CN111033992A - 用于恒定交叉频率的开关边界模式pfc功率转换器的数字控制 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于开关边界模式功率转换的电路布置、相对应的信号处理器和一种开关边界模式功率转换的方法。该电路布置包括用于接收来自电源的输入电压的输入端、向负载提供输出电压的输出端、储能设备、可控开关设备和信号处理器。信号处理器连接到可控开关设备并且被配置用于开关设备的零电流开关。信号处理器被进一步配置为基于输出电压和交叉频率控制模块的输出来确定开关设备在一个或多个切换循环中的导通时间段，以提供电路布置的改进的瞬态响应特性。

Description

用于恒定交叉频率的开关边界模式PFC功率转换器的数字 控制
相关专利申请
本专利申请要求提交于2017年10月23日的美国临时专利申请62/575,798的优先权，该申请的全部内容据此以引用方式并入以用于所有目的。本专利申请还要求提交于2018年8月1日的美国专利申请16/052,208的优先权，该申请的全部内容据此以引用方式并入以用于所有目的。本专利申请还要求提交于2018年8月1日的美国专利申请16/052,026的优先权，该申请的全部内容据此以引用方式并入以用于所有目的。本专利申请还要求提交于2018年8月1日的美国专利申请16/051,872的优先权，该申请的全部内容据此以引用方式并入以用于所有目的。
技术领域
本公开涉及功率转换器，并且更具体地涉及开关边界模式功率转换器的控制。
背景技术
功率转换器以及具体地讲开关模式功率转换器用于多种应用以提供AC/DC和DC/DC转换。例如，开关模式功率转换器(也称为开关模式电源(SMPS))广泛用于计算机和移动电话电源单元，以从典型的120V/240VAC电源提供必要的工作电压。
设计功率转换器时所关注的典型项目涉及转换效率和成本。应当显而易见的是，应最小化功率损耗以提高转换器的总体效率并且还减少热量的生成，该热量可能难以根据设计和各自的应用而消散。
已知在边界传导模式或短“边界模式”(BCM)下操作开关模式功率转换器。与CCM(连续传导模式)中的连续操作不同，在边界传导模式中，其旨在在没有或没有实质性电流流过开关时操作功率转换器的开关。这种操作模式减少了开关损耗，并且还允许在升压开关模式功率转换器设置中使用成本较低的部件，例如成本较低的升压二极管，这是由于没有反向恢复损耗。此外，考虑到输入电流遵循输入电压波形，BCM还允许功率因数校正(PFC)。
BCM的副作用是转换器固有地使用可变开关频率。该频率主要取决于所选择的输出电压、输入电压的瞬时值、所使用的储能器的参数，例如，电感或电容以及递送到负载的输出功率。最低频率发生在正弦线电压的峰值处。
开关模式功率转换器的典型设计考虑涉及瞬态响应，即，转换器在输出负载的突然变化时如何反应。在电路不仔细设计的情况下，当施加的瞬变仅被缓慢地抑制或完全不抑制时，可能发生振荡。因此，当设计开关模式功率转换器时，电路设计者通常确定系统稳定性，尤其是在相位裕度和増益裕度方面。
具体地，当使用BCM操作时，转换器的固有可变开关频率对于系统稳定性尤其是对于瞬态响应特性而言可能存在问题。
发明内容
因此，本文的目标之一在于提供一种用于开关模式功率转换的具有成本效益的电路布置和方法，该电路布置和方法允许通过改进的瞬态响应在边界传导模式下操作。
该目的通过用于开关边界模式功率转换的电路布置、信号处理器和方法来解决。从属权利要求以及以下描述包含本发明的各种实施方案。
在一个方面，提供了一种用于开关边界模式功率转换的电路布置，其至少包括一个用于从电源接收输入电压的输入端；用于向负载提供输出电压的输出端；储能设备；可控开关设备；以及信号处理器，该信号处理器与可控开关设备连接并且被配置用于开关设备的零电流开关。根据该方面，信号处理器进一步被配置为基于输出电压和交叉频率控制模块的输出来确定开关设备在一个或多个切换周期中的导通时间段，以提供电路布置的改进的瞬态响应特性。
本发明的一个基本构思基于本发明人认识到边界传导模式(BCM)功率转换器的瞬态响应特性与转换器的开环増益的交叉频率相关。因此，控制开环増益交叉频率有利地允许在整个输入电压范围内提供更一致的瞬态响应。
附图说明
通过以下对各种实施方案的讨论，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得显而易见。在附图中，
