CN115411927A - 用于升压功率因数校正转换器中的多模式操作的自主模式转变 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及用于升压PFC转换器中的多模式操作的自主模式转变。一种用于升压功率因数校正PFC转换器的控制器。控制器经配置以在包含连续传导模式CCM、转变模式TM及混合模式的多个操作模式中操作升压PFC转换器，在混合模式中控制器在同一线路周期内在CCM及TM两者中操作转换器。实例控制器包含电流控制回路及模式转变电路。电流控制回路经配置以基于例如在转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算第一及第二操作模式中的每一者的电感器电流。模式转变电路包含数字逻辑电路且经配置以产生指示以下中的一者、两者或全部三者的脉冲：已实现零电压切换ZVS；同步整流器传导周期是活动的；及/或TM或混合模式中的一者是活动的。

Description

用于升压功率因数校正转换器中的多模式操作的自主模式 转变

技术领域

本公开涉及升压功率因数校正(PFC)转换器且更特定来说，涉及用于升压PFC转换器中的多模式操作的自主模式转变的技术。

背景技术

在AC转DC功率转换器的背景中，功率因数是指实际功率对视在功率的比率。实际功率是由负载消耗的功率，且视在功率是转换器在将所述实际功率输送到负载时的rms电压与rms电流的乘积。功率因数是无量纲值，介于0与1之间，其中1是最佳功率因数(无循环功率)。对于AC转DC转换器，AC输入电流不自然地跟随AC输入电压，从而导致低功率因数。因此，在此类转换器中，使用功率因数校正(PFC)来维持相对高功率因数(与无PFC相比)。高PFC不仅减小循环功率(并增加效率)，而且还促进遵守有关在公用电网之外操作的AC转DC转换器的各种法规。实例性的此转换器被称为升压PFC转换器。在操作中，升压PFC转换器通过将能量存储在电感器中并将其释放到更高电压下的负载而将输入电压“升压”(增压)到某一更高电平。升压PFC转换器可为桥接或无桥的。

桥接升压PFC转换器拓扑包含AC输入源与升压转换器之间的桥式整流器(例如，无源或有源)。无桥PFC转换器避免在输入处使用单独桥式整流器，这是因为整流被并入转换器自身的操作中。这减小在全桥整流器中正常发生的功率损耗，且因此增加整体系统效率。在桥接及无桥拓扑两者中，升压PFC转换器的切换均受到控制，使得输入电流的形状模仿输入电压的形状，且可使用硬切换或软切换两者实现。硬切换是指给定切换装置(例如，硅金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET)的实际切换，且趋于在开关的开-关转变期间引起功率损耗且产生切换噪声。相比之下，软切换使用存在于转换器内的电感-电容(LC)谐振电路以在零(或接近零)电流或电压下开启及关闭给定开关。以这种方式，可使用软切换来减小切换损耗及噪声。然而，软切换并非在全部操作模式中均可用。

更详细来说，现有PFC(桥接及无桥)升压转换器被设计为在全功率下在连续传导模式(CCM)或转变模式(TM，也称为临界传导模式，CrCM)中操作。CCM及TM设计两者可利用不连续传导模式(DCM)作为其低功率模式。CCM操作具有低RMS电流电平，但无法在全部切换转变期间实现软切换。因此，CCM设计趋于具有较低传导损耗，但具有较高切换损耗。相反情况适用于TM操作，所述操作具有相对较高RMS电流电平，但使用软切换(低切换损耗)操作。因此，CCM设计趋于用于高功率电平的AC-DC应用，其中输入电流电平高且设计获益于减小的传导损耗。另一方面，TM设计趋于用于较低功率AC-DC应用，其中输入电流电平相对低且设计获益于低切换损耗。

仍存在与此类升压PFC转换器设计相关联的若干重要问题。

发明内容

公开用于功率转换器中的多模式操作的自主模式转变的技术。所述技术可体现于(例如)控制器或集成电路中。

一个实例是一种用于升压功率因数校正(PFC)转换器的控制器，所述控制器经配置以在多个操作模式中操作所述升压PFC转换器。所述多个操作模式包含连续传导模式(CCM)、转变模式(TM)及其中所述控制器在同一线路周期内在CCM及TM两者中操作所述转换器的混合模式。

另一实例是一种用于升压功率因数校正(PFC)转换器的控制器。所述控制器包含经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的平均电感器电流的电流控制回路。所述控制器进一步包含模式转变电路，所述模式转变电路包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换(ZVS)的脉冲。

另一实例是一种集成电路。所述集成电路包含具有第一、第二及第三输入以及第一及第二输出的模拟前端，所述第一输入用于接收代表升压功率因数校正(PFC)AC转DC转换器的AC输入电压的第一模拟感测信号，所述第二输入用于接收代表所述转换器的DC输出电压的第二模拟感测信号，所述第三输入用于接收代表所述转换器的电感器电流的第三模拟感测信号，所述第一输出用于提供第一及第二数字信号，且所述第二输出用于提供第三数字信号，所述第一数字信号代表所述转换器的所述AC输入电压，所述第二数字信号代表所述转换器的所述DC输出电压，且所述第三数字信号代表所述转换器的所述电感器电流。所述集成电路进一步包含具有第四及第五输入及第三输出的数字核心，所述第四输入用于接收所述第一及第二数字信号，所述第五输入用于接收所述第三数字信号，且所述第三输出用于提供脉冲宽度调制(PWM)控制信号。所述集成电路进一步包含具有第六输入及第四输出的输出缓冲器，所述第六输入用于接收所述PWM控制信号，且所述第四输出用于提供所述PWM控制信号以用于控制所述转换器的切换装置。

另一实例是一种用于升压功率因数校正(PFC)AC转DC转换器中的自主模式选择的方法，所述转换器包含电感器且具有连续传导模式(CCM)及转变模式(TM)。所述方法包含：使所述转换器在第一电感器电流电平下在CCM中操作；使所述转换器在第二电感器电流电平下在混合模式中操作，所述第二电感器电流电平低于所述第一电感器电流电平，且在所述混合模式中，所述转换器在所述转换器的AC输入信号的同一周期内在CCM及TM两者中操作；且使所述转换器在第三电感器电流电平下在TM中操作，所述第三电感器电流电平低于所述第二电感器电流电平。

附图说明

图1a是根据本公开的实施例的具有桥接升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器的框图。

图1b是根据本公开的实施例的具有无桥升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器的框图。

图2a示意性地说明根据本公开的实施例的具有单相桥接升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器。

图2b说明根据本公开的实施例的图2a的实例AC-DC功率转换器的操作细节。

图2c示意性地说明根据本公开的实施例的具有单相桥接升压PFC拓扑的另一实例AC-DC功率转换器。

图3a示意性地说明根据本公开的实施例的具有图腾柱(totem-pole)无桥升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器。

图3b说明根据本公开的实施例的图3a的实例AC-DC功率转换器的操作细节。

图3c示意性地说明根据本公开的实施例的具有图腾柱无桥升压PFC拓扑的另一实例AC-DC功率转换器。

图4a示意性地说明根据本公开的实施例的具有AC开关无桥升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器。

图4b说明根据本公开的实施例的图4a的实例AC-DC功率转换器的操作细节。

图4c示意性地说明根据本公开的实施例的具有AC开关无桥升压PFC拓扑的另一实例AC-DC功率转换器。

图5示意性地说明根据本公开的实施例的使用自主模式转变(AMT)配置的控制器。

图6a说明根据本公开的实施例的经由图5的控制器在正线路周期期间在TM中操作的图腾柱无桥升压的实例操作波形及传感器电压。

图6b示意性地说明根据本公开的实施例的图5的控制器的电压控制回路及电流控制回路。

图6c示意性地说明根据本公开的实施例的图5的控制器的数字脉冲宽度调制(DPWM)电路。

图7以图形说明根据本公开的实施例的依据升压电感器电流及输入线路电压而变化的自主模式选择方法论。

图8a到8c及8e各自说明根据本公开的实施例配置的升压PFC转换器的给定操作模式的实例操作波形。

图8d以图形说明根据本公开的实施例的转变模式(TM)操作的t_fall估计。

图9a说明根据本公开的实施例的升压PFC转换器的多模式操作。

图9b说明根据本公开的实施例的在同一线路周期内的升压PFC转换器的多模式操作。

图10以图形说明标准升压PFC转换器与根据本公开的实施例配置的升压PFC转换器的经实验测量效率的比较连同每一转换器的经理论预测效率曲线。

具体实施方式

本文提供用于桥接或无桥升压PFC转换器中的多模式操作的自主模式转变的技术。例如，所述技术可在实现高效率、高功率密度单相PFC设计的混合信号(模拟及数字)多模式功率因数校正(PFC)控制器中实施。所述控制器支持在连续传导模式(CCM)、转变模式(TM)及非连续传导模式(DCM)中的转换器操作，且可进一步在混合操作模式(在本文中称为部分零电压切换模式或简称为PZM)中操作。在此混合模式中，转换器以部分零电压切换操作且其用作AC输入的同一半周期内的CCM与TM之间的模式改变的缓冲模式。给定升压转换器可在如由用户选择的这些模式(CCM或TM)中的一者中操作，或在其中控制器基于电感器电流电平选择操作模式的自主配置中操作。在一些实施例中，控制器利用串行无源电阻式传感器或以其它方式结合串行无源电阻式传感器操作以感测输入及输出电压、开关节点电压及升压电感器电流的下降部分，尽管还可使用主动感测方法。在一些实例中，控制器实施平均电感器电流控制且可针对全部操作模式实现相对高功率因数及相对低总谐波失真(THD)。

一般概述

如上文先前提及，仍存在与AC-DC升压PFC转换器设计相关联的若干重要问题。例如，CCM设计通常以固定切换频率或窄范围可变频率操作且非常适合其中输入电流电平相对高且设计获益于减小的传导损耗的高功率电平AC-DC应用。然而，如果此CCM设计在较低功率电平下操作，那么切换损耗不随输入功率按比例调整，从而导致较低功率电平下的效率减小。另外，标准CCM设计利用较高值电感器来减少电流纹波且最大化CCM中的转换器操作。给定电流/功率电平的电感器值越高，电感器趋于越大，借此消耗更多空间。另一方面，TM设计以依据线路及负载而变化的切换频率操作以促进零电压切换(ZVS)且非常适合其中输入电流电平相对低且设计获益于低切换损耗的中到低功率电平应用。然而，此TM设计趋于在峰值功率及较低线路电压下遭受较高传导损耗，从而导致较高功率电平下的较低效率。以这种方式，由给定TM或CCM设计支持的功率范围可受到限制。如先前提及，一些设计利用DCM作为其低功率模式，其中到DCM或从DCM的模式转变发生在线路过零处。此类设计不允许混合模式或以其它方式补救上文提及的缺陷。为了这个目的，跨广泛范围的功率电平提供高效率的升压PFC转换器设计将是有益的。

