftreten, wenn ein transientes Signal angelegt wird, das nur langsam oder überhaupt nicht gedämpft wird. Daher bestimmen Schaltungsentwickler typischerweise die Systemstabilität, insbesondere hinsichtlich der Phasenreserve und der Verstärkungsreserve, wenn sie einen Schaltwandler entwerfen.
  • Insbesondere bei Verwendung des BCM-Betriebs kann die inhärente variable Schaltfrequenz des Wandlers problematisch sein für die Systemstabilität und insbesondere für die Einschwingverhal tenscharakteristik.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Es besteht somit ein Ziel, eine kostengünstige Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Leistungswandlung im Schaltmodus bereitzustellen, die es ermöglichen, im Grenzleitungsmodus mit einem verbesserten Einschwingverhalten zu arbeiten.
  • Das Ziel wird erreicht durch eine Schaltungsanordnung, einen Signalprozessor und ein Verfahren zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus. Die abhängigen Patentansprüche sowie die folgende Beschreibung enthalten verschiedene Ausführungsformen der Erfindung.
  • In einem Aspekt ist eine Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus vorgesehen, die zumindest einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung aufweist; einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung für eine Last; eine Energiespeicheranordnung; eine steuerbare Schaltvorrichtung; und einen Signalprozessor, der mit der steuerbaren Schaltvorrichtung verbunden ist und für das Nullstromschalten der Schaltvorrichtung konfiguriert ist. Gemäß dem vorliegenden Aspekt ist der Signalprozessor weiterhin konfiguriert, um eine Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung in einem oder mehreren Schaltzyklen basierend auf der Ausgangsspannung und dem Ausgang eines Übergangsfrequenzsteuermoduls zu bestimmen, um eine verbesserte Einschwingverhaltenscharakteristik der Schaltungsanordnung bereitzustellen.
  • Eine Grundidee der Erfindung basiert auf der Erkenntnis der gegenwärtigen Erfinder, dass die Einschwingverhaltenscharakteristik eines Boundary Conduction Mode (BCM) Leistungswandlers mit der Übergangsfrequenz der Open-Loop-Verstärkung des Wandlers zusammenhängt. Dementsprechend ermöglicht das Steuern der Übergangsfrequenz der Verstärkung im offenen Regelkreis vorteilhafterweise ein gleichmäßigeres Einschwingverhalten über den gesamten Eingangsspannungsbereich.
  • Figurenliste
  • Die obigen und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Diskussion verschiedener Ausführungsformen ersichtlich.
    • 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus;
    • 2 zeigt ein Diagramm des Induktorstroms IL in einem beispielhaften schematischen PWM-Schaltzyklus;
    • 3 zeigt Diagramme des Betriebs der Schaltungsanordnung der Ausführungsform von 1 während eines vollständigen Zyklus der Eingangswechselspannung VIN ;
    • Fig. 4 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform des Betriebs des Signalprozessors 9 von 1;
    • 5 bis 6 zeigen Wellenformen des Betriebs der Schaltungsanordnung der Ausführungsform von 1;
    • 7 zeigt ein Bode-Diagramm des Betriebs einer Schaltungsanordnung ohne Übergangsfrequenzsteuermodul;
    • 8 zeigt das Diagramm von 7, wenn eine Schaltungsanordnung mit einem Übergangsfrequenzsteuermodul verwendet wird;
    • 9 bis 10 zeigen Oszilloskop-Diagramme von Sprungantworten, wenn eine Schaltungsanordnung ohne und mit einem Übergangsfrequenzsteuermodul betrieben wird; und
    • 11 bis 12 zeigen Bode-Diagramme des Betriebs einer Schaltungsanordnung ohne und mit einem Übergangsfrequenzsteuermodul.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • In dieser Anmeldung beschriebene technische Merkmale können verwendet werden, um verschiedene Ausführungsformen von integrierten Schaltungsanordnungen zu konstruieren. Einige Ausführungsformen der Erfindung werden diskutiert, um es dem Fachmann zu ermöglichen, die Erfindung herzustellen und zu verwenden.
  • Wie im vorhergehenden und in einem ersten Aspekt erörtert, wird eine Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus bereitgestellt, die zumindest einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung aufweist; einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung für eine Last; eine Energiespeicheranordnung; eine steuerbare Schaltvorrichtung; und einen Signalprozessor, der mit der steuerbaren Schaltvorrichtung verbunden ist und für das Nullstromschalten der Schaltvorrichtung konfiguriert ist. Gemäß dem vorliegenden Aspekt ist der Signalprozessor weiterhin konfiguriert, um eine Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung in einem oder mehreren Schaltzyklen basierend auf der Ausgangsspannung und dem Ausgang eines Übergangsfrequenzsteuermoduls zu bestimmen, um eine verbesserte Einschwingverhaltenscharakteristik der Schaltungsanordnung bereitzustellen.
  • Im Kontext der vorliegenden Diskussion wird der Begriff „Switched Boundary Mode Power Conversion“ als elektrische Schaltmodus-Leistungswandlung im Grenzleitungsmodus (Boundary Conduction Mode, BCM) verstanden. Eine entsprechende Wandlerschaltung weist zumindest eine Energiespeicheranordnung und eine Schaltvorrichtung zum vorübergehenden Speichern von Eingangsenergie und anschließendes Freigeben dieser Energie an den Ausgang mit einer anderen Spannung auf.
  • In BCM wird eine neue Schaltperiode eingeleitet, wenn der Strom durch die Energiespeicheranordnung auf null zurückkehrt, was an der Grenze zwischen kontinuierlichem Leitungsmodus (CCM) und diskontinuierlichem Leitungsmodus (DCM) liegt.
  • Unter einer „Energiespeicheranordnung“ wird im vorliegenden Zusammenhang eine Anordnung zum zumindest vorübergehenden Speichern elektrischer Energie verstanden. Beispielsweise kann eine Energiespeicheranordnung eine oder mehrere Induktoren / Induktivitäten und / oder einen oder mehrere Kondensatoren / Kapazitäten aufweisen.
  • Die Schaltvorrichtung kann im vorliegenden Zusammenhang von jedem geeigneten Typ sein, um einen elektrischen Strom zu steuern. Die Schaltvorrichtung kann beispielsweise einen oder mehrere Halbleiterschalter aufweisen, wie zum Beispiel Bipolartransistoren, Feldeffekttransistoren, MOSFETs, IGBTs, SiCs, GANs usw.
  • Gemäß dem vorliegenden Aspekt weist die Schaltungsanordnung den Signalprozessor auf. In diesem Zusammenhang wird ein Signalprozessor als eine Vorrichtung verstanden, die eine zyklische Steuerung der Schaltvorrichtung ermöglicht, beispielsweise gemäß einer Impulsbreitenmodulation (PWM) mit einer Frequenz im kHz-Bereich. In einigen Beispielen ist der Signalprozessor so konfiguriert, dass er den Schalter in PWM mit einer Frequenz von ungefähr 500 kHz steuert. In einigen Ausführungsformen ist der Signalprozessor ein digitaler Signalprozessor (DSP), der eine schnellere Ausführung von Routinen zur Bestimmung des Nullstroms ermöglicht.
  • Der Signalprozessor gemäß dem vorliegenden Aspekt ist für Nullstromschaltung konfiguriert. In diesem Zusammenhang wird unter „Nullstromschalten“ das Steuern der Schaltvorrichtung verstanden, wenn kein oder nur ein geringer Strom von z. B. weniger als 100 mA fließt. Wie im Hinblick darauf ersichtlich ist, dass die Schaltungsanordnung für den Betrieb im Grenzleitungsmodus (Boundary Conduction Mode) konfiguriert ist, bezieht sich das Nullstromschalten insbesondere auf die Steuerung von einem Aus-Zustand, d. h. einem nichtleitenden Zustand der Schaltvorrichtung, in einen Ein-Zustand, d. h. einen leitenden Zustand der Schaltvorrichtung, wenn kein oder nur ein geringer Strom fließt.