图1示出了用于开关边界模式功率转换的电路布置的实施方案的示意性框图；
图2示出了示例性示意性PWM切换循环中的电感器电流IL的图；
图3示出了在AC输入电压VIN的整个循环期间图1的实施方案的电路布置的操作的图；
图4示出了图1的信号处理器9的操作的实施方案的示意性框图；
图5至图6示出了图1的实施方案的电路布置的操作的波形；
图7示出了不具有交叉频率控制模块的电路布置的操作的波特图；
图8示出了在采用具有交叉频率控制模块的电路布置时的图7的示意图；
图9至图10示出了在操作不具有和具有交叉频率控制模块的电路布置时的阶跃响应的示波器曲线图；和
图11至图12示出了不具有和具有交叉频率控制模块的电路布置的操作的波特图。
具体实施方式
本专利申请中描述的技术特征可以用于构造集成电路设备的各种实施方案。讨论了本发明的一些实施方案以便使得本领域的技术人员能够制造和使用本发明。
如前面所讨论，并且在第一方面，提供了一种用于开关边界模式功率转换的电路布置，其至少包括一个用于从电源接收输入电压的输入端；用于向负载提供输出电压的输出端；储能设备；可控开关设备；以及信号处理器，该信号处理器与可控开关设备连接并且被配置用于开关设备的零电流开关。根据该方面，信号处理器被进一步配置为基于输出电压和交叉频率控制模块的输出来确定开关设备在一个或多个切换循环中的导通时间段，以提供电路布置的改进的瞬态响应特性。
在本讨论的上下文中，术语“开关边界模式功率转换”被理解为在边界传导模式(BCM)下的开关模式电力转换。相应的转换器电路包括至少储能设备和开关设备，用于暂时存储输入能量，然后以不同的电压将该能量释放到输出端。
在BCM中，当通过储能设备的电流恢复为零(在连续传导(CCM)和不连续传导模式(DCM)边界处)时，启动新的切换周期。
在本发明的上下文中，“储能设备”被理解为用于至少暂时地储存电能的设备。例如，储能设备可包括一个或多个电感器/电感和/或一个或多个电容器/电容。
在本发明的上下文中的开关设备可以具有任何合适的类型以控制电流。开关设备可以包括例如一个或多个半导体开关，诸如，双极晶体管、场效应晶体管、MOSFET、IGBT、SiC、GAN等。
根据本方面，电路布置包括信号处理器。在这种情况下，信号处理器被理解为允许例如根据利用kHz范围内的频率进行的脉冲宽度调制(PWM)来对开关设备进行循环控制的设备。在一些示例中，信号处理器被配置为以大约500kHz的频率控制PWM中的开关。在一些实施方案中，信号处理器是数字信号处理器(DSP)，其允许更快地执行用于零电流确定的例程。
根据本方面的信号处理器被配置用于零电流开关。在这种情况下，“零电流开关”被理解为当没有电流或只有例如小于100μA的小电流流动时控制开关设备。如考虑到电路布置被配置用于边界传导模式操作将显而易见的，零电流开关特别地涉及从断开状态(即，开关设备的非导电状态)到导通状态(即，没有电流或仅有小电流流动时的开关设备的导电状态)的控制。
在本说明的上下文中，储能设备的“零电流点”被理解为储能设备在充电/放电循环(本文也称为“切换循环”)之后完全放电的时间点。
在此上下文中，“切换循环”被理解为相应可控开关设备的组合时间被设置为导电的，即处于导通状态(在下文中也称为“导通时间段”)，并且可控开关设备随后被设置为非导电的，即处于关断状态。在PWM控制的情况下，切换循环对应于PWM循环时间T。
“中间循环”时间对应于切换循环周期的一半，并且因此是在储能设备的两个后续零电流点之间等距间隔的每个切换循环中的时间点。
根据该方面，信号处理器被进一步配置为基于输出电压和交叉频率控制模块的输出来确定导通时间段，后者可为用于控制电路布置的开环増益交叉频率的任何合适的类型(硬件和/或软件)。虽然输出电压可用作输出端所需功率的指示，但交叉频率控制模块也用于在必要时“校正”导通时间段，以允许控制电路布置的交叉频率，从而控制瞬态响应特性。
在一些实施方案中，施加到输入端的输入电压为AC电压。在一些实施方案中，AC电压可为具有正半周期和负半周期的交流电压。另选地并且在一些实施方案中，AC电压可为至少部分整流的AC电压，使得仅存在正半周期。虽然在一些实施方案中，AC电压为正弦电压，但根据实施方案，AC电压也可显示不同波形。
在一些实施方案中，信号处理器被配置为在每个切换循环中的采样时间处对输入电压和输出电压信号中的至少一者进行采样，其中采样时间取决于输入电压。在一些实施方案中，信号处理器被配置为在输入电压大于输出电压的一半的情况下将采样时间设置为中间循环时间，该中间循环时间在储能设备的两个后续零电流点之间等距间隔开。