因此且根据本公开的实施例，在本文中提供实现多模式升压PFC转换器的自主模式转变(AMT)方法论。特定来说，转换器可基于输入电流电平在CCM与TM之间自主转变，且可进一步在混合操作模式中操作。在混合操作模式中，转换器可在AC输入的同一半周期内在CCM及TM两者中操作。根据一些实施例，混合操作模式允许CCM与TM之间的平滑过渡而不使输入电流总谐波失真(THD)降级，且进一步允许转换器跨线路电压及负载变动的高且平坦的效率以及升压电感器的经减小电感值。AMT方法论可在具有任何数目个升压PFC转换器拓扑的功率转换器的控制器中实施。

更详细来说且根据一些实施例，升压PFC转换器在相对高输入电流电平(峰值功率及/或低线路电压)下在CCM中操作以通过利用经减小传导损耗而增加效率。针对较低输入电流电平(较低功率及/或高线路电压)，转换器在TM中操作，借此因为经减小切换损耗而实现更高效率。在这两种操作模式之间，转换器在混合模式中操作，其中转换器在AC输入的同一半周期内在CCM及TM两者中操作。特定来说，转换器在CCM中朝向AC输入的峰值操作，且在TM中在峰值的任一侧上操作。随着输入电流继续减小，CCM操作的比例继续减小且TM操作的比例继续增加直到转换器完全在TM中操作。因此，以切换频率的较少或无跳跃完成平滑模式转变。在一些实施例中，使用接地参考电阻式感测方案以感测电压及电流参数(例如，输入电压、切换节点电压、输出电压、电感器电流)，所述电压及电流参数接着由控制器使用以适当地控制输入电流且为全部操作模式及转变提供相对低输入电流THD。

AMT方法论可由包含桥接及无桥的任何数目个AC-DC升压PFC转换器拓扑使用。实例拓扑包含(例如)单相桥接升压PFC转换器、图腾柱无桥升压PFC转换器及AC开关无桥升压PFC转换器。除在CCM、TM或DCM中操作之外，每一此拓扑还可在混合模式(CCM及TM两者)中依据输入电流/负载变化且在同一线路周期内操作转换器。另外且根据一些实施例，任何此类拓扑可使用接地参考电阻式电流感测方案配置，此避免使用电流感测的外部方法(例如霍尔效应(Hall-effect)传感器或隔离运算放大器)且减小整体系统成本。在本文中提供这些拓扑的实例实施例。

应注意，如本文中提供的多模式操作及自主模式转变可使用任何数目个电流控制方案完成。在一些实例实施例中，利用平均电流控制。在其它实例实施例中，可使用其它电流控制方法论，例如峰值电流控制、谷值电流控制、单周期控制或开环电流控制。

因此，AMT方法论具有关于AC-DC升压PFC转换器的性能的若干益处。例如，不同于仅在CCM、TM或DCM中操作的设计，根据本公开的实施例的具有使用AMT方法论配置的控制器的桥接或无桥升压PFC转换器包含允许CCM与TM之间的更无缝转变的混合模式。由AMT方法论实现的多模式操作导致广泛操作输出功率范围(负载条件)的相对高且平坦的效率。在一些实施例中，根据模拟结果，使用AMT配置的PFC转换器针对广泛输出范围(例如，从小于50瓦特到超过600瓦特)维持大于98％的效率。此外，根据一些实施例，由AMT方法论实现的多模式操作允许针对全部操作模式/转变模式维持相对低THD。相比之下，传统CCM升压转换器设计无法响应于转换器离开CCM而适当地控制输入电流，从而导致此类状况的更高THD。另外，与使用高电感值来维持广泛输出功率范围的CCM操作相比，本文中提供的AMT方法论允许转换器的升压电感值相对更低。更小电感值意味着占据更少空间的更小电感器，因此还存在空间节省。另外，如上文先前提及，根据一些实施例的基于接地的感测方案避免使用更昂贵的感测方法。

升压PFC转换器实例

图1a是根据本公开的实施例的具有桥接升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器的框图。如可见，此实例配置包含EMI滤波器101、整流器103、控制器105、驱动器107及升压PFC转换器109。应注意，可切换EMI滤波器101及整流器103的位置(若如此期望)或可在整流器103的两侧上存在EMI滤波器。应进一步注意，虽然将上文提及的组件中的每一者展示为单独的，但其它实施例可以不同方式集成。例如，其它实施例可将(若干)EMI滤波器101及整流器103集成到转换器109中。同样地，例如，驱动器107可在一些情况中集成到控制器105中或在其它情况中集成到转换器109中或在其它情况中部分集成到控制器105及转换器109两者中。鉴于本公开将了解许多此类变动。

EMI滤波器101经配置以减少电磁干扰(EMI)且可使用标准或其它适合EMI滤波器技术实施。例如，EMI滤波器101可包含连接在一起以形成无源LC电路的若干电容器及电感器。在一些此类情况中，一或多个串行电感器阻挡或以其它方式衰减不需要的高频电流但允许所要DC或低频电流行进通过。另外，一或多个并联电容器提供低阻抗路径以使高频噪声转向到接地或以其它方式远离转换器109的输入。其它实施例可采用有源EMI滤波器。本公开不希望限于任何特定类型的EMI滤波器。在仍其它实施例中，不存在EMI滤波器101。例如，可使用EMI滤波器101以遵守关于抑制不需要的电磁发射的给定监管标准和/或性能目标，无论不需要的发射是经传导及/或经辐射EMI。

整流器103经配置以将AC输入信号(VAC)转换为经整流DC信号(V_Rect)且可使用标准或其它适合整流电路实施。例如，整流器103可使用经布置以形成全波桥式整流器的任何数目个二极管技术实施，例如整流二极管、肖特基(Schottky)二极管或MOSFET二极管(也称为二极管连接的MOSFET)。应注意，整流器桥可为无源或有源的。本公开不希望限于任何特定类型的整流器。

根据本公开的实施例，控制器105使用自主模式转变(AMT)配置。控制器105支持多个模式，例如CCM、TM及DCM。另外，控制器105可进一步在混合模式中操作以基于输入电流电平在CCM与TM之间自主地转变。在混合模式中，转换器可在AC输入的同一半周期内在CCM及TM两者中操作。如在图1a中可见，控制器105接收来自转换器109的若干模拟感测信号且使用那些感测信号来产生脉冲宽度调制(PWM)信号以控制转换器109的切换以便输送所要负载电流。在此实例实施例中，感测信号包含表示输入电压V_Rect的V_{Rect_s}、表示输出电压V_Out的V_{Out_s}、表示切换节点电压V_SN的V_{SN_s}及表示电感器电流(在本文中称为I_D，其对应于在同步整流器传导周期期间通过转换器109的升压同步整流器的电流)的下降部分的I_{D_s}。接着将解释在桥接升压PFC拓扑的背景中的控制器105的进一步细节。

驱动器107经配置以将由控制器105产生的PWM信号驱动到转换器109的切换装置且可使用标准或其它适合驱动器电路实施。例如，在一个此实施例中，驱动器107包含半桥驱动器芯片的接地参考低侧驱动器或可比栅极驱动器电路，例如经配置以接收来自控制器105的相对低功率输入且产生足以驱动转换器109的切换装置的相对高电流信号的功率放大器。应注意，驱动器107可包含例如电平移位及/或电隔离的特征或以其它方式结合所述特征使用。电平移位可用于为了驱动切换元件的其预期目的更佳调节驱动信号，此可需要(例如)特定电压范围。例如，可根据监管标准提供电隔离以允许安全参考转换器内的任何节点(例如，对于非接地参考切换元件)及/或将控制器105与高电压隔离。应进一步注意，在一些实施例中，例如，驱动器107可连同其驱动的转换器109切换装置一起集成到芯片封装中，或集成到控制器105的电路中。本公开不希望限于任何特定驱动器电路。

升压PFC转换器109接收经整流信号V_Rect且产生稳压输出电压V_Out且为负载供应所要电流，如由控制器105控制。如在图1a中可见，转换器109包含产生若干模拟感测信号的感测电路或以其它方式结合所述感测电路使用。在此实例实施例中，模拟感测信号包含：V_{Rect_s}、V_{SN_s}、V_{Out_s}及I_{D_s}，如先前关于控制器105提及。如在图1a中进一步可见，输入电压V_Rect是关于控制器105也可用的接地(A_GND)感测。如先前提及，控制器105使用这些感测信号来产生PWM信号以控制转换器109的切换元件以便输送所要负载电流。在操作中，将VAC输入施加到EMI滤波器101及整流器103的输入，借此产生经整流正弦输入电压信号V_Rect。升压PFC转换器109接着在其输出处将V_Rect转换为稳压DC电压V_Out，同时维持所要功率因数。接着将解释实例桥接升压PFC转换器电路及感测电路的进一步细节。

如上文先前提及，由桥接升压PFC转换器实现的最大效率因为整流器103中的传导损耗而受到限制。为了减小此类损耗，可使用无桥拓扑。图1b是根据本公开的实施例的具有无桥升压PFC拓扑的实例AC-DC功率转换器的框图。如可见，此实例配置包含EMI滤波器101、控制器105、驱动器107及无桥升压PFC转换器111。应注意，在给定无桥升压PFC转换器111的情况下，不再使用整流器103。应进一步注意，虽然将上文提及的组件中的每一者展示为单独的，但其它实施例可以不同方式集成。例如，其它实施例可将EMI滤波器101集成到转换器109中。同样地，例如，驱动器107在一些情况中可集成到控制器105中，或在其它情况中集成到转换器111中，或在其它情况中部分集成到控制器105及转换器111两者中。鉴于本公开将了解许多此类变动。

关于EMI滤波器101、控制器105及驱动器107的先前相关讨论在此处同样适用，其中具有一些显著差异。

桥接与无桥升压PFC转换器拓扑之间的一个此差异是关于感测信号。特定来说，且与如图1a中展示的桥接拓扑相比，此处，VAC输入信号在转换器输入之前未经整流，这是因为整流由无桥升压PFC转换器111有效地实行。因此，在此实例实施例中，由控制器105接收的感测信号包含：表示AC线路输入电压VAC_L的VAC_{L_s}、表示AC中性输入电压VAC_N的VAC_{N_s}、表示输出电压V_Out的V_{Out_s}、表示切换节点电压V_SN的V_{SN_s}及表示电感器电流(在本文中称为I_D，其对应于在同步整流器传导周期期间通过二极管或FET或转换器111的其它升压同步整流器装置的电流)的下降部分的I_{D_s}。接着将解释在各种实例无桥升压PFC转换器拓扑的背景中的控制器105的进一步细节。