  • Ein „Nullstrompunkt“ der Energiespeicheranordnung wird im Zusammenhang mit der vorliegenden Beschreibung als der Zeitpunkt verstanden, zu dem die Energiespeicheranordnung nach einem Lade- / Entladezyklus, der hier auch als „Schaltzyklus“ bezeichnet wird, vollständig entladen ist.
  • Unter einem „Schaltzyklus“ wird in diesem Zusammenhang die kombinierte Zeit der jeweiligen steuerbaren Schaltvorrichtung verstanden, zu der diese leitend eingestellt wird, d. h. im eingeschalteten Zustand ist (im Folgenden auch als „Einschaltzeitdauer“ bezeichnet), und zu der die steuerbare Schaltvorrichtung anschließend nichtleitend wird, d. h. in den ausgeschalteten Zustand versetzt wird. Bei einer PWM-Steuerung entspricht der Schaltzyklus der PWM-Zykluszeit T.
  • Eine „Mittelzyklus“ Zeitpunkt entspricht der Hälfte der Schaltzyklusperiode und ist somit ein Zeitpunkt in jedem Schaltzyklus, der gleichmäßig zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nullstrompunkten der Energiespeicheranordnung beabstandet ist.
  • Gemäß dem vorliegenden Aspekt ist der Signalprozessor weiterhin konfiguriert, um die Einschaltdauer basierend auf der Ausgangsspannung und der Ausgabe eines Übergangsfrequenzsteuermoduls zu bestimmen, von dem letzteres von jedem geeigneten Typ (Hardware und / oder Software) sein kann, um die Übergangsfrequenz der Verstärkung der Schaltungsanordnung im offenen Regelkreis zu steuern. Während die Ausgangsspannung als Anhaltspunkt der am Ausgang benötigten Leistung verwendet werden kann, dient das Übergangsfrequenzsteuermodul dazu, die Einschaltdauer bei Bedarf zu „korrigieren“, um die Übergangsfrequenz der Schaltungsanordnung und damit die Einschwingverhaltenscharakteristik zu steuern.
  • In einigen Ausführungsformen ist die an den Eingang angelegte Eingangsspannung eine Wechselspannung. Die Wechselspannung kann in einigen Ausführungsformen eine Wechselspannung mit positiven und negativen Halbzyklen sein. Alternativ und in einigen Ausführungsformen kann die Wechselspannung eine zumindest teilweise gleichgerichtete Wechselspannung sein, so dass nur positive Halbzyklen vorhanden sind. Während in einigen Ausführungsformen die Wechselspannung eine sinusförmige Spannung ist, kann die Wechselspannung in entsprechenden Ausführungsformen unterschiedliche Wellenformen aufweisen.
  • In einigen Ausführungsformen ist der Signalprozessor konfiguriert, um zumindest eine Eingangsspannung und das Ausgangsspannungssignal zu einer Abtastzeit in jedem Schaltzyklus abzutasten, wobei die Abtastzeit von der Eingangsspannung abhängt. In einigen Ausführungsformen ist der Signalprozessor konfiguriert, um die Abtastzeit auf eine Mittelzykluszeit einzustellen, falls die Eingangsspannung größer als die Hälfte der Ausgangsspannung ist, wobei die Mittelzykluszeit gleichmäßig zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nullstrompunkten der Energiespeicheranordnung beabstandet ist.
  • In einigen Ausführungsformen ist der Signalprozessor konfiguriert, um die Abtastzeit im Wesentlichen auf einen Nullstrompunkt einzustellen, falls die Eingangsspannung der Ausgangsspannung entspricht oder kleiner als diese ist.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Energiespeicheranordnung ein Induktor. In einigen Ausführungsformen ist die Schaltvorrichtung ein MOSFET. In einigen Ausführungsformen ist die Schaltungsanordnung ein Aufwärtswandler. In einigen Ausführungsformen weist die Schaltungsanordnung weiterhin eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung auf.
  • Es wird nun auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen die verschiedenen Elemente von Ausführungsformen numerische Bezeichnungen erhalten und in denen weitere Ausführungsformen diskutiert werden.
  • Spezifische Verweise auf Komponenten, Module, Einheiten, Anordnungen, Abschnitte, Teile, Prozessschritte und andere Elemente sollen keine Einschränkung darstellen. Weiterhin versteht es sich, dass gleiche Teile die gleichen oder ähnliche Referenznummern tragen, wenn auf alternative Figuren Bezug genommen wird. Es wird weiterhin angemerkt, dass die Figuren schematisch sind und dem erfahrenen Leser als Anleitung dienen und nicht unbedingt maßstabsgetreu gezeichnet sind. Vielmehr können die verschiedenen in den Figuren gezeigten Zeichnungsskalen, Seitenverhältnisse und Anzahl der Komponenten absichtlich verzerrt sein, um bestimmte Merkmale oder Beziehungen leichter verständlich zu machen.
  • 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus, nämlich in der vorliegenden Ausführungsform eine BCM-Aufwärtswandlerschaltung 1 im geschalteten Modus.
  • Die Aufwärtswandlerschaltung 1 weist einen Eingang oder eine Eingangsstufe 2 auf, die für den Anschluss an eine typische Netzverbindung konfiguriert sind, z. B. bei 110 V, 60 Hz oder 240 V, 50 Hz. Am Eingang 2 ist ein Brückengleichrichter 3 vorgesehen, um positive Halbwellen zu erhalten. Die Aufwärtswandlerschaltung 1 weist weiterhin eine Energiespeicheranordnung in Form einer Induktivität 4, eine MOSFET-Schaltvorrichtung 5, eine Boost-Diode 6, einen Ausgangskondensator 7, einen Ausgang 8, einen Signalprozessor 9 und einen Pulsweitenmodulations- (PWM-) Treiber 10 auf.
  • Der allgemeine Betrieb der Schaltung 1 entspricht dem eines typischen Aufwärtswandlers: Der Induktor 4 wird geladen, wenn sich der MOSFET 5 im eingeschalteten Zustand befindet. Sobald der Induktor 4 geladen ist, wird der MOSFET 5 in den Aus-Zustand geschaltet, so dass der einzige verbleibende Strompfad durch die Boost-Diode 6 und die Last 11 verläuft, von denen die letztere in 1 als variabler Widerstand gezeigt ist. Die Spannung steigt angesichts der erhöhten Leistung sowohl von der Induktivität 4 als auch vom Eingang 2 an. Die im Induktor 4 während des Einschaltzustands gespeicherte Energie wird über die Diode 6 in die Last 11 entladen, wenn sich der MOSFET 5 im Ausschaltzustand befindet.
  • Der Betrieb der Schaltung 1 wird durch den Signalprozessor 9 und den PWM-Treiber 10 gesteuert. Wie gezeigt ist der Signalprozessor 9 mit dem PWM-Treiber 10 verbunden und liefert dem Treiber 10 ein PWM-Steuersignal. Der Treiber 10 steuert den MOSFET 5 und weist einen Pegelwandler auf, der das Ansteuersignal von 0 bis 3,3 V auf die von MOSFET 5 geforderten Pegel ändert, z. B. in dieser Ausführungsform auf 0 bis 12 V. Zusätzlich treibt der PWM-Treiber 10 den MOSFET 5 mit schnelleren Anstiegs- und Abfallzeiten an, was zur Verringerung der Schaltverluste vorteilhaft ist. Die MOSFET-EIN-Spannung entscheidet über seinen Widerstand. Eine höhere Spannung führt zu einem niedrigeren Einschal twi derstand.