在一些实施方案中，信号处理器被配置为在输入电压对应于或小于输出电压的一半的情况下将采样时间大致设置为零电流点。
在一些实施方案中，储能设备为电感器。在一些实施方案中，开关设备为MOSFET。在一些实施方案中，电路布置为升压转换器。在一些实施方案中，电路布置还包括用于对AC输入电压进行整流的整流器电路。
现在将参考附图，其中将给出实施方案的各种元件的数字标号，并且将在其中讨论另外的实施方案。
对于部件、模块、单元、设备、区段、部分、过程步骤和其他元件的特定参考并非旨在进行限制。另外，应当理解，在参考替代的附图时，相似的部分具有相同或类似的附图标号。还应当注意，附图为示意性的并且用于给本领域的读者提供指导，并且不一定是按比例绘制。相反，在附图中示出的各种绘图比例、纵横比和部件的数目可能有意被变形以让某些特征或关系更易于理解。
图1示出了用于开关边界模式功率转换的电路布置(即在本实施方案中为开关模式BCM升压转换器电路1)的实施方案的示意性框图。
升压转换器电路1包括输入或输入级2，该输入或输入级被配置为连接到典型的电源连接，例如，在110V，60Hz或240V，50Hz处。桥整流器3被设置在输入2处以获得正半波。升压转换器电路1还包括呈电感器4、MOSFET开关设备5、升压二极管6、输出电容器7、输出端8、信号处理器9和脉冲宽度调制(PWM)驱动器10形式的储能设备。
电路1的一般操作对应于典型升压转换器的一般操作：当MOSFET 5处于导通状态时，电感器4被充电。一旦电感器4被充电，MOSFET 5就被切换到断开状态，使得仅剩的电流路径穿过升压二极管6和负载11，该负载在图1中显示为可变电阻。考虑到来自电感4和输入端2两者的功率均增大，电压增大。当MOSFET 5处于关断状态时，在导通状态期间存储在电感器4中的能量通过二极管6被放电到负载11中。
电路1的操作由信号处理器9和PWM驱动器10控制。如图所示，信号处理器9连接到PWM驱动器10并且向驱动器10提供PWM控制信号。驱动器10控制MOSFET 5并且包括电平移位器，该电平移位器将驱动信号从0V-3.3V改变为MOSFET 5所需的电平，例如，在该实施方案中为0V-12V。另外，PWM驱动器10以更快的上升和下降时间驱动MOSFET 5，这对于减少开关损耗是有益的。MOSFET导通电压决定其电阻。较高的电压导致较低的导通电阻。
本实施方案中的信号处理器9是dsPIC33EP系列类型的数字信号处理器，其购自美国亚利桑那州钱德勒市的微芯科技股份有限公司。如前面所讨论的，电路1被配置用于边界传导模式(BCM)操作，该操作由信号处理器9控制。
在典型的BCM操作中，当通过电感器4的电流IL返回到零时，启动新的PWM切换周期。图2示出了示例性示意性PWM切换循环中的电感器电流IL的图。上升电流斜率通常可对应于VIN/L并且下降电流斜率通常可对应于
Figure BDA0002388735040000061
从图2的底部部分可以看出，PWM控制信号被施加到MOSFET 5。当PWM信号很高时，MOSFET 5是导电的并且电感器4中的电流IL增加。本文将该时间段描述为TON时间或导通时间段。这两个术语在本文中可互换使用。一旦达到了所期望的电感器4的电荷，则PWM信号被控制至低电平并且MOSFET 5被设置为非导电。电流IL逐渐减小，直到电感器4完全放电。本文将该时间段描述为TOFF时间。TON和TOFF两者均为PWM/切换循环T。
当电感器4完全放电(即在PWM循环中的“零电流时间点”处)时，下一PWM循环开始。PWM信号相应地被控制为高电平并且MOSFET 5被开关为导电。
如前面所讨论的，考虑到当无实质性电流流动时将MOSFET 5从断开状态控制为导通状态(这在本文中被称为“零电流开关”)，BCM避免了开关损耗。
图3示出了在AC输入电压VIN的整个循环期间电路1的操作的图。如从图中将显而易见的，电感器4根据PWM信号(在图3中被示出为VPWM)在输入电压的每个半循环中被多次充电和放电。转换器电路1以可变开关频率操作，这主要取决于所期望的输出参考电压VO,ref、输入电压VIN的瞬时值、电感器4的电感器值以及被递送到负载RL 11的输出功率。