桥接与无桥升压PFC转换器拓扑之间的另一差异是关于驱动器107。特定来说，驱动器107的数目及类型取决于所使用的转换器拓扑。例如，在其中转换器111具有图腾柱无桥升压拓扑的一个实例实施例中，驱动器107包含用于转换器的高频段的第一对驱动器及用于转换器的低频段的第二对驱动器。在一个此情况中，第一及第二驱动器对中的每一者可为(例如)半桥驱动器芯片的低侧及高侧驱动器或可比栅极驱动器电路。如上文先前解释，驱动器107可包含例如电平移位及/或电隔离的特征或以其它方式结合所述特征使用且在一定程度上与其它特征集成。在更一般意义上，如果给定切换元件经接地参考(例如，半桥的低侧切换元件)，那么栅极驱动器107可为非隔离的。另一方面，如果切换元件未经接地参考(例如，例如在AC无桥升压拓扑或其中切换元件的源极或射极浮动或以其它方式未连接到接地的半桥的高侧切换元件的情况中)，可通过隔离驱动器或使用单独数字隔离器的标准驱动器实现电平移位。信号及电力仍可使用电感、电容或光学方法(例如，栅极驱动变压器或光耦合器)在隔离电路之间传递。再次，本公开不希望限于任何特定驱动器电路，且可在给定配置中使用许多适合驱动器电路。

另一差异是升压PFC拓扑自身。此处，无桥升压PFC转换器111接收VAC_L及VAC_N信号两者，且产生稳压输出电压V_Out且为负载供应所要电流，如由控制器105控制。如在图1b中可见，转换器111包含产生若干模拟感测信号的感测电路或以其它方式结合所述感测电路使用。在此实例实施例中，模拟感测信号包含：VAC_{L_s}、VAC_{N_s}、V_{SN_s}、V_{Out_s}及I_{D_s}。控制器105使用这些感测信号来产生PWM信号以控制转换器111的切换元件以便输送所要负载电流。在操作中，将VAC输入施加到EMI滤波器101的输入，且将VAC_L及VAC_N信号提供到转换器111。转换器111接着在其输出处将正弦输入转换为稳压DC电压V_Out，同时维持所要功率因数。接着将解释各种实例无桥升压PFC转换器电路及感测电路的进一步细节。

图2a示意性地说明根据本公开的实施例的实例桥接升压PFC拓扑的细节。如可见，此实例实施例包含单相升压PFC转换器109a，所述单相升压PFC转换器109a包含升压电感器L_Boost、开关S₁、二极管D₁及输出电容器C_Out。关于EMI滤波器101、整流器103、控制器105及驱动器107的先前相关桥接升压PFC拓扑讨论在此处同样适用。

电感器L_Boost、开关S₁及二极管D₁一起形成升压级且同时输出电容器C_Out用作能量存储器，所述能量存储器结合由控制器105提供的闭环PFC控制为负载提供稳压DC电压输出V_Out。这些组件中的每一者可使用标准组件实施。在一个实例情况中，开关S₁使用硅超结功率MOSFET(例如，650V、30mΩ)实施，且二极管D₁是超快恢复或宽带隙肖特基二极管以帮助减小转换器中的基于反向恢复的损耗。在更一般意义上，可分别使用任何适合功率切换及整流器装置来实施开关S₁及二极管D₁。为了这个目的，本公开不希望限于任何特定切换及整流器装置，或任何半导体材料或工艺。

在图2b中展示根据实施例的转换器109a的基本操作。应注意，输入V_Rect是VAC的经整流版本且因而包含两个正半周期，且开关S₁及二极管D₁针对每一半周期进行相同地操作。特定来说，开关S₁在PWM切换占空比的高部分(在本文中指定为D)期间操作为升压有源开关，且二极管D₁在PWM切换占空比的低部分(在本文中指定为D')期间操作为升压同步整流器。应注意，占空比D是指开关S₁在传导的时间，且占空比D'是指二极管D₁在传导的时间。如接着将解释，控制器105基于可使用任何适合感测电路感测的所感测信号V_{Rect_s}、V_{SN_s}、V_{Out_s}及I_{D_s}确定D及D'。

感测电路可使用无源或有源电路实施。在一些实例实施例中，举几个实例技术，任何感测电路(在图2a中通常使用虚线指定)可使用霍尔效应传感器、电流感测变压器、隔离放大器实施。例如，霍尔效应传感器可用于感测电感器电流的下降部分，且隔离放大器可用于感测输入电压V_Rect、切换节点电压V_SN及输出电压V_Out中的每一者。在仍其它实例实施例中，每一感测电路使用接地参考电阻式感测电路实施，如将参考图2c的实例实施例进一步讨论。

图2c示意性地说明根据本公开的实施例的具有单相桥接升压PFC拓扑的另一实例AC-DC功率转换器。关于EMI滤波器101、整流器103、控制器105、驱动器107以及升压PFC转换器109及109a中的每一者的先前相关桥接升压PFC拓扑讨论在此处同样适用，除此处提供一些进一步实例细节之外。如可见，输入信号VAC由整流器103a整流，在此实例情况中，所述整流器103a使用整流二极管D₁到D₄实施。EMI滤波器101可为如先前解释的任何适合EMI滤波器电路，但应注意，在此实施例中在整流器103a的后方。如在此实例实施例中进一步可见，控制器105经展示具有实例引脚分配(pinout)以便促进关于图5对控制器105的后续讨论。应注意，引脚分配是任意的且其它实例实施例可包含更多或更少引脚，而在仍其它实施例中，控制器105可经实施具有填充在印刷电路板或其它衬底(而非集成电路)上的离散或个别组件。另外，在此实例情况中，驱动器107a以半桥驱动器芯片的接地参考低侧驱动器实施。

如进一步可见，升压PFC转换器109b包含一些接地参考电阻式分压器感测电路，所述接地参考电阻式分压器感测电路包含用于感测V_Rect的V_Sense 213、用于感测V_SN的V_Sense215及用于感测V_Out的V_Sense 217。V_Sense 213包含电阻器R₁到R₄、V_Sense 215包含电阻器R₅到R₈且V_Sense 217包含电阻器R₉到R₁₂。应注意，可变动给定分压器中的电阻器的数目以适应设计标准或规范，例如，对跨给定电阻器或其它组件的功耗的限制。为了这个目的，在其它实施例中，V_Sense 213、V_Sense 215及V_Sense 217中的每一者可包含更少(例如，两个)或更多(例如，八个)电阻器，且本公开不希望限于任何特定电阻式分压器配置。在此实例情况中，V_Sense213的输出是V_Rect(R₄)/[R₁+R₂+R₃+R₄]，其在桥接拓扑中被施加到控制器105的VAC_{L_s}引脚(应进一步注意，在桥接拓扑中，控制器105的VAC_{L_s}引脚可连接到接地A_GND)。同样地，V_Sense215的输出是V_SN(R₈)/[R₅+R₆+R₇+R₈]，其被施加到控制器105的V_{SN_s}引脚。同样地，V_Sense 217的输出是V_Out(R₁₂)/[R₉+R₁₀+R₁₁+R₁₂]，其被施加到控制器105的V_{Out_s}引脚。如进一步可见，升压PFC转换器109b包含用于感测I_D的接地参考电阻式电流感测电路R_Sense。虽然展示单个电阻器，但其它实施例可包含并联连接的两个或两个以上电阻器。跨R_Sense的压降被施加到控制器105的I_{D_s}引脚。鉴于压降(V_{Drop_sense})及R_Sense的电阻值，可容易地将电流计算为V_{Drop_sense}/R_Sense。在一些实施例中，R_Sense结合低通滤波器使用(以移除或以其它方式减少非所要高频信号)。例如，滤波器可包含沿着行进到控制器105的I_{D_s}引脚的感测线的串行电阻器及并联接地参考电容器。

如进一步可见，控制器105具有提供PWM控制信号的若干栅极驱动器输出，包含低频低侧(LF_LS)输出、低频高侧(LF_HS)输出、高频低侧(HF_LS)输出、高频高侧(LF_HS)输出。在例如这个的桥接升压PFC拓扑中，开关S₁由HF_LS输出驱动，所述HF_LS输出因此被施加到栅极驱动器107a的PWM输入。应进一步注意，控制器105提供栅极驱动器启用(GD_EN)输出，所述栅极驱动器启用(GD_EN)输出被施加到栅极驱动器107a的启用输入。驱动器107a的接地参考输出被施加到开关S₁的栅极。根据标准接地原理，控制器105的接地输入中的每一者(包含模拟接地(A_GND)、数字接地(D_GND)及功率接地(P_GND))经连接以提供共同接地平面。接着将解释控制器105的进一步实例细节。

图3a示意性地说明根据本公开的实施例的实例无桥升压PFC拓扑的细节。如可见，此实例实施例包含图腾柱无桥升压PFC转换器111a，所述图腾柱无桥升压PFC转换器111a包含升压电感器L_Boost、开关S₁到S₄及输出电容器C_Out。关于EMI滤波器101、控制器105及驱动器107的先前相关无桥升压PFC拓扑讨论在此处同样适用。回想一下，图腾柱无桥升压拓扑避免使用输入桥式整流器且减少串联传导装置的数目，借此产生更高效率。

图腾柱无桥升压转换器包含两个半桥段，即高频段及低频段。高频段包含开关S₁及S₂且在切换频率下操作，而低频段包含开关S₃及S₄且在输入线路频率下操作。电感器L_Boost以及开关S₁、S₂及S₄一起形成正线路周期的升压级，而电感器L_Boost以及开关S₁、S₂及S₃一起形成负线路周期的升压级。另外，输出电容器C_Out用作两个升压级的能量存储器，其结合由控制器105提供的闭环PFC控制为负载提供稳压DC电压输出V_Out。这些组件中的每一者可使用标准组件实施。在一个实例情况中，开关S₁及S₂使用宽带隙半导体材料切换装置(例如氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)功率MOSFET(例如，650V、50mΩ))实施，且开关S₃及S₄使用硅超结功率MOSFET(例如，650V、30mΩ)实施。在其它实施例中，S₁到S₄中的全部可使用相同装置(例如，硅、GaN、SiC等)实施。在更一般意义上，可分别使用任何适合功率切换及整流器装置来实施开关S₁到S₄。为了这个目的，本公开不希望限于任何特定切换及整流器装置，或任何半导体材料或工艺。

在图3b中展示根据实施例的转换器111a的基本操作。应注意，输入VAC包含正半周期及负半周期，且开关S₁到S₄针对每一半周期不同地操作。特定来说，在正线路周期期间，开关S₂使用占空比D操作为升压有源开关，而开关S₁使用占空比D'操作为升压同步整流器，且开关S₄针对整个正半线路周期保持接通。在负线路半周期期间，角色反转，使得开关S₁使用占空比D操作为升压有源开关，开关S₂使用占空比D'操作为升压同步整流器，且开关S₃针对整个半线路周期保持接通。在正线路半周期中，占空比D是指开关S₂在传导的时间，且占空比D'是指开关S₁在传导的时间。类似地，在负线路半周期中，占空比D是指开关S₁在传导的时间，且占空比D'是指开关S₂在传导的时间。如接着将解释，控制器105基于可使用任何适合感测电路感测的所感测信号VAC_{L_s}、VAC_{N_s}、V_{SN_s}、V_{Out_s}及I_{D_s}确定D及D'。