  • Der Signalprozessor 9 in der vorliegenden Ausführungsform ist ein digitaler Signalprozessor vom Typ der dsPIC33EP-Serie, erhältlich von Microchip Technology Inc., Chandler, AZ, USA. Wie oben erläutert, ist die Schaltung 1 für den BCM-Betrieb (Boundary Conduction Mode) konfiguriert, der vom Signalprozessor 9 gesteuert wird.
  • Im typischen BCM-Betrieb wird eine neue Schaltperiode der PWM eingeleitet, wenn der Strom durch die Induktivität 4, IL , auf null zurückkehrt. 2 zeigt ein Diagramm des Induktorstroms IL in einem beispielhaften schematischen PWM-Schaltzyklus. Die ansteigende Stromflanke kann typischerweise VIN/L entsprechen und die fallende Stromflanke kann typischerweise (VIN-VOUT)/L entsprechen.
  • Wie aus dem unteren Teil von 2 ersehen werden kann, wird ein PWM-Steuersignal an den MOSFET 5 angelegt. Wenn das PWM-Signal hoch ist, ist der MOSFET 5 leitend und der Strom IL in der Induktivität 4 steigt an. Dieser Zeitraum wird hier als TON-Zeit oder Einschaltdauer beschrieben. Beide Begriffe werden hier synonym verwendet. Sobald die gewünschte Ladung des Induktors 4 erreicht ist, wird das PWM-Signal auf niedrig gesteuert und der MOSFET 5 wird nichtleitend eingestellt. Der Strom IL nimmt allmählich ab, bis der Induktor 4 vollständig entladen ist. Dieser Zeitraum wird hier als TOFF-Zeit beschrieben. Sowohl TON als auch TOFF sind ein PWM / Schaltzyklus T.
  • Wenn der Induktor 4 vollständig entladen ist, d. h. zu einem „Nullstrompunkt“ im PWM-Zyklus, beginnt der nächste PWM-Zyklus. Das PWM-Signal wird entsprechend hoch gesteuert und der MOSFET 5 wird leitend geschaltet.
  • Wie oben diskutiert, vermeidet BCM Schaltverluste im Hinblick darauf, dass der MOSFET 5 von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand gesteuert wird, wenn kein wesentlicher Strom fließt, was hier als „Nullstromschalten“ bezeichnet wird.
  • 3 zeigt Diagramme des Betriebs der Schaltung 1 während eines vollständigen Zyklus der Eingangswechselspannung VIN . Wie aus der Fig. ersichtlich ist, wird der Induktor 4 in jeder Halbwelle der Eingangsspannung gemäß dem in 3 als VPWM gezeigten PWM-Signal mehrmals geladen und entladen. Die Wandlerschaltung 1 arbeitet mit einer variablen Schaltfrequenz, die hauptsächlich von der gewünschten Ausgangsreferenzspannung VO,REF , dem Momentanwert der Eingangsspannung VIN , dem Induktivitätswert der Induktivität 4 und der an die Last RL 11 gelieferten Ausgangsleistung abhängt.
  • Die Betriebsfrequenz ändert sich, wenn der Eingangsstrom der sinusförmigen Eingangsspannungswellenform folgt, wie in 3 gezeigt. Die niedrigste Frequenz tritt beim Spitzenwert der sinusförmigen Eingangsspannung auf, d. h. bei der Netzspannung. Wie aus 3 ersichtlich wird, und da die Stromwellenform von IL ungefähr dreieckig ist, ist der Durchschnittswert in jeder PWM-Periode proportional zur Eingangsspannung VIN . Somit folgt, eine sinusförmige VIN vorausgesetzt, der Eingangsstrom IIN der Schaltung 1 der Wellenform der VIN mit hoher Genauigkeit und zieht einen sinusförmigen Eingangsstrom aus dem Netz. Dementsprechend ist der Betrieb des Wandlers 1 in BCM ideal für die Leistungsfaktorkorrektur (PFC).
  • Zurückkehrend zu 1, um den BCM-Betrieb zu ermöglichen, ist der Signalprozessor 9 konfiguriert, um ein erstes Spannungssignal zu empfangen, das der gleichgerichteten Netzspannung VIN an einem ersten Spannungseingang 12 entspricht. Ein zweites Spannungssignal wird an den zweiten Spannungseingang 13 bereitgestellt. Das zweite Spannungssignal entspricht der Ausgangsspannung VOUT . Beide Spannungssignale in der Ausführungsform von 1 werden über entsprechende Spannungsteiler bezogen, die durch die Widerstände Rx und Ry für die Eingangsseite und Rz und Rw für die Ausgangsseite ausgebildet werden.
  • Der Signalprozessor 9 nimmt Abtastwerte des ersten Spannungssignals und des zweiten Spannungssignals. Die Abtastung des Eingangs- und Ausgangsspannungssignals sollte idealerweise bei TON / 2 durchgeführt werden, d. h. Bei der Hälfte eines Schaltzyklus, um geeignete Mittelwerte zu erhalten.
  • Der Signalprozessor 9 ist konfiguriert, um die Spannungssignale bei TON / 2 abzutasten, wenn das Tastverhältnis der PWM niedriger als 50% ist, d. h., wenn VIN > VOUT / 2 ist. Dies sieht vor, dass die Periode dem Durchschnitt der Eingangsspannung entspricht. Der Großteil der Energieübertragung erfolgt während dieses Intervalls. Da in diesem Fall das Tastverhältnis und die Frequenz niedrig sind, bleibt ausreichend Zeit, um den nächsten Nullstrompunkt und die Schaltperiode zu berechnen.
  • Für den Rest der Eingangsspannungshalbwelle steigt die Abtastfrequenz in Richtung des Nullstrompunkts an und es gibt keine ausreichende Zeit für die Berechnung, wenn die Abtastung bei TON / 2 durchgeführt würde. Stattdessen ist der Signalprozessor 9 für ein Tastverhältnis von 50% oder mehr so konfiguriert, dass er die Spannungssignale nahe dem Beginn des Zyklus abtastet, beispielsweise nach einer kleinen Verzögerung von 100 ns, damit die Schalttransienten abklingen. Da die Eingangsspannung im Vergleich zu ihrem Spitzenwert klein ist, ist die Differenz zwischen den zu Beginn abgetasteten Werten und TON / 2 nicht signifikant.
  • Unter Verwendung der zwei Spannungssignale, die VIN und VOUT entsprechen, sowie einer vorgegebenen Ausgangsspannungsreferenz VO,REF , die von einem internen Speicher 40a des Signalprozessors 9 bereitgestellt wird, berechnet der Signalprozessor 9 die Nullstrompunkte in jedem PWM-Zyklus, d. h. den Zeitpunkt, zu dem der Induktorstrom IL Null erreicht. Es wird angemerkt, dass der Signalprozessor 9 in dieser Ausführungsform den Induktorstrom IL nicht direkt misst, was einen besonders kostengünstigen und kompakten Aufbau bereitstellt.
  • Um die Einschaltdauer TON zu erhalten, verwendet der Signalprozessor die vorgenannten Spannungssignale, die vorgegebene Ausgangsspannungsreferenz VO,REF und eine vorgegebene Spitzenspannung VPK,REF .
  • Die Funktionalität des Signalprozessors 9, um die diskutierten Nullstrompunkte sowie die Dauer der Einschaltdauer zu erhalten, wird unter Bezugnahme auf 4 ausführlicher erörtert, die ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform des Signalprozessors 9 von 1. zeigt.