工作频率随着输入电流遵循正弦输入电压波形而变化，如图3所示。最低频率发生在正弦输入的峰值处，即，线电压。从图3将显而易见的，并且由于IL的电流波形大致为三角形，因此每个PWM周期中的平均值与输入电压VIN成比例。因此，在提供正弦VIN的情况下，电路1的输入电流IIN以高精度遵循VIN的波形，并且从电源提取正弦输入电流。因此，在BCM中操作转换器1对于功率因数校正(PFC)是理想的。
回到图1，为了允许BCM操作，信号处理器9被配置为在第一电压输入端12处接收对应于整流电源电压VIN的第一电压信号。第二电压信号被提供给第二电压输入端13。第二电压信号对应于输出电压VOUT。图1的实施方案中的两个电压信号通过由用于输入侧的电阻器Rx和Ry以及用于输出侧的电阻器RZ和RW形成的相对应的分压器来获得。
信号处理器9采集第一电压信号和第二电压信号的样本。输入电压信号和输出电压信号的采样应理想地在TON/2处进行，即在用于获得合适的平均值的切换循环的一半处。
信号处理器9被配置为当PWM的占空比低于50％时(即，当VIN>VOUT/2时)在TON/2处对电压信号进行采样。这提供了周期对应于输入电压的平均值。大部分电力传输都发生在此时间间隔内。由于在这种情况下占空比和频率较低，因此有足够的时间来计算下一个零电流点和切换周期。
对于输入电压半波的剩余部分，采样频率朝向零电流点增大，并且如果在TON/2处进行采样，则没有足够的时间进行计算。相反，对于等于或高于50％的占空比，信号处理器9被配置为在循环开始附近(例如，在用于将瞬态切换为消失的100ns的小延迟之后)对电压信号进行采样。由于输入电压与其峰值相比很小，因此在启动时采样的值与TON/2之间的差值不显著。
使用对应于VIN和VOUT的两个电压信号以及由信号处理器9的内部存储器40a提供的预定义的输出电压参考VO,REF，信号处理器9计算每个PWM循环中的零电流点，即电感器电流IL达到零的时间点。需注意，在该实施方案中，信号处理器9不直接测量电感器电流IL，这提供了特别具有成本效益和紧凑的设置。
为了获得导通时间段TON，信号处理器使用上述电压信号，预定义的输出电压参考VO,REF和预定义的峰值电压VPK,REF。
将参考图4更详细地讨论信号处理器9的用于获得所述零电流点以及导通时间段的持续时间的功能，该附图示出了图1的信号处理器9的实施方案的示意性框图。
在相应的输入端12和13处接收第一(对应于VIN)电压信号和第二(对应于VOUT)电压信号。预定义的输出电压参考VO,REF和预定义的峰值电压VPK,REF从存储器40a和40b中获得。将这两个电压信号(对应于VIN和VOUT)提供给运算放大器41a、41b用于信号调节，然后提供给模数(ADC)电路42a、42b。两个ADC电路42a、42b将电压信号转换为数字信息并且转换为具有Vmin：0V和Vmax：3.3V的12位类型。
信号处理器9还包括多个模块以向内部PWM发生器50提供总PWM循环时间T和导通TON。如图4的上部所示，减法模块43和除法模块44将
Figure BDA0002388735040000081
提供至乘法模块45。如图4所示的上部路径为用于计算PWM周期值T的高频执行路径，在该实施方案中以500kHz的最大频率操作。
在图4的下部中，PWM的必要导通时间TON,CALC由VOUT(即电流输出电压)和预定义电压参考VO,REF来计算。求和节点46将电流输出电压VOUT与“设定点”VO,REF进行比较。将所得的误差信号提供给滤波器/补偿器47，该滤波器/补偿器以相对较低的频率(例如，10Hz)运行以移除通常存在于输出电压VOUT中的二次谐波分量。
将滤波后的误差信号提供给限制器48。该限制器48提供安全性，尤其是在负载侧短路情况下。在输出/负载侧上的短路期间，MOSFET 5的导通时间趋于升高。限制器48限制最大导通时间TON,CALC，从而限制馈送到输出端的最大功率。因此，可安全地处理短路情况。如果输入电压和导通时间两者都在限制内，则不会出现过载功率情况。
乘法器45接收相应处理的误差信号作为导通时间TON，并相应地将
Figure BDA0002388735040000091
提供给延迟49，并随后提供给PWM发生器50作为总PWM周期时间T。