感测电路可使用无源或有源电路实施。在一些实例实施例中，举几个实例技术，任何感测电路(在图3a中通常使用虚线指定)可使用霍尔效应传感器、电流感测变压器、隔离放大器实施。例如，霍尔效应传感器可用于感测电感器电流的下降部分，且隔离放大器可用于感测输入电压VAC_L及VAC_N、切换节点电压V_SN及输出电压V_Out中的每一者。在仍其它实例实施例中，每一感测电路使用接地参考电阻式感测电路实施，如将参考图3c的实例实施例进一步讨论。

图3c示意性地说明根据本公开的实施例的具有图腾柱无桥升压PFC拓扑的另一实例AC-DC功率转换器。关于EMI滤波器101、控制器105、驱动器107以及无桥升压PFC转换器111及111a中的每一者的先前相关无桥升压PFC讨论在此处同样适用，除此处提供一些进一步实例细节之外。如在此实例实施例中可见，控制器105经展示具有与上文先前讨论相同的实例引脚分配，且相关讨论在此处同样适用。另外，在此实例中，驱动器107b及107c两者使用对应半桥驱动器芯片实施，使得低侧开关S₂及S₄由对应接地参考低侧驱动器驱动，且高侧开关S₁及S₃由对应非接地参考高侧驱动器驱动。

如进一步可见，无桥升压PFC转换器111b包含一些接地参考电阻式分压器感测电路，所述接地参考电阻式分压器感测电路包含用于感测VAC_L及VAC_N的V_Sense 313、用于感测V_SN的V_Sense 315及用于感测V_Out的V_Sense 317。V_Sense 313包含电阻器R₁到R₈，V_Sense 315包含电阻器R₉到R₁₂，且V_Sense 317包含电阻器R₁₃到R₁₆。如上文先前解释，给定分压器中的电阻器的数目可在实施例间变动，且本公开不希望限于任何特定电阻式分压器配置。在此实例情况中，输入电压VAC经不同地感测，因此V_Sense 313包含分别用于感测VAC_L及VAC_N的匹配电阻分压器。特定来说，匹配电阻分压器中的一者的输出是VAC_L(R₄)/[R₁+R₂+R₃+R₄]，其在无桥拓扑中被施加到控制器105的VAC_{L_s}引脚，且匹配电阻分压器中的另一者的输出是VAC_N(R₈)/[R₅+R₆+R₇+R₈]，其被施加到控制器105的VAC_{N_s}引脚。同样地，V_Sense 315的输出是V_SN(R₁₂)/[R₉+R₁₀+R₁₁+R₁₂]，其被施加到控制器105的V_{SN_s}引脚。同样地，V_Sense 317的输出是V_Out(R₁₆)/[R₁₃+R₁₄+R₁₅+R₁₆]，其被施加到控制器105的V_{Out_s}引脚。如进一步可见，无桥升压PFC转换器111b包含用于感测I_D的接地参考电阻式电流感测电路R_Sense。如上文先前提及，其它实施例可包含针对R_Sense并联连接的两个或两个以上电阻器。关于如何将跨R_Sense的压降(V_{Drop_sense})施加到控制器105的I_{D_s}引脚及可如何结合低通滤波器使用R_Sense的先前相关讨论在此处同样适用。

根据本公开的一些实施例，用于感测输入电压(不同地，VAC_L及VAC_N)的V_Sense 313的电阻分压器比率与用于感测输出电压V_Out的V_Sense 317的电阻分压器比率相同。因此，例如，根据一些此类实施例，R₄/(R₁+R₂+R₃+R₄)、R₈/(R₅+R₆+R₇+R₈)及R₁₆/(R₁₃+R₁₄+R₁₅+R₁₆)中的每一者的比率相同(在适合容限内，例如+/-5％或更佳)。应注意，类似策略可应用于图2c的实例的V_Sense 213及V_Sense 217。此匹配布置将促进易于控制实施。

如上文先前解释，控制器105具有提供PWM控制信号的若干栅极驱动器输出，包含低频低侧(LF_LS)输出、低频高侧(LF_HS)输出、高频低侧(HF_LS)输出、高频高侧(LF_HS)输出。在例如这个的无桥升压PFC拓扑中，开关S₁由HF_HS输出驱动，所述HF_HS输出因此被施加到栅极驱动器107b的PWM_1输入。同样地，开关S₂由HF_LS输出驱动，所述HF_LS输出因此被施加到栅极驱动器107b的PWM_2输入。以类似方式，开关S₃由LF_HS输出驱动，所述LF_HS输出因此被施加到栅极驱动器107c的PWM_1输入。同样地，开关S₄由LF_LS输出驱动，所述LF_LS输出因此被施加到栅极驱动器107c的PWM_2输入。应进一步注意，控制器105提供栅极驱动器启用(GD_EN)输出，所述栅极驱动器启用(GD_EN)输出被施加到两个驱动器107b及107c的启用输入。驱动器107b的非接地参考输出(Out_1)被施加到开关S₁的栅极，且驱动器107b的接地参考输出(Out_2)被施加到开关S₂的栅极。同样地，驱动器107c的非接地参考输出(Out_1)被施加到开关S₃的栅极且驱动器107c的接地参考输出(Out_2)被施加到开关S₄的栅极。如上文先前解释，按照标准接地原理，控制器105的每一接地输入(包含A_GND、D_GND及P_GND)经连接以提供共同接地平面。接着将解释控制器105的进一步实例细节。

图4a示意性地说明根据本公开的实施例的实例无桥升压PFC拓扑的细节。如可见，此实例实施例包含AC开关无桥升压PFC转换器111c，所述AC开关无桥升压PFC转换器111c包含升压电感器L_Boost、开关S₁到S₂、二极管D₁到D₄及输出电容器C_Out。关于EMI滤波器101、控制器105及驱动器107的先前相关无桥升压PFC拓扑讨论在此处同样适用。

AC无桥升压转换器包含两个高频开关(S₁及S₂)及四个高频二极管(D₁到D₄)。电感器L_Boost以及S₁、S₂、D₁及D₄一起形成正线路周期的升压级，而电感器L_Boost及S₁、S₂、D₂及D₃一起形成负线路周期的升压级。另外，输出电容器C_Out用作两个升压级的能量存储器，其结合由控制器105提供的闭环PFC控制为负载提供稳压DC电压输出V_Out。这些组件中的每一者可使用标准组件实施。在一个实例情况中，开关S₁及S₂使用硅或宽带隙材料(例如，GaN、SiC等)功率MOSFET(例如，650V、50mΩ)实施，且二极管D₁到D₄使用超快恢复硅二极管或宽带隙肖特基二极管实施。在更一般意义上，可使用任何适合功率切换及整流器装置来实施开关S₁到S₂及二极管D₁到D₄。为了这个目的，本公开不希望限于任何特定切换及整流器装置，或任何半导体材料或工艺。

在图4b中展示根据实施例的转换器111c的基本操作。应注意，输入VAC包含正半周期及负半周期，且主四象限开关(S₁及S₂)在整个线路周期使用占空比D操作。特定来说，在正线路周期期间，二极管D₁及D₄与S₁及S₂互补地切换。在负线路半周期期间，二极管D₂及D₃与S₁及S₂互补地切换。在正线路半周期中，占空比D是指开关S₁及S₂在传导的时间，且占空比D'是指二极管D₁及D₄在传导的时间。类似地，在负线路半周期中，占空比D是指开关S₁及S₂在传导的时间，且占空比D'是指二极管D₂及D₃在传导的时间。如接着将解释，控制器105基于可使用任何适合感测电路感测的所感测信号VAC_{L_s}、VAC_{N_s}、V_{SN_s}、V_{Out_s}及I_{D_s}确定D及D'。

如上文先前解释，感测电路可使用无源或有源电路实施，且相关讨论在此处同样适用。在仍其它实例实施例中，每一感测电路使用接地参考电阻式感测电路实施，如将参考图4c的实例实施例进一步讨论。

图4c示意性地说明根据本公开的实施例的具有AC无桥升压PFC拓扑的另一实例AC-DC功率转换器。关于EMI滤波器101、控制器105、驱动器107以及无桥升压PFC转换器111及111a到c中的每一者的先前相关无桥升压PFC讨论在此处同样适用，除接着将解释一些差异之外。如在此实例实施例中可见，控制器105经展示具有与上文先前讨论相同的实例引脚分配，且相关讨论在此处同样适用。另外，在此实例情况中，驱动器107d使用实例隔离驱动器电路实施，使得开关S₁及S₂由信号PWM_G(施加到S₁及S₂的栅极)及PWM_S(施加到S₁及S₂的源极)驱动。信号PWM_G及PWM_S源自控制器105的高频低侧输出。此实例实施例的驱动器107d包含如展示那样布置的变压器T₁、双极结晶体管(BJT)Q₁、电容器C₃及C₄以及二极管D₆及D₇，但可使用经配置以为隔离栅极驱动器提供隔离电源的任何适合驱动器电路。

如进一步可见，无桥升压PFC转换器111d包含一些接地参考电阻式分压器感测电路，所述接地参考电阻式分压器感测电路包含用于感测VAC_L的V_Sense 413、用于感测V_SN的V_Sense 415及用于感测V_Out的V_Sense 417。在一些此类实施例中，V_Sense 413、V_Sense 415、V_Sense417及R_Sense中的每一者可以与参考图3c分别关于V_Sense 313、V_Sense 317及R_Sense讨论类似的方式实施，且先前相关讨论在此处同样适用。在另一实施例中，且如图4c中进一步展示，V_Sense415经修改以减小电阻分压器的延迟。如可见，V_Sense 415仍包含电阻器R₉到R₁₂。另外，与电阻分压器并联添加包含C₁及C₂的电容分压器，且肖特基二极管D₅经连接以限制V_SN感测节点处的负电压。C₁及C₂的实例值分别是2pF及250pF。应注意，电容器C₂还吸收由控制器105(例如，比较器及任何箝位器)呈现的寄生电容。在一些此类实施例中，V_Sense 415的电阻分压器比率与V_Sense 417的电阻分压器比率相同(与V_Sense 313及V_Sense 317可具有相同电阻分压器比率的方式大致相同，且相关讨论在此处同样适用)。应注意，根据一些实施例，可代替V_Sense 215及V_Sense 315使用此V_Sense 415配置，且此讨论同样适用于此类其它实施例。