  • Die ersten (entsprechend VIN ) und zweiten (entsprechend VOUT ) Spannungssignale werden an den jeweiligen Eingängen 12 und 13 empfangen. Die vorgegebene Ausgangsspannungsreferenz VO,REF und die vorgegebene Spitzenspannung VPK,REF werden aus den Speichern 40a und 40b bezogen. Die zwei Spannungssignale (korr. VIN und VOUT ) werden den Operationsverstärkern 41a, 41b zur Signalkonditionierung und dann den Analog-Digital-Schaltungen (ADC) 42a, 42b zugeführt. Die zwei ADC-Schaltungen 42a, 42b wandeln die Spannungssignale in digitale Informationen um und sind vom 12-Bit-Typ mit einer Vmin: 0V und einer Vmax: 3,3V.
  • Der Signalprozessor 9 weist weiterhin mehrere Module auf, um die gesamte PWM-Zykluszeit T und die Einschaltzeit TON einem internen PWM-Generator 50 bereitzustellen. Wie im oberen Teil von 4 gezeigt, stellen das Subtraktionsmodul 43 und das Divisionsmodul 44 VOUT / (VOUT-VIN) an das Multiplikationsmodul 45 bereit. Der obere, in 4 gezeigte Pfad, ist ein Hochfrequenz-Ausführungspfad zum Berechnen des PWM-Periodenwerts T, der in dieser Ausführungsform bei einer maximalen Frequenz von 500 kHz arbeitet.
  • Im unteren Teil von Fig. In 4 wird die notwendige Einschaltzeit für die PWM, TON,CALC aus VOUT berechnet, d. h. der aktuellen Ausgangsspannung und der vorgegebenen Ausgangsspannungsreferenz VO,REF . Der Summierknoten 46 vergleicht die aktuelle Ausgangsspannung VOUT mit dem „Sollwert“ VO,REF . Das resultierende Fehlersignal wird dem Filter / Kompensator 47 bereitgestellt, der mit einer relativ niedrigen Frequenz, z. B. 10 Hz, läuft, um Komponenten der zweiten Harmonischen zu entfernen, die typischerweise in der Ausgangsspannung VOUT vorhanden sind.
  • Das gefilterte Fehlersignal wird an den Begrenzer 48 bereitgestellt. Der Begrenzer 48 bietet Sicherheit, insbesondere in einer lastseitigen Kurzschlusssituation. Während eines Kurzschlusses auf der Ausgangs- / Lastseite steigt die Einschaltzeit des MOSFET 5 tendenziell an. Der Begrenzer 48 begrenzt die maximale Einschaltzeit TON,CALC und damit die maximale Leistung, die dem Ausgang zugeführt wird. Dementsprechend wird eine Kurzschlusssituation sicher gehandhabt. Wenn sowohl die Eingangsspannung als auch die Einschaltdauer innerhalb der Grenzen liegen, tritt kein Überleistungszustand auf.
  • Der Multiplikator 45 empfängt das entsprechend verarbeitete Fehlersignal als Einschaltzeit-TON und liefert entsprechend (VOUT / (VOUT-TON)) × TON zur Verzögerung 49 und anschließend als Gesamt-PWM-Periodenzeit T zum PWM-Generator 50.
  • Wie oben erwähnt, ist die Verzögerung 49 zwischen dem Multiplikator 45 und dem PWM-Generator 50 gekoppelt. Die Verzögerung 49 sorgt dafür, dass der Moment leicht verzögert wird, zu dem der MOSFET 5 nach dem „wahren“ Moment, zu dem der Strom in dem Induktor 4 null erreicht, in den Einschaltzustand geschaltet wird. Der Grund dafür ist, dass unter Berücksichtigung typischer parasitärer Kapazitäten, insbesondere im MOSFET 5, das tatsächliche Nullmoment des Induktors 4 nicht zum Schalten geeignet ist, da sich in diesem Fall die Spannung über der parasitären Kapazität des MOSFET 5 über den MOSFET 5 entladen würde. Um diesem Verlust entgegenzuwirken, ist eine Verzögerung 49 vorgesehen. Die Verzögerung 49 kompensiert weiterhin eine vom Generator 50 eingeführte Ausbreitungsverzögerung. Die Verzögerungszeit ist basierend auf dem parasitären Kapazitätswert vorgegeben. Typische Verzögerungszeiten liegen zwischen 100 ns und 500 ns. Dementsprechend wird angemerkt, dass angesichts der relativ kleinen Verzögerung, die beim Schalten des MOSFET 5 eingeführt wird, die verzögerten Schaltpunkte hier immer noch als Nullstrompunkte betrachtet werden.
  • Der Signalprozessor weist weiterhin ein Übergangsfrequenzsteuermodul 60 auf, wie es in 4 gezeigt ist. Das Übergangsfrequenzsteuermodul 60 bestimmt einen Korrekturfaktor für die berechnete Einschaltzeitperiode TON,CALC , um eine konstante Übergangsfrequenz mit offenem Verstärkungsregelkreis bereitzustellen, d. h. unabhängig von Änderungen einer oder mehrerer Eingangsspannungen, Schaltfrequenzen und Lasten. Eine konstante Übergangsfrequenz bei offenem Verstärkungsregelkreis bietet ein gleichmäßigeres Einschwingverhalten für unterschiedliche Last- und Spannungsbedingungen.
  • Eine Hauptidee hinter dem Betrieb des Übergangsfrequenzsteuermoduls 60 besteht darin, dass bei Betrachtung des geschlossenen Regelkreises eines im BCM-Modus arbeitenden Schaltwandlers die Übergangsfrequenz der Verstärkung im offenen Regelkreis von der Gleichstromverstärkung des Wandlers abhängt. Letzteres ist proportional zum Quadrat der Eingangsspannung und des Lastwiderstands im Konstantstrombetrieb.
  • Dementsprechend bestimmt das Übergangsfrequenzsteuermodul 60 in jeder Halbwelle der Eingangsspannung einen Zyklusspitzenspannungspegel VIN,PK im Spitzenwertfunktionssubmodul 61 und das Quadrat des Zyklusspitzenspannungspegels VIN,PK im Submodul 62. Wie oben diskutiert, wird die vorgegebene Spitzenspannung VPK,REF aus dem Speicher 40b bezogen und das Quadrat der vorgegebenen Spitzenspannung VPK,REF wird im Submodul 63 berechnet. Die vorgegebene Spitzenspannung VPK,REF ist vorgegeben für die Betriebsspitzenspannung der Schaltung 1, d. h. VPK,REF = VRMS * √2. Wenn beispielsweise die Schaltung 1 mit einer Spannung von 15 VRMS betrieben wird, wird VPK,REF auf 15 * √2 eingestellt.
  • Die vorgegebene Spitzenspannung kann auf eine beliebige Spannung im Betriebsbereich oder darüber hinaus eingestellt werden. Typischerweise kann sie abhängig vom gewünschten Übergangspunkt entweder auf die niedrigste oder die höchste Betriebseingangsspannung eingestellt werden. Beispielsweise kann in einem Netzteil mit einem Eingangsbereich von 85 VRMS bis 265 VRMS die vorgegebene Spitzenspannung auf 85 * √2 oder 265 * √2 eingestellt werden. Typischerweise ist am unteren Ende der Eingangsspannung die Verstärkung geringer, während am oberen Ende die Verstärkung höher ist. Aufgrund dessen ist die Übergangsfrequenz bei einer niedrigeren Eingangsspannung geringer als bei der höheren Eingangsspannung. Ein zu berücksichtigender Punkt ist, dass die Eingangsspannung für die Auslegung des Regelkreises verwendet wird. Beispielsweise wird in den meisten Fällen die niedrigere Eingangsspannung für die Auslegung des Regelkreises verwendet. In solchen Fällen wäre es vorteilhaft, die niedrigere Eingangsspannung für die Berechnung von VPK,REF zu berücksichtigen.