如前面所提及，延迟49耦接在乘法器45和PWM发生器50之间。延迟49提供稍微延迟的时刻，MOSFET 5经过“真”时刻被开关到导通状态，电感器4中的电流达到零。原因是考虑典型的寄生电容，特别是MOSFET 5中的寄生电容，考虑到在这种情况下MOSFET 5的寄生电容两端的电压将通过MOSFET 5放电，电感器4的实际零时刻对于开关来说不是理想的。为抵消这种损耗，提供了延迟49。延迟49进一步补偿由发生器50引入的传播延迟。基于寄生电容值来预定义延迟时间。典型的延迟时间范围介于100ns和500ns之间。因此，需注意，鉴于MOSFET 5的开关中引入的相当小的延迟，因此在本文中延迟的开关点仍然被认为是零电流点。
信号处理器还包括交叉频率控制模块60，如图4所示。交叉频率控制模块60确定所计算的导通时间段TON,CALC的校正因子，以提供恒定的开环増益交叉频率，即，与输入电压、开关频率和负载中的一者或多者的变化无关。恒定的开环増益交叉频率为变化的负载和电压条件提供更均匀的瞬态响应。
交叉频率控制模块60的操作背后的主要原理是，当考虑在BCM模式下工作的开关模式功率转换器的闭环模型时，开环増益交叉频率取决于转换器的DC増益，而转换器的DC増益与在恒定电流操作模式下的输入电压的平方和负载电阻成正比。
因此，输入电压的每个半周期中的交叉频率控制模块60确定峰值函数子模块61中的周期峰值电压水平VIN,PK和子模块62中的周期峰值电压水平VIN,PK的平方。如前所讨论的，预定义的峰值电压VPK,REF从存储器40b中获得，并且预定义的峰值电压VPK,REF的平方在子模块63中计算。预定义的峰值电压VPK，REF被预定义为电路1的工作峰值电压，即，预定义为
Figure BDA0002388735040000101
例如，如果电路1工作在15VRMS的电压下，则VPK,REF被设定为
Figure BDA0002388735040000102
预定义的峰值电压可被设定为工作范围内或工作范围外的任何电压。通常，可根据所需的交叉点将其设定为最低或最高工作输入电压。例如，在输入范围为85VRMS—265VRMS的电源中，预定义的峰值电压可被设定为
Figure BDA0002388735040000103
或
Figure BDA0002388735040000104
通常，在输入电压的较低端处，増益较低，而在较高端处，増益较高。因此，在较低输入电压下的交叉频率小于在较高输入电压下的交叉频率。要考虑的一点是输入电压用于控制回路的设计。例如，在大多数情况下，较低输入电压用于控制回路的设计。在这种情况下，考虑较低输入电压用于计算VPK,REF将是有益的。
子模块64计算预定义的峰值电压VPK,REF的平方与周期峰值电压水平VIN,PK的平方的比。将结果与计算的导通时间TON,CALC在子模块65中相乘，以在负载变化的情况下校正导通时间段。
例如，在输出端8处突然増加负载的情况下，输出电压VOUT将下降。这使得求和节点46増加TON,CALC。然而，増加的TON,CALC将根据输入电压导致不同的交叉频率，这是因为TON,CALC与VIN 2成比例。通过将TON,CALC与
Figure BDA0002388735040000105
相乘，VIN的影响被抵消并且对阶跃负载增加的响应是固定的。
当然，周期峰值电压水平VIN,PK的确定滞后二分之一个周期，然而，在后续半个周期开始时(即在处理最小功率的时刻)对导通时间段的校正可提供显著补偿。
延迟模块66的功能对应于延迟模块49的功能。TON继而被提供给PWM发生器50。
使用T和TON，PWM发生器50可将适当的PWM定时设置提供至PWM驱动器10和MOSFET 5的栅极。考虑到所进行的计算基于VOUT和VIN，可靠地确定了每个PWM循环中的零电流点并且同时提供了固定交叉频率。
图5示出了在输入电压的峰值附近的二极管电流iD。图6示出了在输入电压的零附近的二极管电流iD。
图7示出了不具有交叉频率控制模块60的电路布置的波特图，而图8示出了具有交叉频率控制模块60的电路布置1的相同图示。两个附图均示出了各种输入电压/负载条件。应当指出的是，图7至图8的曲线图涉及电路布置1在20V和26V(RMS)的输入电压下的操作。
从图8可以看出，所有曲线图线以相同的频率穿过0dB幅值线。因此，交叉频率与输入电压和负载条件无关。下文的表1示出了图7的示例的数据，即，不具有交叉频率控制模块60的电路布置的数据。
No. 输入电压(V) 负载电流Io(A) 交叉频率(Hz) 相位裕度(Deg.) 増益裕度(dB)
1 12 0.1 4.53 39 55
3 20 0.1 9.38 49.07 47.7
4 20 1.25 7.37 55.56 40