如上文先前解释，控制器105具有提供PWM控制信号的若干栅极驱动器输出，包含低频低侧(LF_LS)输出、低频高侧(LF_HS)输出、高频低侧(HF_LS)输出、高频高侧(LF_HS)输出。在此实例实施例中，使用HF_LS输出来产生信号PWM_G及PWM_S，所述信号分别被施加到S₁及S₂的栅极(PWM_G)以及S₁及S₂的源极(PWM_S)。

控制器架构

图5示意性地说明根据本公开的实施例的使用自主模式转变(AMT)配置的控制器。应注意，图2c、3c及4c中使用的实例引脚分配在此处重复以促进控制器105的内部电路的讨论。再次，引脚分配是任意的且不希望将控制器105限于任何特定引脚分配或封装配置。其它实例可使用填充在印刷电路板而非集成电路上的离散组件实施。如可见，控制器105包含若干功能块，包含功率管理502、模拟前端504、数字核心506及输入/输出(I/O)508。其它实施例可以不同方式布置此类块以便包含更少块或更多块，但仍允许如本文中提供的功能性。其它实施例还可包含本文中未描绘或讨论的额外电路及功能性，且本公开不希望限于所展示的精确实例。鉴于本公开将了解许多变动及配置。

功率管理

功率管理502可使用标准技术实施且提供各种电源及电压参考及任何功率调节以支持控制器105的各种功能。实例电源包含(例如)3伏特到5伏特电源(例如，3.3伏特，例如用于为逻辑电路供电)及4伏特到35伏特(例如，12伏特，例如用于为放大器、比较器及ADC供电)。实例电压调节及参考电路包含(例如)前置稳压器、低压差稳压器、带隙电压参考电路以提供温度不敏感的电压参考，例如用作ADC的参考的电压参考。功率管理502可进一步包含一或多个压控振荡器，例如用于提供控制器105可通过其操作或以其它方式同步操作的主时钟(例如，CLK_DPWM)的压控振荡器。功率管理502可进一步包含偏压电路及复位电路，或适用于给定应用的任何其它电力或信号产生电路。本公开不希望限于任何特定配置。

模拟前端

模拟前端504包含用于处理所感测模拟信号，使得其可用于控制升压PFC转换器以实现闭环操作的各种低及高频电压及电流感测电路。一些所感测信号从模拟域转换到数字域，而其它所感测信号留在模拟域中。如可见，所感测信号包含V_{Out_s}、VAC_{L_s}及VAC_{N_s}(或针对桥接拓扑，V_{Rect_s}及A_GND，其将代替VAC_{L_s}及VAC_{N_s}被接收)、I_{D_s}及V_{SN_s}。如先前关于图1a及4c解释，这些感测信号可由任何数目个有源或无源感测电路产生。在一些实施例中，接地参考电阻式分压器用于感测输入线路及中性电压、输出电压及高频开关节点电压，且串联电阻器用于感测电感器电流(二极管电流)的下降部分，例如关于图2c、3c及4c讨论的实例。

更详细来说且根据其中转换器是无桥升压PFC转换器的一个实例实施例，外部电阻分压器用于感测输入及输出电压。在此实例中，这些所感测值包含分别在控制器105的引脚1到3处接收的AC输入线路及中性电压(VAC_{L_s}及VAC_{N_s})及输出或所谓的总线电压(V_{Out_s})。如上文先前解释，AC输入电压可经由匹配电阻分压器不同地感测以进行线路及中性电压感测。为了易于控制实施，AC输入电压(差分)及输出电压V_{Out_s}的电阻分压器比率可为相同的，如上文先前解释。类似原理可应用于桥接升压PFC转换器拓扑，除使用V_{Rect_s}及A_GND而非VAC_{L_s}及VAC_{N_s}之外。如在图5的实例模拟前端504中进一步可见，全部三个感测引脚(VAC_{L_s}、VAC_{N_s}及V_{Out_s})经由采样保持(S/H)电路504a缓冲且连接到模拟MUX 504b。通过采样保持电路504a经由MUX 504b对三个所感测电压进行循序采样，所述MUX 504b的输出接着由模/数转换器(ADC)504c采样。采样保持电路504a由在数字核心506中产生的触发信号SH_TrigA触发，如接着将解释。由于这三种电压中的全部相对缓慢地变动，所以ADC 504c可经设计具有相对低转换速率(例如，20千样本/秒，kS/s)。对应于VAC_{L_s}、VAC_{N_s}及V_{Out_s}中的每一者的ADC504c的数字输出被提供到数字核心506以用于控制给定升压PFC转换器，如接着将解释。在一些实例实施例中，由ADC 504c产生的数字化感测信号进一步经受抗噪性处理(例如，经由ADC逻辑506a或在ADC 504c内部)，但其它实例实施例可不包含此抗噪性处理。在任何情况中，模拟感测信号VAC_{L_s}及VAC_{N_s}(或V_{Rect_s})及V_{Out_s}经转译为数字域且在本文中分别指定为VAC_{L_d}及VAC_{N_d}(或V_{Rect_d})及V_{Out_d}。

为了促进理解各种感测信号及其如何与控制器105的操作波形相关，还将参考图6a，图6a说明根据本公开的实施例的在正线路周期期间在TM中操作的图腾柱无桥升压的实例操作波形及传感器电压。如可见，在正线路周期内，通过升压电感器的电流I_LBoost从峰值I_pk3上升到I_pk1且接着从I_pk2下降回I_pk3。高频切换节点处的电压V_SN在峰值电流I_pk1周围开始其到高的转变且在I_pk2周围结束所述转变，且接着在电感器电流的正到负过零周围开始其回到低的转变。V_SN电压的上升及下降时间分别对应于上升及下降时间t_r1及t_r2(也称为死区时间)。这些死区时间可取决于各种系统参数(例如，例如L_Boost或开关节点处的寄生电容)且可为用户可配置的或固定的或由控制器电路自身确定(例如，例如其中t_r1是用户可配置的且t_r2源自控制器电路自身的操作的实例情况)。另外，同步整流器电流I_D在同步整流器传导周期t_SR期间上升及下降，如由V_{Drop_sense}及其经放大版本V_{Drop_sense_amp}表示。V_ZCD电压的上升边缘指示电感器电流的正到负过零，且V_ZVS+电压的上升边缘指示在正线路周期期间何时已实现ZVS。其它所描绘时间包含：t_duty，其对应于电感器电流的上升部分的持续时间；t_fall，其对应于正线路周期期间的ZVS的发生与电感器电流的负到正过零的发生之间的持续时间；t_PRD，其对应于切换频率周期(切换频率的倒数)；t_ZCD，其对应于切换周期的开始与电感器电流的正到负过零的发生之间的持续时间；及t_ZVS+，其对应于切换周期的开始与正线路周期期间ZVS的发生之间的持续时间。类似操作波形及传感器电压适用于负线路周期，以及其它操作模式及升压PFC拓扑(例如，单相桥接、AC无桥升压)将展现类似操作波形及传感器电压，虽然存在一些差异。例如，软切换在CCM中不可用，且在CCM操作期间不存在t_fall周期，这是因为电感器电流不变为负。同样地，对于在任何模式中操作的桥接升压PFC拓扑不存在负线路周期处理。

电流感测引脚(I_{D_s}，引脚4)用于感测电感器电流的下降部分作为跨感测电阻器R_Sense的电压，所述电压对应于同步整流器传导周期t_SR期间的同步整流器电流(在本文中有时称为二极管电流或I_D)。以这种方式，跨R_Sense的值的压降表示所感测电流I_D，且在图5及6a中被指定为V_{Drop_sense}。回想一下，从跨R_Sense获取的V_{Drop_sense}信号可经低通滤波以移除任何不需要的较高频率信号分量。此低通滤波可使用标准低通滤波器电路(例如，单极低通滤波器)在控制器105外部或在控制器105内部实行。如可见，跨R_Sense的所感测电压用于若干目的。

第一，将所感测电压V_{Drop_sense}施加到非反相电流感测放大器504d，所述非反相电流感测放大器504d产生经由采样保持电路504e在升压同步整流器传导周期t_SR的中点采样的所感测电压的经放大版本(在图5及6a中指定为V_{Drop_sense_amp})，且经由ADC 504f将所采样值转换为数字域。在图6a中，此采样点的时间被指定为t_sample。所得值(在本文中称为I_sample)用于数字核心506中的平均电流控制，如接着将解释。采样保持电路504e由在数字核心506中产生的触发信号SH_TrigB触发，如接着将解释。在一些实施例中，非反相电流感测放大器504d经设计以具有相对高增益带宽积(例如，>300MHz)以准确地表示升压同步整流器传导周期期间的二极管电流I_D。输入及反馈电阻器(在图5中指定为R_F及R_in)可经选择以结合宽带运算放大器提供所要增益。在一些实施例中，放大器504d具有轨到轨输出且以相对低过冲驱动由采样保持电路504e表示的电容负载。应进一步注意，在一些实施例中，放大器504d的运算放大器的相对低输入偏移可用于帮助更准确地表示低电流电平。另外，根据一些实施例，为了努力减小与数字控制相关联的数字延迟，可将ADC 504f的整体数/模转换时间设定为相对低(例如，小于300ns)。在此意义上，ADC 504f相对快速且ADC 504c相对缓慢。ADC504f的参考电压(在本文中称为V_{Ref_ADC})用于计算非反相电流感测放大器504d的增益。

第二，将所感测电压V_{Drop_sense}施加到比较器504h，所述比较器504h确定电感器电流的正到负过零处的电压，在本文中将此电压称为V_ZCD。根据实施例，比较器504h是其输出在所感测二极管电流I_{D_s}(如由所感测电压V_{Drop_sense}表示)下降到低于给定阈值V_{ZCD_ref}(在一些实施例中，其为零)时变高的高速、低输入偏移比较器。由比较器504h输出的V_ZCD信号用于确定电流过零的时序且用于电流控制。其也用于控制升压同步整流器的关闭以防止低线路电压(例如，

)的任何负电流。针对高线路状况(例如，

)，在V_ZCD信号变高与升压同步整流器栅极信号变低之间插入预定延迟以建立负电感器电流以实现这些较高电压的零电压切换(ZVS)。应注意，根据一些实施例且如接着将解释，可相对于计数器(例如，数字核心506的计数器622)对V_ZCD信号的下降及上升边缘两者加时间戳以获得升压同步整流器传导时间(t_SR)及电感器电流过零的估计。为了评估线路电压是低还是高的目的，应注意，可从所感测输入电压值确定V_ac。例如，针对无桥升压PFC拓扑，V_ac＝|VAC_{L_s}-VAC_{N_s}|，且针对桥接升压PFC拓扑，V_ac＝|V_{Rect_s}|或|VAC_{L_s}|。