  • Das Submodul 64 berechnet das Verhältnis des Quadrats der vorgegebenen Spitzenspannung VPK,REF zum Quadrat des Zyklusspitzenspannungspegels VIN,PK . Das Ergebnis wird mit der berechneten Einschaltzeit TON,CALC im Submodul 65 multipliziert, um die Einschaltdauer im Falle eines Lastwechsels zu korrigieren.
  • Zum Beispiel fällt bei einem plötzlichen Lastanstieg am Ausgang 8 die Ausgangsspannung VOUT ab. Dies bewirkt, dass der Summierknoten 46 TON,CALC erhöht. Eine erhöhte TON,CALC würde jedoch in Abhängigkeit von der Eingangsspannung zu einer unterschiedlichen Übergangsfrequenz führen, da TON,CALC proportional zu VIN 2 ist. Durch Multiplizieren von TON,CALC mit (VPK,REF / VIN,PK)2 wird der Effekt von VIN neutralisiert und die Reaktion auf eine sprunghafte Lastzunahme wird fixiert.
  • Sicherlich bleibt die Bestimmung des Zyklusspitzenspannungspegels VIN,PK um eine Halbwelle zurück, jedoch bietet eine Korrektur der Einschaltdauer zu Beginn der nachfolgenden Halbwelle, d. h. zu einem Zeitpunkt, zu dem die minimale Leistung gehandhabt wird, eine erhebliche Kompensation.
  • Die Funktionalität des Verzögerungsmoduls 66 entspricht der Funktionalität des Verzögerungsmoduls 49. TON wird dann dem PWM-Generator 50 bereitgestellt.
  • Unter Verwendung von T und TON kann der PWM-Generator 50 dem PWM-Treiber 10 und dem Gate des MOSFET 5 die entsprechenden PWM-Zeiteinstellungen bereitstellen. Angesichts der Tatsache, dass die durchgeführten Berechnungen auf VOUT und VIN basieren, wird der Nullstrompunkt in jedem PWM-Zyklus zuverlässig bestimmt und gleichzeitig wird eine feste Übergangsfrequenz bereitgestellt.
  • 5 zeigt den Diodenstrom iD nahe der Spitze der Eingangsspannung. 6 zeigt den Diodenstrom iD nahe Null der Eingangsspannung.
  • 7 zeigt ein Bode-Diagramm einer Schaltungsanordnung ohne Übergangsfrequenzsteuermodul 60, während 8 das gleiche Diagramm der Schaltungsanordnung 1 mit dem Übergangsfrequenzsteuermodul 60 zeigt. Beide Figuren zeigen verschiedene Eingangsspannungs- / Lastbedingungen. Es ist anzumerken, dass die Diagramme von 7 bis 8 sich auf den Betrieb der Schaltungsanordnung 1 bei einer Eingangsspannung von 20 V und 26 V (RMS) beziehen.
  • Wie aus 8 zu ersehen ist, kreuzen alle Plotlinien die 0 dB-Linie bei derselben Frequenz. Folglich ist die Übergangsfrequenz unabhängig von der Eingangsspannung und dem Lastzustand. Die untenstehende Tabelle 1 zeigt die Daten der Beispiele von 7, d. h. einer Schaltungsanordnung ohne Übergangsfrequenzsteuermodul 60. Tabelle 1
    No. EingangsSpannung (V) Laststrom Io (A) ÜbergangsFrequenz (Hz) Phasenreserve (Grad) Verstärkungsreserve (dB)
    1 12 0,1 4,53 39 55
    3 20 0,1 9,38 49,07 47,7
    4 20 1,25 7,37 55,56 40
    5 26 0,1 13,44 53,7 43
    6 26 1,25 13,98 66,97 33
    Tabelle 2
    SI. No EingangsSpannung (V) Laststrom Io (A) ÜbergangsFrequenz (Hz) Phasenreserve (Grad) Verstärkungsreserve (dB)
    1 12 0,1 15,82 60,07 40
    2 20 0,1 15,82 61,55 43
    3 20 1,25 15,82 47,17 34
    4 26 0,1 15,82 60,72 42
    5 26 1,25 15,82 58,31 35
  • Table 2 zeigt Daten der Beispiele nach 8, d. h., einer Schaltungsanordnung 1 mit Übergangsfrequenzsteuermodul 60 und Verwendung von VPK,REF = 27V.
  • 9 zeigt ein Oszilloskop-Diagramm einer Sprungantwort einer Schaltungsanordnung ohne Kompensation, d. h. ohne Übergangsfrequenzsteuermodul 60. 9 zeigt eine Sprungantwort, d. h. den Abfall der Ausgangsspannungsamplitude (VOUT ) bei einer Eingangsspannung von 20 VRMs beim Lastwechsel von einer Last von 0, 1A auf eine Last von 1,25 A. 10 zeigt ein Oszilloskop-Diagramm der Sprungantwort, die 9 entspricht, unter Verwendung einer Schaltungsanordnung mit Kompensation, d. h. mit einem Übergangsfrequenzsteuermodul 60. Ohne den Kompensationsalgorithmus variiert der Abfall und ist eine Funktion der Eingangsspannung und der Lastschrittgröße. Bei Anwendung der Kompensation hängt der Abfall von der Übergangsfrequenz ab und ist unabhängig von Lastschritten und Eingangsspannung fest. 9 zeigt auch einen signifikant höheren Abfall im Vergleich zu 10.
  • 11 zeigt ein Bode-Diagramm einer Schaltungsanordnung ohne Kompensation (bei 20 VRMS , 0,1 A Last) und 12 zeigt ein Bode-Diagramm einer Schaltungsanordnung mit Kompensation. Die Figuren zeigen die Übergangsfrequenzen in den nicht kompensierten und kompensierten Implementierungen. Die zugrunde liegenden Daten sind in den Tabellen 1 und 2 tabellarisch aufgeführt. Die Daten am unteren Rand der Bode-Diagramme unter der M1-Markierung zeigen den 0 dB Übergangspunkt (nahe 0 dB, begrenzt durch die Auflösung des Bode-Analysators). Es ist zu beachten, dass es in 11 9,38 Hz sind und 15,82 Hz in 12.
  • Während die Erfindung in den Zeichnungen und der vorstehenden Beschreibung detailliert dargestellt und beschrieben wurde, sind solche Darstellungen und Beschreibungen als veranschaulichend oder beispielhaft und nicht einschränkend anzusehen; die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt. Zum Beispiel ist es möglich, die Erfindung in einer Ausführungsform zu betreiben, in der:
    • - anstelle von oder zusätzlich zu Induktor 4 wird ein Kondensator als Energiespeicher verwendet;
    • - ein EMI- (elektromagnetische Interferenz) Filter ist enthalten und so ausgelegt, dass er niederfrequente Komponenten durchlässt und die höherfrequenten Komponenten dämpft.
    • - anstatt die beiden Spannungssignale, die VIN und VOUT entsprechen, auch zur Bestimmung der Nullstrompunkte in jedem PWM-Zyklus zu verwenden, kann der Strom der Induktivität 4 unter Verwendung einer gekoppelten Induktivität und / oder eines Stromwandlers gemessen werden
    • - Filter / Kompensator 47 ist ein 2P2Z oder ein PID-Regler;
  • Andere Variationen der offenbarten Ausführungsformen können vom Fachmann bei der Durchführung der beanspruchten Erfindung aus einer Untersuchung der Zeichnungen, der Offenbarung und der beigefügten Ansprüche verstanden und umgesetzt werden. In den Ansprüchen schließt das Wort „aufweisen“ andere Elemente oder Schritte nicht aus, und der unbestimmte Artikel „ein“ schließt eine Vielzahl nicht aus. Ein einzelner Prozessor, ein einzelnes Modul oder eine andere Einheit kann die Funktionen mehrerer in den Ansprüchen angegebener Elemente erfüllen.