5 26 0.1 13.44 53.7 43
6 26 1.25 13.98 66.97 33
表1
Sl.No 输入电压(V) 负载电流Io(A) 交叉频率(Hz) 相位裕度(Deg.) 増益裕度(dB)
1 12 0.1 15.82 60.07 40
2 20 0.1 15.82 61.55 43
3 20 1.25 15.82 47.17 34
4 26 0.1 15.82 60.72 42
5 26 1.25 15.82 58.31 35
表2
表2示出了图8的示例的数据，即，具有交叉频率控制模块60并且使用VPK,REF＝27V的电路布置的数据。
图9示出了不进行补偿即不具有交叉频率控制模块60的电路布置的阶跃响应的示波器曲线图。图9示出了阶跃响应，即，在发生从0.1A的负载到1.25A的负载的负载变化时，在20VRMS的输入电压下的输出电压幅值(VOUT)的下降。图10示出了对应于图9的使用进行补偿即具有交叉频率控制模块60的电路布置的阶跃响应的示波器曲线图。在不进行补偿算法的情况下，压降是变化的并且为输入电压和负载步长大小的函数。在施加补偿时，压降取决于交叉频率并且固定为与负载阶跃和输入电压无关。图9还示出了与图10相比显著更高的压降。
图11示出了不进行补偿的电路布置的波特图(在20VRMS，0.1A负载下)，并且图12示出了进行补偿的电路布置的波特图。附图示出了在未补偿和经补偿的具体实施中的交叉频率。下面的数据在表1和表2中列出。波特图底部的在M1标记下方的数据示出0dB(接近0dB，由波德分析仪分辨率限制)交叉点。需注意，其在图11中为9.38Hz，并且在图12中为15.82Hz。
尽管在附图和上述描述中详细示出和描述了本发明，此类图示和描述将被视为例示性或示例性而非限制性的；本发明不限于公开的实施方案。例如，可能在一个实施方案中操作本发明，其中：
-代替电感器4或除了电感器4之外，还使用电容器作为储能设备；
-EMI(电磁干扰)滤波器被包括并且被设计成使较低频率分量通过并衰减较高频率分量；
-同样地，代替使用对应于VIN和VOUT的两个电压信号，为了确定每个PWM循环中的零电流点，还可使用耦合的电感和/或电流变压器来测量电感器4电流，和/或
-滤波器/补偿器47为2P2Z或PID控制器；
在实践受权利要求书保护的本发明时，本领域的技术人员能够通过研究附图、本公开和所附权利要求书理解和实现所公开实施方案的其他变型。在权利要求书中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个”或“一种”不排除多个。单个处理器、模块或其他单元可履行权利要求书中引用的若干项的功能。
在互不相同的从属权利要求书中引用了某些测量值的不争事实并不表示这些测量值的组合不能带来益处。权利要求书中的任何附图标记不应被视为限制范围。
附录
本公开涉及用于电子设备的电源和控制器，并且更具体地涉及用于恒定交叉频率的边界模式PFC的数字控制。
本公开的实施方案包括功率控制器，其以模拟电路、数字电路或用于由处理器执行的指令的任何合适的组合来实施。功率控制器可使用PFC，并且更具体地使用边界模式PFC。边界模式PFC可包括可变频率拓扑，其中开关频率在AC线路循环内变化。可变频率是由于在瞬时零电感器电流处的切换引起的。频率主要取决于输入电压、输出负载和电感器值。控制系统由电压回路组成，该电压回路为开关提供低带宽导通时间。控制系统设计用于最坏情况的瞬态条件。转换器的瞬态响应取决于开关频率、输入电压和输出负载。开环増益的交叉频率是瞬态响应的良好估计。在一个实施方案中，交叉频率独立于输入电压或负载变化而保持恒定，因此保证均匀的瞬态响应。因此，此类控制器与在边界模式下工作的单级或多级交错转换器一起工作。
边界模式PFC可使用升压拓扑、AC输入、DC输出、单个电压回路、恒定导通时间、在零电流下的开关断开、可变频率，并且可使用或可不使用交错。
本公开的实施方案可执行固定的瞬态响应。固定的瞬态响应可基于固定的交叉频率。固定的瞬态响应可独立于输入电压变化。固定的瞬时响应可独立于输出负载变化。实施方案可产生高效率、高功率因数，并且使数字控制最大化。
图1示出了边界模式PFC。对边界模式PFC的闭环模型的分析表明交叉频率取决于系统的直流増益。直流増益与恒定电流工作模式下的输入电压的平方和负载电阻成比例。该解决方案包括识别输入参考电压，该输入参考电压通常为最高工作电压的峰值。在输入交流电源的每一个循环中，测量输入电压的峰值。将参考峰值电压的平方与测得的峰值电压的比乘以控制回路的输出，这将提供所需的Ton。该解决方案适用于转换器的电压和负载范围。