第三，将所感测电压V_{Drop_sense}施加到比较器504i，所述比较器504i提供逐周期过流保护(OCP)。特定来说，如果比较器504i确定如果相对大负电流流动通过电流感测电阻器R_sense(例如，I_{D_s} x R_Sense＞大于OCP_ref)，那么由比较器504i输出的所得OCP信号可用于关断升压PFC转换器的切换。这保护免受(例如)因为升压PFC转换器的高频或低频半桥的击穿或故障的过流事件(假定图腾柱无桥升压拓扑)。应注意，可为给定应用设定或以其它方式提供电压参考OCP_ref。在一些实施例中，还可通过比较峰值电感器电流与给定最大允许感测电流而感测过流状况。更详细来说，峰值电感器电流I_pk2且可估计为：

此处，同步整流器传导时间t_SR可从V_ZCD信号估计，如上文先前解释，且V_Out及V_ac可从所感测值确定，且L_Boost是给定的(且因此可为了估计峰值电流I_pk2的目的确定给定线路频率下的其阻抗)。因此，通过比较I_pk2与最大允许电流，可检测由异常高的电感器电流峰值引起的过流事件。因此，例如，如果I_pk2高于给定阈值，那么可停止全部切换操作。峰值电流阈值可为(例如)V_{Drop_sense_max}/R_Sense，其中V_{Drop_sense_max}是跨R_Sense的串行电阻的用户定义或以其它方式给定的最大允许压降，且R_sense是给定的。应注意，在其它实施例中，此OCP保护还可提供于保护电路506h中。

在一些实施例中，因为S/H电路504e的有限稳定时间(t_settle，S/H)，所以针对小于或等于2t_settle，S/H(高占空比)的同步整流器传导时间，ADC 504f输出可含有错误。如果适用，那么根据一些此类实施例，可以以下方式处置此状况。在CCM操作中，最大占空比可限于始终具有大于2t_settle，S/H的同步整流器传导时间。应注意，这可导致某一增加THD。在TM操作中，可能无法将同步整流器传导时间限于大于2t_settle，S/H。如果升压PFC转换器以高频率操作，那么这可表示切换周期的很大一部分。甚至在低频操作中，将同步整流器传导时间保持大于2t_settle，S/H可导致从输出电容器C_Out流动到输入的净负电流。因此，对于TM操作，可如下估计此类低同步整流器传导时间的电流。由于可以良好准确度从V_ZCD信号估计同步整流器传导时间t_SR，所以所述时间可用于将峰值电流估计为：

由处理器506f驱动的数/模转换器(DAC)可用于确定给定切换周期的I_pk2是高于还是低于所提供二进制DAC码。基于线路周期的上升或下降斜率，逐周期适当地调整DAC码以寻找最接近二进制DAC码(及对应模拟I_pk2估计)，直到同步整流器传导时间t_SR对于S/H电路504e足够大。

高频切换节点电压感测引脚(V_{SN_s}，引脚5)用于感测高频切换节点处的电压V_SN。控制器105使用所感测高频开关节点电压V_SN以获得在TM及PZM(混合模式)操作期间使用的零电压切换(ZVS)信息。使用比较器504j及504k获得此ZVS信息。更详细来说，比较V_{SN_s}与两个参考电压(V_{ZVS+_ref}及V_{ZVS-_ref})以分别确定正及负线路周期的ZVS的时序。比较器504k的V_ZVS+输出在高频切换节点电压感测引脚(V_{SN_s})下降到低于比较器504j的V_{ZVS+_ref}电压时变高且指示在正线路周期期间何时已实现ZVS。类似地，比较器504j的V_ZVS-输出在V_{SN_s}上升到高于比较器504k的V_{ZVS-_ref}电压时变高且指示何时已针对负线路周期实现ZVS。如上文提及，在图6a中展示V_ZVS+信号。负线路周期的V_ZVS-信号及其它操作信号类似于正线路周期的操作信号。在一些实施例中，V_ZVS+及V_ZVS-输出两者经锁存以抑制快速切换事件期间的假性转变。比较器504j及504k两者的上升及下降边缘均可加时间戳(在数字核心506中)以关于用于对V_ZCD的上升及下降边缘加时间戳的相同计数器确定ZVS事件的位置，如接着将解释。

根据实施例，应注意，比较器504j及504k两者不限于低偏移；应进一步注意，假定图腾柱无桥升压拓扑，具有相对小传播延迟(例如，<50ns)将帮助减少使用GaN FET实施的HF_LS及HF_HS开关的第三象限传导。另外，回想一下，V_SN感测电路可经修改以减小电阻分压器的延迟，如关于图4c讨论。根据一些实施例，V_{ZVS+_ref}及V_{ZVS-_ref}电压的实例值是所感测输出电压(如从V_{Out_s}确定)的10％及90％。在此情况中，V_SN感测电路的电阻分压器比率可与V_Out感测电路的电阻分压器比率相同。

根据一些实施例，控制器105的接地输入中的每一者(包含模拟接地(引脚6处的A_GND)、数字接地(引脚9处的D_GND)及功率接地(引脚15处的P_GND))在控制器内经内部连接。引脚16处的功率输入可为任何适合功率电平，例如12伏特到24伏特电源。可使用其它接地方案及电源，且本公开不希望限于任何特定者。

数字核心

控制器105的数字核心506接收若干输入(一些经测量或感测，一些经计算且一些经用户提供或以其它方式固定)，且产生(若干)PWM控制信号以驱动升压PFC转换器的(若干)切换装置。如可见，数字核心506包含ADC逻辑506a、控制块506b、可编程前端506g及保护电路506h。控制块506b包含输入电流控制回路506c、输出电压控制回路506d、数字脉冲宽度调制(DPWM)电路506e及处理器506f。将参考图6a进一步解释电压控制回路506c及电流控制回路506d，且将参考图6b进一步解释DPWM电路506e。处理器506f可为任何适合处理器或处理器组，例如控制器105的主中央处理单元(CPU)及/或数字信号处理器(DSP)。

ADC逻辑506a接收来自相对缓慢ADC 504c及相对快速ADC 504f的数字化感测值，且提供任何所要抗噪性处理(例如，缓冲、电平移位等)(若有)。在一些实例实施例中，抗噪性可集成到ADC 504c及504f中。应注意，并非全部应用将需要或以其它方式使用抗噪性处理。在任何此类情况中，使对应于接着感测的模拟信号VAC_{L_s}及VAC_{N_s}(或V_{Rect_s})、V_{SN_s}、V_{Out_s}及I_{D_s}的数字化感测值可用于数字核心过程，且包含VAC_{L_d}及VAC_{N_d}(或V_{Rect_d})、V_{SN_d}、V_{Out_d}及I_{D_d}。

控制块506b实施输入电流控制回路506c、输出电压控制回路506d及DPWM电路506e，其将参考图6a到b进一步解释。如先前提及，此类功能模块及组件的集成程度可在实施例间变动。例如，在一些实施例中，应注意，电压控制回路506d可实施于可编程前端506g中，仅举一个此可能变动。可实施任何数目个此类变动，且仍经由混合控制模式(PZM)完成自主模式转变，如本文中不同地描述。

可编程前端506g包含允许控制器105的用户编程的数字接口。虽然可使用任何数目个接口且控制器105的编程值可在实施例间变动，但在一个实例性的此实施例中，接口是I2C串行接口且编程值包含：升压电感器的值(L_Boost)；输出电压控制回路的目标电压(V_{Out_ref})；切换频率周期(t_PRD)；最小及最大切换频率及线路频率；死区时间t_r1；升压PFC转换器的谐振电容(C_r)；升压PFC转换器的谐振频率(ω_r)；跨R_Sense的串行电阻的最大允许压降(V_{Drop_sense_max})；ADC 504c的固定或其它模拟信号触发电平(Trig_ADC)；比较器阈值及保护阈值(例如，V_{ZCD_ref}、V_{ZVS+_ref}及V_{ZVS-_ref}、OCP_ref)；及如果在一些例子中，手动选择而非自主模式是优选的，那么模式选择(例如，TM、CCM)。其它参数也可为可配置的，且本公开不希望限于任何特定参数集。在其它实施例中，此类参数值可经硬编码或以其它方式固定(无变量的编程或输入)。此可编程、固定及/或以其它方式提供的参数可用于控制升压PFC转换器，如接着将解释。在一些实例实施例中，可编程接口506g还可用于与其它集成电路或组件(例如，下游DC-DC控制器(例如，LLC，经由引脚7及8处的串行接口))的通信。

保护电路506h可包含跨各种应力的标准保护电路，例如输入/输出过压保护(OVP)、输入过流保护(OCP)、热关断(TSD)、欠压保护(UVP)及欠压锁定(UVLO)。可使用任何数目个此类保护方案及电路，且本公开不希望限于任何特定方案或电路。如可见，所产生保护信号可在控制器内部使用(例如，使用OCP信号作为控制输入)或在控制器外部使用(例如，通过经由数字I/O 508b将保护信号提供到栅极驱动器或下游系统)。在一些实例实施例中，栅极驱动器启用信号(GD_EN)源自一或多个保护信号(例如，OVP)及V_Out信号(例如，可启用栅极驱动器，只要不存在所指示故障模式且输出电压在容限内)。

输入/输出块

控制器105的I/O块508可使用标准I/O技术实施。在此实例实施例中，其包含输出缓冲器508a及数字I/O接口508b。如可见，取决于所采用的升压PFC转换器拓扑，输出缓冲器508a将所产生栅极输出逻辑信号(分别在引脚11、12、13及14处的LF_LS及LF_HS、HF_LS及HF_HS)供应到(若干)低频及/或高频开关/(若干)驱动器。数字I/O块508b可用于与可编程前端506g通信或以其它方式对可编程前端506g编程及/或(例如，经由引脚10处的GD_EN)将保护信号传达到升压PFC转换器或(例如，经由引脚7及8处的通信接口)到其它系统。在一个实例实施例中，通信接口使用I2C串行接口(包含串行数据及时钟线路(例如，SDA及SCL))实施，但可使用任何数目个通信接口。

输入电流控制回路

根据一些实施例，控制器105实施输入电流整形的平均电流控制及总线电压稳压的输出电压控制。然而，如上文提及，如本文中提供的多模式操作及自主模式转变可使用任何数目个电流控制方案完成。在一些实例实施例中，利用平均电流控制。在其它实例中，可使用其它电流控制方法论，例如峰值电流控制、谷值电流控制、单周期控制或开环电流控制。