  • Die bloße Tatsache, dass bestimmte Maßnahmen in voneinander abhängigen Ansprüchen aufgeführt sind, bedeutet nicht, dass eine Kombination dieser Maßnahmen nicht zum Vorteil genutzt werden kann. Referenzzeichen in den Ansprüchen sollten nicht als Einschränkung des Geltungsbereichs ausgelegt werden.
  • ANHANG
  • Die vorliegende Offenbarung betrifft Stromversorgungen und Steuerungen für elektronische Vorrichtungen und insbesondere die digitale Steuerung der Boundary-Mode-PFC für eine konstante Übergangsfrequenz.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung weisen Leistungsregler auf, die in einer beliebigen geeigneten Kombination von analogen Schaltungen, digitalen Schaltungen oder Anweisungen zur Ausführung durch einen Prozessor implementiert sind. Die Leistungsregler können PFC verwenden und insbesondere Boundary-Mode-PFC. Der Boundary-Mode-PFC kann eine Topologie mit variabler Frequenz beinhalten, bei der die Schaltfrequenz über den Wechselstromleitungszyklus hinweg variiert. Die variable Frequenz ist auf das Umschalten zum Zeitpunkt des Induktorstroms Null zurückzuführen. Die Frequenz ist hauptsächlich abhängig von der Eingangsspannung, der Ausgangslast und dem Induktorwert. Das Steuersystem besteht aus einer Spannungsschleife, die den Schaltern eine geringe Bandbreite bereitstellt. Das Steuersystem ist für transiente Bedingungen im ungünstigsten Fall ausgelegt. Das Einschwingverhalten des Wandlers hängt von der Schaltfrequenz, der Eingangsspannung und der Ausgangslast ab. Die Übergangsfrequenz der Verstärkung im offenen Regelkreis ist eine gute Schätzung des Einschwingverhaltens. In einer Ausführungsform wird die Übergangsfrequenz unabhängig von der Eingangsspannung oder Laständerungen konstant gehalten und garantiert somit ein gleichmäßiges Einschwingverhalten. Somit arbeitet eine solche Steuerung mit einem einstufigen oder mehrstufigen verschachtelten Wandler, der im Boundary-Modus arbeitet.
  • Der PFC im Boundary-Modus kann eine Boost-Topologie, einen Wechselstromeingang, einen Gleichstromausgang, eine einzelne Spannungsschleife, eine konstante Einschaltdauer, ein Ausschalten bei Nullstrom und eine variable Frequenz verwenden und kann eine Verschachtelung verwenden oder nicht.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können eine feste Übergangsantwort ausführen. Das feste Einschwingverhalten kann auf einer festen Übergangsfrequenz basieren. Das feste Einschwingverhalten kann unabhängig von der Änderung der Eingangsspannung sein. Das feste Einschwingverhalten kann unabhängig von der Änderung der Ausgangslast sein. Die Ausführungsformen können zu hocheffizienten Faktoren mit hoher Leistung führen und die digitale Steuerung maximieren.
  • 1 veranschaulicht einen Boundary-Mode-PFC. Ein Blick auf das Closed-Loop-Modell eines PFC im Boundary-Modus zeigt, dass die Übergangsfrequenz von der Gleichstromverstärkung des Systems abhängt. Die Gleichstromverstärkung ist proportional zum Quadrat der Eingangsspannung und des Lastwiderstands im Konstantstrombetriebsmodus. Die Lösung besteht darin, eine Eingangsreferenzspannung zu identifizieren, die im Allgemeinen die Spitze der höchsten Betriebsspannung ist. In jedem Zyklus des Eingangswechselstromnetzes wird die Spitze der Eingangsspannung gemessen. Das Verhältnis des Quadrats der Referenzspitzenspannung zur gemessenen Spitzenspannung wird mit dem Ausgang des Regelkreises multipliziert, der die erforderliche TON liefert. Diese Lösung funktioniert über den Spannungs- und Lastbereich des Wandlers.
  • Der PFC kann in einer Niederspannungs-PFC-Karte (LVPFC) implementiert werden, einer Plattform, auf der Kunden ohne das Risiko eines Stromschlags PFC-Algorithmen bei niedrigeren Spannungen entwickeln können. Die Karte enthält zwei identische Abschnitte von Aufwärtswandlern, die die Eingangswechselspannung in die Ausgangsgleichspannung umwandeln. Der Boundary-Mode-Betrieb hat die Vorteile eines höheren Wirkungsgrads und Leistungsfaktors. Einer der Nachteile dieser Topologie ist die Variation der Schaltfrequenz über den Netzleitungszyklus. Gegen Nulldurchgang des Wechselstromleitungszyklus ist die Frequenz am höchsten, während die Frequenz an der Spitze am niedrigsten ist. Der neue PWM-Schaltzyklus ist mit dem Induktorstrom Null synchronisiert. Der Null-Induktorstrom-Zeitpunkt kann unter Verwendung eines Stromsensors oder einer gekoppelten Induktivität detektiert oder durch dsPIC-Berechnungen bestimmt werden.
  • Der Eingang der Schaltung ist die Wechselstrom-Hauptversorgung von 110 V, 60 Hz oder 230 V, 50 Hz. Die Eingangsspannung wird unter Verwendung eines Brückengleichrichters gleichgerichtet und einer Boost-Schaltung zugeführt, die aus einem Induktor, einem Schalter und einer Diode besteht. Im Fall von verschachtelten Wandlern gibt es N Boost-Stufen, wobei jede Boost-Stufe für eine PIN-Leistung mit angemessenen Margen ausgelegt ist. Die Eingangs- und Ausgangskondensatoren sind allen Boost-Stufen gemeinsam und können zusammengefasst oder verteilt werden. Der dsPIC tastet die Eingangs- und Ausgangsspannung gleichzeitig mit zwei ADCs ab und steuert die Gate-Wellenformen der Schalter. Der Nullschaltzeitpunkt für jede Stufe kann unter Verwendung eines gekoppelten Induktors oder einer Induktorstromerfassung bestimmt werden. In beiden Fällen empfängt ein Komparator innerhalb des dsPIC das Erfassungssignal.
  • 4 zeigt den im dsPIC ausgeführten Algorithmus. Der dsPIC berechnet die EIN-Zeit unter Verwendung eines Digitalfilters und die Differenz zwischen der Referenzausgangsspannung und der tatsächlichen Ausgangsspannung. Für die Implementierung des Digitalfilters wird ein 2P2Z-Kompensator ausgewählt. Mit dem 2P2Z-Kompensator kann der Benutzer zwei Pole und eine einzelne Nullstelle auswählen. Die Bandbreite der Ausgangsspannung wird niedrig gehalten, um eine Verzerrung des Eingangsstroms zu verhindern. Dies führt zu einer konstanten Einschaltzeit über den Wechselstromleitungszyklus für eine gegebene Eingangsspannung und Ausgangslast. Der Ansteuerimpuls zum Schalter (MOSFET) ist während der EIN-Zeit HOCH und während der AUS-Zeit NIEDRIG. Der PWM-Zyklus wird neu gestartet, wenn der Induktorstrom durch Null geht. Der dsPIC tastet auch die Eingangsspannung periodisch ab und berechnet die Spitze der Eingangswellenform in jedem Eingangswechselstromzyklus. Die Berechnungen weisen die Berechnung des Quadrats des Verhältnisses der Spitze der Referenzspannung zum gemessenen Spitzenwert auf. Dieses Verhältnis wird dann mit der berechneten Einschaltzeit multipliziert und kann beim Nulldurchgang der Eingangsspannung aktualisiert werden, wenn die minimale Leistung gehandhabt wird. Somit veranschaulicht 2 einen Algorithmus zum Finden der konstanten Übergangsfrequenz.