PFC可在低压PFC(LVPFC)板中实现，这是客户可在较低电压下开发PFC算法而没有电击风险的平台。电路板包括两个相同的升压转换器部分，它们将AC输入电压转换为DC输出电压。边界模式操作具有较高效率和功率因数的优点。此拓扑的一个缺点是线路循环中开关频率的变化。频率朝向AC线路循环的零交叉最高，而频率在峰值处最低。新的PWM切换循环与零电感器电流同步。瞬时零电感器电流可使用电流传感器或耦合电感器感测，或可通过dsPIC计算来确定。
电路的输入是110V、60Hz或230V、50Hz的交流主电源。输入电压可使用桥式整流器来整流并被馈送到包括电感器、开关和二极管的升压电路。在交错转换器的情况下，将存在N个升压级，其中每个升压级被设计成利用足够的裕度处理PIN的功率。输入和输出电容器是所有升压级通用的，并且可以是集中或分布式的。dsPIC使用两个ADC同时对输入电压和输出电压进行采样并且控制开关的栅极波形。每个级的零切换瞬间可通过使用耦合电感器或电感器电流感测来确定。在这两种情况下，dsPIC内的比较器接收感测信号。
图4示出了运行在dsPIC内部的算法。dsPIC使用数字滤波器以及基准输出电压和实际输出电压之间的差值来计算导通时间。选择2P2Z补偿器用于数字滤波器具体实施。2P2Z补偿器允许用户选择两个极和一个零位置。输出电压的带宽保持较低以防止输入电流畸变。这导致给定输入电压和输出负载在AC线路循环内的恒定导通时间。开关的门控脉冲(MOSFET)在导通时间期间为“高”，在“断开”时间期间为“低”。当通过的电感器电流达到零时，重新启动PWM循环。dsPIC还周期性地对输入电压进行采样并且计算每个输入AC循环中的输入波形的峰值。计算包括计算参考电压的峰值与测得的峰值的比率的平方。然后将该比率与所计算的导通时间相乘，并且可在处理最小功率的输入电压的过零点处更新。因此，图2示出了用于查找恒定交叉频率的算法。
图7示出了不使用图4的算法的系统的性能的波特图。从曲线图中可以看出，系统的交叉频率随输入电压和负载电阻而变化。图9示出了在26Vrms、0.1A-1.25A的负载下的示例性阶跃响应。图10示出了在20Vrms、0.1A-1.25A的负载下的示例性阶跃响应。图8示出了使用图4的算法的系统的性能的波特图。需注意，増益曲线图以完全相同的频率穿过0dB线，从而导致恒定的交叉频率和均匀的瞬态响应。系统的相位裕度在输入电压和负载的多个条件下的差值随算法而显著减小。图11示出了系统在使用图4的算法时在26Vrms、0.1A-1.25A下的阶跃响应。图12示出了系统在使用图4的算法时在20Vrms、0.1A-1.25A下的阶跃响应。
只有使用数字控制才可实现PFC的具体实施。相比之下，边界模式数字控制传统上与模拟控制器解决方案一起使用。
已根据一个或多个实施方案描述了本公开，并且应当理解，除了明确陈述的那些之外，许多等同物、替代物、变型和修改是可能的并且在本公开的范围内。虽然本公开易受各种修改形式和替代形式的影响，但是其特定示例实施方案已经在附图中示出并且在本文中详细描述。然而，应当理解，本文对具体示例性实施方案的描述并非旨在将本公开限于本文所公开的特定形式。
在一些实施方案中，提供了一种控制器，该控制器包括：第一输入电压；第二输入电压，该第二输入电压从电源的输出电压路由而来；电路，该电路被配置为：从第一输入电压识别输入电压的峰值；并且基于第一输入电压来保持固定的交叉频率；确定交叉频率。
在一些实施方案中，电路被配置为通过计算导通时间来保持固定的交叉频率。
在一些实施方案中，电路被配置为使用数字滤波器以及参考输出电压和第二输入电压之间的差值来计算导通时间。
在一些实施方案中，数字滤波器包括具有可选的两个极和单个零位置的补偿电路。
在一些实施方案中，电路被配置为保持输出电压较低以防止输入电流畸变。
在一些实施方案中，电路被配置为保持给定输入电压和输出负载在AC线路循环内的恒定导通时间。
在一些实施方案中，电路被配置为当电感器电流达到零时重新启动。
在一些实施方案中，电路被配置为周期性地对输入进行采样并且计算每个输入AC循环中的输入波形的峰值。
在一些实施方案中，电路被配置为计算参考电压的峰值与测得的峰值的比率的平方；将该比率乘以所计算的导通时间；并且在处理最小功率的输入电压的过零点处更新。