针对内部电流回路及外部电压回路两者采用数字控制。图6b示意性地说明根据本公开的实施例的图5的控制器的电压控制回路及电流控制回路。

更详细来说且如图6b中可见，输入电流控制回路506c包含经由乘法器610从输入电压(k_v x V_ac)及电压控制回路的输出V_c,v产生的参考电流i_ref。如先前解释，可从AC输入电压确定V_ac，且k_v是比例因子。在一个此实施例中，k_v等于输入电压传感器的电阻分压器比率(例如，V_Sense 313)乘以ADC 504的增益。接着经由比较器611比较参考i_ref与所计算平均电流I_avg。平均电流是基于所感测电流样本I_sample(其是从感测信号I_{D_d}获得，如上文解释)且进一步取决于计算时的操作模式，且经由I_avg,TM模块607(如果模式是TM或PZM)或I_avg,CCM模块608(如果模式是CCM)计算且按比例调整。在一些实施例中，模块607及608中的每一者实施于软件中，所述软件在由处理器506f执行时引起如本文中不同地描述那样计算平均电感器电流值。在其它实施例中，模块607及608中的每一者实施于经配置以如本文中不同地描述那样计算或以其它方式确定平均电感器电流值的门级逻辑或专用半导体中。取决于操作模式，多路复用器(MUX)609选择适当模块输出。在一些实施例中，如下确定模式：如果t_ZCD≥t_PRD，那么模式等于CCM(因此，模式等于0，且从模块608输出的平均电流由MUX 609选择)；另一方面，如果t_ZCD<t_PRD，那么模式等于TM或PZM，视情况而定，结果相同(因此模式等于1，且从模块607输出的平均电流由MUX 609选择)。应注意，根据实施例，如果尚不知道当前切换周期[k]的信号值，那么可使用来自前一切换周期[k-1]的对应信号值。

例如，根据一些实施例，针对控制回路506c计算，在二极管电流周期t_SR的中间对电流I_D进行感测及采样，如图6a中展示。接着基于操作模式将此所采样电流I_sample[k]映射到平均电感器电流I_avg[k]。针对CCM，平均电感器电流I_avg[k]可由I_avg,CCM模块608近似表示为：I_sample[k]。此近似表示假定CCM中的谐振转变无关紧要且对平均周期电流的影响可忽略。然而，针对PZM及TM(以及DCM，具有一些下文提及的差异)，此假定不再真实。针对这些模式，平均电感器电流I_avg[k]可由I_avg,TM模块607近似表示为：

此处，t_on等于t_duty[k]–t_fall[k]或t_duty[k]–t_fall[k-1]。应注意，针对第k切换周期，由于在切换周期结束之前对电流进行采样且开始计算，所以用于计算第k切换周期的平均电流I_avg的同步整流器传导时间(t_SR)及切换周期时间段(t_PRD)值未知。因此，从前一切换周期[k-1]获得此两个值。类似地，t_fall可依赖于来自前一切换周期的值(例如，t_ZVS)，如接着将讨论。信号值(例如V_Out及V_ac)可来自当前切换周期[k]或前一切换周期[k-1]。在任何情况(CCM、PZM、TM)中，比较提供于多路复用器609的输出处的所计算平均电流I_avg与参考电流i_ref，且将经由比较器611计算的所得错误电流i_err馈送到比例积分(PI)补偿器612中。PI补偿器612的输出是V_c,i，其由DPWM电路506e使用以产生(若干)PWM控制信号。

如可见，PI补偿器612实施于数字域中。更详细来说，针对当前回路设计，可将用于输入升压PFC转换器的电流转移函数的占空比近似表示为：

此处，V_Out是升压PFC转换器的输出电压(跨大容量电容器C_Out的电压，有时称为总线电压)且L_Boost是升压PFC电感。根据实施例，使用具有以下形式的PI补偿器612：

在此实例中，补偿器612在数字域中使用由以下公式给定的突斯汀(Tustin)近似表示实施：

此处，可将k₁及k₂计算为：

及

其中T_sample是采样周期，k_p是控制回路比例增益，且ω_z是控制回路零。针对根据实施例的控制，每一切换周期在t_sample对电流采样(T_sample＝t_PRD)。随着转换器的切换频率在TM中改变，调整补偿器参数k₁及k₂以维持所设计交叉频率及相位裕度。将当前回路的整体回路增益(T_i(s))给定为：

此处，G_CS是非反相电流感测放大器504d的增益，且V_m是DPWM电路506e的最大计数(数字计数器622)。G_CS被计算为：

其中n是ADC 504f的位的数目，且V_{Ref_ADC}是ADC 504f的参考电压。应注意，在其它实例实施例中，可使用其它近似表示(例如，正向欧拉(Euler)、反向欧拉)计算k₁及k₂，或可使用其它类型的补偿器而非比例积分补偿器(例如，比例补偿器、比例积分差分补偿器、比例加双积分补偿器)。

输出电压控制回路

根据一些实施例，电压控制回路可实施为标准输出电压控制回路。如可见，比较升压PFC转换器的输出V_Out(如经感测且转换为数字域V_{Out_d})与参考电压V_{Out_ref}(如由用户编程或以其它方式给定)。使用所得错误电压来产生由输入电流控制回路使用的输出电压V_c，v，如上文解释。可使用任何数目个电压控制回路且本公开不希望限于任何特定者。

DPWM电路

图6c示意性地说明根据本公开的实施例的图5的控制器的DPWM电路506e。如可见，DPWM电路506e包含由CLK_DPWM计时的数字计数器622。此计数器622由实施TM、PZM与CCM之间的自主模式转变的自主模式转变(AMT)块复位。来自电流补偿器612(电流控制回路506c)的输出V_c，i及可编程(或固定)死区时间t_r1用于针对HF_HS及HF_LS开关产生栅极驱动信号D及D′。DPWM电路506e还针对两个采样保持电路504a及504e产生触发信号SH_TrigA及SH_TrigB。DPWM电路506e还使用所产生D及D’信号来计算由电流控制回路506c的I_avg，TM模块607使用的t_PRD及t_SR信号。电流控制回路506c的I_avg，CCM模块608还使用t_PRD信号。DPWM电路506e还使用所产生V_ZCD、V_ZVS+及V_ZVS-信号(由模拟前端504产生)以分别计算还由电流控制回路506c的I_avg，TM模块607使用的t_ZCD、t_ZVS+及t_ZVS-信号。

如进一步可见，AMT块包含经配置以在切换周期结束时通过如由OR门621检测到的CCM时钟信号或ZVS脉冲信号(首先到达者)对计数器622复位的若干逻辑门。CCM时钟信号对应于补偿器619的输出。ZVS脉冲信号对应于AND门620的输出。根据一些此类实施例，AMT块的此逻辑在整个CCM及混合模式中在CCM中操作升压PFC转换器，直到所要TM频率变得高于CCM频率，此时，转换器将模式平滑地改变到TM。

更详细来说，CCM时钟信号由比较器619产生，所述比较器619在其正输入处具有计数器622的CNTR输出且在其负输入处具有最大计数器值(t_{PRD_max_count})。因此，比较器619的输出提供OR门621的一个输入且保持为低，直到计数器622的CNTR输出达到对应于切换周期时段t_PRD的结束的最大计数t_{PRD_max_count}。ZVS脉冲信号源自若干信号，包含由模拟前端的比较器504j及504k确定的V_ZVS+及V_ZVS-信号以及V_ac,pos及V_ac,neg信号。V_ac,pos及V_ac,neg源自VAC_{L_s}及VAC_{N_s}信号。特定来说，针对无桥拓扑，如果VAC_{L_s}大于VAC_{N_s}，那么V_ac,pos等于1且V_ac,neg＝0；且如果VAC_{N_s}大于VAC_{L_s}，那么V_ac,neg等于1且V_ac,pos等于0。针对桥接拓扑，V_ac,pos始终等于1且V_ac,neg始终等于0。因此，在任何此类情况中，如果V_ac,pos及V_ZVS+两者均为高，那么AND门617的输出为高(借此指示在正线路周期期间已实现ZVS)；另一方面，如果V_ac,neg及V_ZVS-两者均高，那么AND门616的输出为高(借此指示在负线路周期期间已实现ZVS)。OR门618感测这些ZVS状况中的任一者且在其输出处报告所述任一者。

AND门620接收OR门618的输出，连同三个其它输入且产生ZVS脉冲信号。更详细来说，AND门620接收信号D'_i，所述信号D'_i在占空比D'信号的上升边缘变高且对应于同步整流器传导周期t_SR的开始或以其它方式指示t_SR是活动的。如可见，信号D'_i由上升边缘检测器625产生，所述信号D'_i与由计数器622输出的CNTR信号同步。另外，AND门620接收模式信号及CLK_DPWM信号。如先前解释，可如下确定模式信号：如果t_ZCD≥t_PRD，那么模式等于CCM(因此模式等于0)；另一方面，如果t_ZCD<t_PRD，那么模式等于TM、PZM或DCM(因此模式等于1)。因此，ZVS脉冲信号响应于OR门618的输出(指示正或负周期的ZVS)、信号D'_i(指示占空比D'信号变活动的及同步整流器传导周期t_SR的开始)、模式信号(指示TM是活动的，或PZM或DCM，视情况而定)及CLK_DPWM信号中的每一者为高而为高。

占空比信号D经由比较器623产生，且在电流控制回路506c的输出V_c,i高于计数器623的CNTR值时变高。占空比信号D'经由比较器624、上升边缘检测器625、AND门626及AND门627产生。特定来说，比较器624的输出在给定可变死区时间t_r1与电流控制回路506c的输出V_c,i的总和低于计数器623的CNTR值时变高。在AND门627的一个输入处接收比较器624的此输出。AND门627的另一输入由AND门626的输出反相并驱动。AND门626的一个输入是V_ZCD信号且另一者是来自上升边缘检测器625的D'。因此，AND门626的输出响应于V_ZCD及D'两者为高而为高，且否则是低的。因此，如果比较器624的输出为高且AND门626的输出为低，那么AND门627的输出为高；否则，AND门627的输出为低。AND门627的输出对应于占空比D'信号。如在此实例实施例中进一步可见，多路复用器628在其输入处接收占空比D及D'信号。如果V_ac,neg为高，那么占空比D信号由MUX 628选择；另一方面，如果V_ac,neg为低，那么占空比D'信号由MUX 628选择。在此实例实施例中，MUX 628的输出提供HF_HS控制信号。另外，多路复用器629在其输入处接收占空比D及D'信号。如果V_ac,pos为高，那么占空比D'信号由MUX 629选择；另一方面，如果V_ac,pos为低，那么占空比D信号由MUX 629选择。在此实例实施例中，MUX 629的输出提供HF_LS控制信号。应注意，并非在全部实施例中使用或产生D及D'占空比信号。例如，AC无桥升压PFC转换器仅可使用占空比信号D。在此类实施例中，可不存在多路复用器628及629。另一方面，根据一些实施例，可如图6c中展示那样配置图腾柱无桥升压PFC转换器。