  • 7 veranschaulicht ein Bode-Diagramm der Leistung des Systems ohne Verwendung des Algorithmus von 4. Wie aus dem Diagramm ersichtlich, variiert die Übergangsfrequenz des Systems mit der Eingangsspannung und dem Lastwiderstand. 9 zeigt eine beispielhafte Sprungantwort bei 26 Veff, und einer Last von 0,1 A bis 1,25 A. 10 zeigt eine beispielhafte Sprungantwort bei 20 Veff, und einer Last von 0,1 A bis 1,25 A. 8 zeigt ein Bode-Diagramm der Leistung des Systems unter Verwendung des Algorithmus von 4. Es ist zu beachten, dass das Verstärkungsdiagramm die 0 dB-Linie mit genau derselben Frequenz kreuzt, wodurch es zu einer konstanten Übergangsfrequenz und einem gleichmäßigen Einschwingverhalten kommt. Der Unterschied in der Phasenreserve des Systems unter mehreren Bedingungen von Eingangsspannung und Last verringert sich mit dem Algorithmus erheblich. 11 zeigt die Sprungantwort des Systems bei 26 Veff, 0,1A bis 1,25A, wenn der Algorithmus von 4 verwendet wird. 12 zeigt die Sprungantwort des Systems bei 20 Veff, 0,1A bis 1,25A, wenn der Algorithmus von 4 verwendet wird.
  • Implementierungen des PFC sind möglicherweise nur mit digitaler Steuerung möglich. Im Gegensatz dazu wurde die digitale Steuerung im Boundary-Modus traditionell mit analogen Steuerungslösungen verwendet.
  • Die vorliegende Offenbarung wurde in Bezug auf eine oder mehrere Ausführungsformen beschrieben, und es versteht sich, dass viele Äquivalente, Alternativen, Variationen und Modifikationen, abgesehen von den ausdrücklich angegebenen, möglich sind und im Rahmen der Offenbarung liegen. Während die vorliegende Offenbarung für verschiedene Modifikationen und alternative Formen zugänglich ist, wurden spezifische beispielhafte Ausführungsformen davon in den Zeichnungen gezeigt und werden hier im Detail beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die Beschreibung spezifischer beispielhafter Ausführungsformen hierin die Offenbarung nicht auf die hierin offenbarten besonderen Formen beschränken soll.
  • In einigen Ausführungsformen wird eine Steuerung bereitgestellt, die aufweist: eine erste Eingangsspannung; eine zweite Eingangsspannung, die von einer Ausgangsspannung einer Energieversorgung weitergeleitet wird; eine Schaltung, die konfiguriert ist, um: einen Spitzenwert der Eingangsspannung aus der ersten Eingangsspannung zu identifizieren, und Aufrechterhalten einer festen Übergangsfrequenz basierend auf der ersten Eingangsspannung; Bestimmen einer Übergangsfrequenz.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung konfiguriert, um die feste Übergangsfrequenz durch Berechnen der EIN-Zeit aufrechtzuerhalten.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung konfiguriert, um die EIN-Zeit unter Verwendung eines digitalen Filters und der Differenz zwischen einer Referenzausgangsspannung und der zweiten Eingangsspannung zu berechnen.
  • In einigen Ausführungsformen weist das digitale Filter eine Kompensatorschaltung mit zwei wählbaren Polen und einer einzelnen Nullstelle auf.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung konfiguriert, um die Ausgangsspannung niedrig zu halten, um eine Verzerrung des Eingangsstroms zu verhindern.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung konfiguriert, um über den Wechselstromleitungszyklus für eine gegebene Eingangsspannung und Ausgangslast eine konstante EIN-Zeit aufrechtzuerhalten.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung so konfiguriert, dass sie neu gestartet wird, wenn der Induktorstrom auf null geht.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung so konfiguriert, dass Eingänge periodisch abgetastet werden und der Spitzenwert der Eingangswellenform in jedem Eingangswechselstromzyklus berechnet wird.
  • In einigen Ausführungsformen ist die Schaltung konfiguriert, um ein Quadrat eines Verhältnisses des Spitzenwerts der Referenzspannung zu einem gemessenen Spitzenwert zu berechnen; das Verhältnis mit der berechneten Einschaltzeit zu multiplizieren; und bei einem Nulldurchgang der Eingangsspannung zu aktualisieren, wo die minimale Leistung gehandhabt wird.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 62/575798 [0001]
    • US 16/052208 [0001]
    • US 16/052026 [0001]
    • US 16/051872 [0001]

Claims (19)

  1. Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus, die zumindest aufweist: einen Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung von einer Energieversorgung; einen Ausgang zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an eine Last; eine Energiespeicheranordnung; eine steuerbare Schaltvorrichtung; und einen Signalprozessor, der mit der steuerbaren Schaltvorrichtung verbunden ist und zum Nullstromschalten der Schaltvorrichtung konfiguriert ist; wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, um eine Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung in einem oder mehreren Schaltzyklen basierend auf der Ausgangsspannung und einem Ausgang eines Übergangsfrequenzsteuermoduls zu bestimmen, um eine verbesserte Einschwingverhaltenscharakteristik der Schaltungsanordnung bereitzustellen.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei das Übergangsfrequenzsteuermodul konfiguriert ist, um bei Verstärkung mit offenem Regelkreis eine konstante Übergangsfrequenz bereitzustellen, die im Wesentlichen unabhängig von Änderungen einer oder mehrerer Eingangsspannungen, Schaltfrequenzen und der Last ist.
  3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, wobei die Eingangsspannung eine Wechselspannung mit mehreren Halbzyklen ist und das Übergangsfrequenzsteuermodul konfiguriert ist, um einen Zyklusspitzenspannungspegel der Eingangsspannung in mehreren Halbzyklen zu bestimmen.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wobei das Übergangsfrequenzsteuermodul konfiguriert ist, um ein Spannungsverhältnis einer vorgegebenen Spitzenspannungsreferenz zum Zyklusspitzenspannungspegel zu berechnen.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, wobei das Übergangsfrequenzsteuermodul weiterhin konfiguriert ist, um den Ausgang des Übergangsfrequenzsteuermoduls entsprechend dem Spannungsverhältnis einzustellen.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, wobei das Übergangsfrequenzsteuermodul weiterhin konfiguriert ist, um den Ausgang des Übergangsfrequenzsteuermoduls entsprechend dem Quadrat des Spannungsverhältnisses einzustellen.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, um die Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung bei einem Nulldurchgang der Wechselspannung zu bestimmen.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, um die Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit einer vorgegebenen Referenzausgangsspannung und dem Ausgang des Übergangsfrequenzsteuermoduls zu bestimmen.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, um die Einschaltdauer für die Schaltvorrichtung basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit einer Referenzausgangsspannung zu bestimmen, wobei das Ergebnis mit dem Ausgang des Übergangsfrequenzsteuermoduls multipliziert wird.
  10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Signalprozessor während des Nullstromschaltens konfiguriert ist, um die Schaltvorrichtung zumindest an einem Nullstrompunkt der Energiespeicheranordnung zu steuern.
  11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, um die Schaltvorrichtung an dem zumindest einen Nullstrompunkt von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand zu steuern.
  12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der Signalprozessor weiterhin konfiguriert ist, um die Schaltvorrichtung wiederholt an Nullstrompunkten zu steuern.
  13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei der Signalprozessor ein Verzögerungsmodul aufweist, wobei das Verzögerungsmodul so konfiguriert ist, dass der zumindest eine Schaltpunkt um eine vorgegebene Verzögerungszeit verzögert wird.
  14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der Signalprozessor ein Pulsbreitenmodulations- (PWM-) Modul zum Ansteuern der Schaltvorrichtung aufweist.
  15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, wobei der Signalprozessor weiterhin einen Begrenzer aufweist, der konfiguriert ist, um dem PWM-Modul Informationen über die maximale Einschaltzeit bereitzustellen.