Claims (19)

1.一种用于开关边界模式功率转换的电路布置，包括至少：
输入端，所述输入端用于从电源接收输入电压；
输出端，所述输出端用于向负载提供输出电压；
储能设备；
可控开关设备；和
信号处理器，所述信号处理器与所述可控开关设备连接并且被配置成用于所述开关设备的零电流开关；其中
所述信号处理器被进一步配置为基于所述输出电压和交叉频率控制模块的输出来确定所述开关设备在一个或多个切换循环中的导通时间段，以提供所述电路布置的改进的瞬态响应特性。
2.根据权利要求1所述的电路布置，其中所述交叉频率控制模块被配置为提供基本上与输入电压、开关频率和所述负载中的一者或多者的变化无关的恒定开环増益交叉频率。
3.根据权利要求1-2中任一项所述的电路布置，其中所述输入电压为具有多个半周期的AC电压，并且所述交叉频率控制模块被配置为确定多个半周期中的所述输入电压的周期峰值电压水平。
4.根据权利要求3所述的电路布置，其中所述交叉频率控制模块被配置为计算预定义的峰值电压参考与所述周期峰值电压水平的电压比。
5.根据权利要求4所述的电路布置，其中所述交叉频率控制模块被进一步配置为设定与所述电压比相对应的所述交叉频率控制模块的所述输出。
6.根据权利要求4所述的电路布置，其中所述交叉频率控制模块被进一步配置为设定与所述电压比的平方相对应的所述交叉频率控制模块的所述输出。
7.根据权利要求3-6中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器被进一步配置为确定所述开关设备在所述AC电压的过零点处的所述导通时间段。
8.根据权利要求1-7中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器被进一步配置为基于所述输出电压与预定义的参考输出电压的比较结果和所述交叉频率控制模块的所述输出来确定所述开关设备的所述导通时间段。
9.根据权利要求1-7中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器被进一步配置为基于所述输出电压与参考输出电压的比较结果来确定所述开关设备的所述导通时间段，所述结果与所述交叉频率控制模块的所述输出相乘。
10.根据权利要求1-7中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器在零电流开关期间被配置为至少在所述储能设备的一个零电流点处控制所述开关设备。
11.根据权利要求10所述的电路布置，其中所述信号处理器被进一步配置为在所述至少一个零电流点处将所述开关设备从断开状态控制为导通状态。
12.根据权利要求1-11中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器被进一步配置为在零电流点处循环地控制所述开关设备。
13.根据权利要求1-12中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器包括延迟模块，所述延迟模块被配置为使得至少一个切换点被延迟预先确定的延迟时间。
14.根据权利要求1-13中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器包括脉冲宽度调制(PWM)模块，所述脉冲宽度调制(PWM)模块用于驱动所述开关设备。
15.根据权利要求14中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器还包括限制器，所述限制器被配置为向所述PWM模块提供最大导通时间信息。
16.根据权利要求1-15中任一项所述的电路布置，其中所述信号处理器为数字信号处理器，所述数字信号处理器包括用于转换第一电压信号或第二电压信号中的至少一者的至少一个模数转换器。
17.一种用于在至少具有可控开关设备的用于开关边界模式功率转换的电路布置中使用的信号处理器，所述信号处理器为根据权利要求1-15中任一项所述的电路布置的信号处理器。
18.一种开关边界模式功率转换的方法，所述方法包括根据权利要求1-16中任一项所述的电路布置的操作。
19.一种机器可读介质，所述机器可读介质包括被配置为使信号处理器进行根据权利要求18所述的方法的内容。
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