  16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei der Signalprozessor ein digitaler Signalprozessor ist, der zumindest einen Analog-Digital-Wandler zum Umwandeln zumindest eines der ersten oder zweiten Spannungssignale aufweist.
  17. Signalprozessor zur Verwendung in einer Schaltungsanordnung zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus mit zumindest einer steuerbaren Schaltvorrichtung, wobei der Signalprozessor der Signalprozessor einer der Schaltungsanordnungen nach Anspruch 1 bis 15 ist.
  18. Verfahren zur Leistungswandlung im geschalteten Boundary-Modus, das den Betrieb einer der Schaltungsanordnungen nach Anspruch 1 bis 16 aufweist.
  19. Maschinenlesbares Medium mit Inhalten, die so konfiguriert sind, dass ein Signalprozessor das Verfahren nach Anspruch 18 ausführt.
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7283094B2 (ja) * 2019-02-04 2023-05-30 富士電機株式会社 駆動信号生成回路、力率改善回路
CN113892229A (zh) * 2019-05-29 2022-01-04 微芯片技术股份有限公司 用于无线功率传输的转换器以及相关的系统、方法和设备
CN110445355B (zh) * 2019-07-26 2021-05-18 成都芯源系统有限公司 开关电源及其驱动电路和驱动方法
GB2611924A (en) * 2020-08-07 2023-04-19 Tridonic Gmbh & Co Kg Power supply circuit, controlling method and lighting equipment
CN112117900B (zh) * 2020-08-14 2022-08-26 南京理工大学 谐波互消并联控制的并联定开关频率crm和dcm升压pfc变换器
US11637493B2 (en) * 2020-11-23 2023-04-25 Robert S. Wrathall Electrical circuits for power factor correction by measurement and removal of overtones and power factor maximization
US10998815B1 (en) * 2020-11-23 2021-05-04 Robert S. Wrathall Electrical circuits for power factor correction by measurement and removal of overtones
CN114679046A (zh) * 2020-12-24 2022-06-28 广东美的制冷设备有限公司 功率因数校正的载波频率控制方法、控制装置和空调器
KR20220093758A (ko) * 2020-12-28 2022-07-05 현대자동차주식회사 역률 보상 회로 제어 장치
US11606018B2 (en) * 2021-02-09 2023-03-14 Alpha And Omega Semiconductor International Lp High bandwidth constant on-time PWM control

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5847942A (en) * 1996-05-30 1998-12-08 Unitrode Corporation Controller for isolated boost converter with improved detection of RMS input voltage for distortion reduction and having load-dependent overlap conduction delay of shunt MOSFET
US6882551B2 (en) * 2001-11-29 2005-04-19 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power supply device
US6448745B1 (en) 2002-01-08 2002-09-10 Dialog Semiconductor Gmbh Converter with inductor and digital controlled timing
US7205752B2 (en) 2004-09-07 2007-04-17 Flextronics Ap, Llc Master-slave critical conduction mode power converter
US7812576B2 (en) 2004-09-24 2010-10-12 Marvell World Trade Ltd. Power factor control systems and methods
CN101282079B (zh) * 2007-04-05 2011-06-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于功率控制器的系统和方法
KR101411000B1 (ko) 2008-02-20 2014-06-24 페어차일드코리아반도체 주식회사 컨버터 및 그 구동방법
US7884588B2 (en) 2008-04-10 2011-02-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for a system of interleaved converters using a designated master converter
US7933132B2 (en) 2008-04-29 2011-04-26 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronizing frequency and phase of multiple variable frequency power converters
JP5402268B2 (ja) 2008-10-16 2014-01-29 富士電機株式会社 インターリーブ制御電源装置、該電源装置の制御回路および制御方法
JP5277952B2 (ja) * 2008-12-25 2013-08-28 富士電機株式会社 スイッチング電源回路
JP5310172B2 (ja) 2009-03-24 2013-10-09 サンケン電気株式会社 インターリーブコンバータ
US8098505B1 (en) 2009-07-20 2012-01-17 Fairchild Semiconductor Corporation Phase management for interleaved power factor correction
US8406021B2 (en) 2009-08-10 2013-03-26 Emerson Climate Technologies, Inc. System and method for reducing line current distortion
US8476879B2 (en) 2009-11-12 2013-07-02 Polar Semiconductor, Inc. Saving energy mode (SEM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
US8363434B2 (en) 2009-12-22 2013-01-29 Logah Technology Corp. Interleaved bridgeless power factor corrector and controlling method thereof
JP2011166941A (ja) * 2010-02-09 2011-08-25 Panasonic Corp スイッチング電源装置
KR101663357B1 (ko) 2011-02-10 2016-10-06 피에이아이 캐피탈 엘엘씨 다상 전력 변환기들을 위한 디지털 위상 조절
US8681519B2 (en) 2011-03-04 2014-03-25 Astec International Limited Variable input voltage PFC circuits, systems and power supplies with phase shifted power rails
TWI500482B (zh) 2011-03-24 2015-09-21 Nat Univ Tsing Hua 利用離心資源之真空裝置
US8912775B2 (en) 2011-04-12 2014-12-16 Infineon Technologies Ag Power factor correction circuit having multiple switched-mode converter circuits
US8472219B2 (en) 2011-09-14 2013-06-25 General Electric Company Method and systems for converting power
ITMI20120089A1 (it) * 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
US9190900B2 (en) * 2012-10-15 2015-11-17 Infineon Technologies Ag Active power factor corrector circuit
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
KR101434057B1 (ko) 2012-12-21 2014-08-27 삼성전기주식회사 위상 변환 회로 및 그를 포함하는 역률 보상 회로
TWI497886B (zh) 2013-05-10 2015-08-21 Univ Nat Taiwan 用於多相交錯直流電源轉換器的控制裝置及其控制方法
JP2014239620A (ja) * 2013-06-10 2014-12-18 ソニー株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源制御方法および電子機器
US9455623B2 (en) * 2013-08-19 2016-09-27 Infineon Technologies Austria Ag Power factor correction circuit and method
US9343953B2 (en) * 2013-09-05 2016-05-17 Power Integrations, Inc. Pre-distortion of sensed current in a power factor correction circuit
US9479047B2 (en) * 2013-11-27 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for controlling a power supply with a feed forward controller
US9502961B2 (en) * 2014-07-15 2016-11-22 Stmicroelectonics S.R.L. Control circuit implementing a related method for controlling a switching power factor corrector, a PFC and an AC/DC converter
US20160105096A1 (en) * 2014-10-13 2016-04-14 Metal Industries Research & Development Centre Power factor correction controller and power supply apparatus using the same
JP6328352B2 (ja) 2015-03-09 2018-05-23 フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ Ｌｅｄドライバ
US20160269016A1 (en) * 2015-03-12 2016-09-15 Microchip Technology Incorporated Combinatorial/sequential pulse width modulation
CN110098729B (zh) * 2015-03-17 2021-06-11 意法半导体股份有限公司 用于具有交错的转换器级的开关调节器的控制设备、开关调节器及对应的控制方法
CN106385176B (zh) 2016-10-19 2019-01-29 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电源及其控制电路和控制方法
US9973089B1 (en) 2017-04-20 2018-05-15 Sanken Electric Co., Ltd. Interleaved DC-DC converter and semiconductor device having interleaved DC-DC converter
US10491131B2 (en) 2017-08-09 2019-11-26 Microchip Technology Limited Digital control of switched boundary mode power converter without current sensor

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Publication number Publication date
WO2019083924A1 (en) 2019-05-02
CN111033992A (zh) 2020-04-17
US20190199204A1 (en) 2019-06-27
CN111033992B (zh) 2023-06-06
US10432085B2 (en) 2019-10-01

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