如在图6c中进一步可见，比较器630在其正输入处接收给定值Trig_ADC且在其负输入处接收CNTR信号，且输出SH_TrigA信号，所述SH_TrigA信号在Trig_ADC大于CNTR信号时变高，借此触发采样保持电路504a，如先前解释。另外，比较器631在其正输入处接收V_c,i信号、0.5*t_SR信号及t_r1信号的总和且在其负输入处接收CNTR信号，且输出SH_TrigB信号，所述SH_TrigB信号在正输入处的经加总值大于CNTR信号时变高，借此触发采样保持电路504e，如先前解释。

如在图6c中进一步可见，上升边缘检测器632在其输入处接收占空比D信号且在占空比D信号的上升边缘发生时输出CNTR的值。因此，可确定可在下一周期中使用的时间信号t_PRD。另外，上升及下降边缘检测器633在其输入处接收占空比D'信号且在占空比D'信号的上升边缘发生时且在占空比D'信号的下降边缘时输出CNTR的值。因此，可确定可在下一周期中使用的时间信号t_SR。在一些此类实施例中，应注意，边缘检测可发生在所检测信号的上升边缘及/或下降边缘的中点处(例如，中点+/-10％)，虽然取决于所使用边缘检测器，其它边缘检测器可在沿着上升或下降边缘的任何处触发。

另外，上升边缘检测器634在其输入处接收V_ZCD信号且在V_ZCD信号的上升边缘发生时输出CNTR的值。因此，可确定可在下一切换周期或甚至当前切换周期中使用的时间信号t_ZCD。如进一步可见，上升边缘检测器635在其输入处接收V_ZVS+信号且在V_ZVS+信号的上升边缘发生时输出CNTR的值。因此，可确定可在下一切换周期中使用的时间信号t_ZVS+。另外，上升边缘检测器636在其输入处接收V_ZVS-信号且在V_ZVS-信号的上升边缘发生时输出CNTR的值。因此，可确定可在下一切换周期中使用的时间信号t_ZVS-。

操作模式

控制器105支持CCM、TM及DCM以及PZM中的转换器操作，如上文解释。操作模式可经用户选择(例如，经由可编程前端506g)或可由控制器105自主确定。图7以图形说明根据本公开的实施例的依据升压电感器电流及输入线路电压而变化的自主模式选择方法论。如可见，在自主模式中，升压PFC转换器在高电感器电流电平下在CCM中操作。随着电流电平减小，转换器开始在本文中称为PZM的混合模式中操作，其中转换器在与CCM与TM之间的平滑过渡相同的线路周期内在CCM及TM两者中操作。随着负载进一步减小，操作移位到TM操作。实施DCM操作以将TM中的操作频率限于低电流电平。最后，可在非常低电流电平下实施突发模式。根据本公开的一些实例实施例，现接着将解释每一操作模式的平均电流控制。

CCM操作

根据一些实施例，控制器105以平均电流控制支持固定频率CCM操作。在图8a中展示CCM操作的传感器波形。应注意，针对CCM，t_ZVS等于t_ZCD，其等于t_{PRD_max_count}。根据实施例，如果在前一切换周期[k-1]中，t_ZCD＝t_PRD，那么控制器105将当前切换周期[k]视为CCM。特定来说，控制器105的上升边缘检测器634对V_ZCD的上升边缘加时间戳且如果所述边缘未发生在前一切换周期的D′周期中，那么将切换周期视为CCM周期。在CCM周期中，如下决定第k切换周期的采样时刻：t_sample[k]＝t_duty[k]+t_r1[k]+0.5t_SR[k-1]。在CCM期间，输入电流的平均值可由I_avg，CCM模块608计算为：

I_avg的此定义确保CCM与PZM之间的边界处的平滑转变(部分ZVS模式，也称为混合模式)，如下文讨论。如上文先前解释，I_sample源自采样保持电路504e在当前切换周期[k]期间在升压同步整流器传导周期t_SR的中点(t_sample)捕获电感器电流，且所捕获值经由ADC 504f转换为数字域且由ADC逻辑506a调整(根据一些实施例)以提供I_sample(在本文中也称为I_{D_d})。进一步回想，可从前一切换周期[k-1]提供t_PRD，且t_r1是用户可配置或固定或以其它方式给定的值。

PZM操作

为了具有CCM与TM操作之间的平滑过渡，控制器105在此两个操作之间在部分ZVS或混合模式中操作转换器。此混合模式在本文中被称为PZM。PZM是由电感器电流在切换周期结束之前在同步整流器传导中变为零定义的固定频率模式且高频开关节点在剩余时间期间部分放电，如图8b中展示。应注意，针对PZM，t_ZVS等于t_PRD，且t_ZCD小于t_{PRD_max_count}。因此，V_ZCD信号在周期t_PRD结束之前变高但ZVS信号在周期t_PRD结束时为高。在PZM期间，输入电流(I_avg，PZM)的平均值可由I_avg，TM模块607计算为：

此处，

其中

应注意，此计算是近似表示且假定在平均电流中无来自I_pk3的贡献。以与关于CCM解释类似的方式提供I_sample。另外，L_Boost是给定的，C_r是高频开关节点处的有效谐振电容(时间相关)，

且

另外，从感测信号V_{Out_d}获得V_Out，且V_ac＝|VAC_{L_s}-VAC_{N_s}|，且针对桥接拓扑，V_ac＝|V_{Rect_s}|或|VAC_{L_s}|。V_Out及V_ac两者可来自当前切换周期或前一切换周期[k-1]。另外，t_PRD、t_SR及t_ZVS的值可来自前一切换周期[k-1]，且可从当前切换周期[k]或前一切换周期[k-1]获得t_ZCD及t_duty的值。

TM操作

存低电流电平下，控制器105存TM中操作升压PFC转换器。在TM中，转换器自然地实现

的全ZVS。TM由V_ZCD及V_ZVS传感器两者在如图8c中展示的周期结束之前变高特性化。针对TM，t_ZCD小于t_ZVS，且t_ZVS约等于t_PRD(例如，t_ZVS与t_PRD相同或在t_PRD的10％内)，且t_PRD小于t_{PRD_max_count}。在TM中，平均电流(I_avg，TM)可由I_avg，TM模块607以与在PZM中所进行相同的方式计算，如此处展示：

此处，可如下计算t_fall：

就如同PZM操作。关于I_sample及可从前一切换周期[k-1]及/或当前切换周期[k]获取的各种信号值的先前讨论在此处同样适用。

虽然在TM中支持的最大切换频率可在实施例间变动，但在一个实例情况中，控制器105在TM中支持高达1MHz的切换频率。为了减少计算时间，可使用t_fall估计而非基于sin(x)的方法。在图8d中展示一个此近似表示。曲线拟合针对ω_r的特定值给定且仅是M(＝V_Out/v_ac)的函数。曲线拟合的系数可依据给定升压PFC转换器系统的谐振参数变化而放大或缩小。

在TM中操作的升压PFC转换器可针对低线路状况(例如，v_ac＜V_Out/2)的两个开关节点转变自然地实现ZVS。然而，针对高线路状况(例如，v_ac＞V_Out/2)，高频开关节点可能不在死区时间段t_r2期间一直放电到零。为了针对此高线路情况实现ZVS，同步整流器传导时间t_SR可通过t_SR，extra延伸超出电流过零以建立负电感器电流I_SR，extra，其中：

且

应注意，根据一些实施例，可针对(1.1＜M＜2)使用四阶或五阶多项式近似表示t_SR，extra。

DCM操作

在TM中，操作频率与平均电感器电流电平成反比。因此，根据一些实施例，在低负载/高线路电压下，如果TM中的所要操作频率高于最大允许切换频率f_max，那么控制器105将转换器操作改变到DCM以限制最大频率f_max。在TM操作期间，如果升压PFC转换器尝试在高于f_max下操作，那么转换器在后续线路过零处转变到DCM操作且接着保持在DCM中操作。在DCM中，传感器操作及平均电流计算类似于如图8e中展示的TM的传感器操作及平均电流计算，其中具有一些显著差异。

首先，代替响应于ZVS信号变高而切换，控制器105在开始新周期之前等待额外谐振时间间隔(t_res)。因此，与TM操作相比，有效切换周期(t_PRD)增加且切换频率减小。第二，可忽略t_fall估计。DCM中的平均电流可由I_avg，TM模块607计算为：

关于I_sample以及可从前一切换周期[k-1]及/或当前切换周期[k]获取的各种信号值的先前讨论在此处同样适用。应注意，关于I_avg，DCM计算，t_fall及t_res经捕获或以其它方式包含于t_PRD中。

自主模式转变

如先前提及，控制器105可经配置以在如由用户选择的特定操作模式中操作或其可在其中控制器基于电感器电流电平确定操作模式的自主配置中操作。根据实施例，在自主模式中，控制器105在逐周期基础上实施模式确定。根据一些实例，来自前一切换周期的传感器信息用于确定当前周期的采样时刻(在t_sample收集的I_sample，如上文解释)、操作模式及相关联电流平均化。以下参数可用于确定操作模式及模式转变边界：CCM操作频率(或基础频率)f_CCM；升压电感L_Boost；及最大操作频率f_max。根据实施例，上文的参数经选择使得转换器以电感器电流中的显著波纹针对峰值电流电平(低线路、额定功率)在CCM中操作。在图9a的实例中的切换周期[k]中展示此情境，图9a说明根据本公开的实施例的转换器的多模式操作。更具体来说，图9a展示逐周期波形，其指示采样实例(t_sample)以及计算及更新窗(通常指定为t_delay)。根据实施例，控制器105异步计算且更新补偿器。在一些此类实施例中，这有效地提供用于控制回路计算及更新的时间窗，如此处指示：t_delay＝0.5T_s(D+1)，其中T_s对应于一个切换周期的时间段且D是有源升压开关的占空比(开关在传导的时间)。

如在图9a中可见，CCM操作发生在周期[k]中，CCM边界发生在周期[k+1]中，PZM操作发生在周期[k+2]中且TM操作发生在周期[k+3]中。此处，I_L是指整体升压电感器电流，且I_D是在同步整流器传导周期t_SR期间流动通过感测电阻器的等效二极管电流。因此，如上文提及，转换器在图9a中在切换周期[k]中以电感器电流中的显著波纹针对峰值电流电平(低线路、额定功率)在CCM中操作。随着电流电平减小，当电感器电流I_L恰在切换周期[k+1]结束时下降到零时，达到CCM操作的边界，如图9a中进一步展示。根据实施例，随着电流更进一步下降，部分ZVS模式(PZM)操作开始，其中转换器保持以不同程度的部分ZVS(周期[k+2])在f_CCM下操作。恰在CCM的边界处，PZM操作具有完整硬切换。随着电流I_L下降，硬切换的量不断减少，直到转换器达到接近ZVS状况。针对更低电流电平，转换器使用全ZVS(周期[k+3])在可变频率TM中操作。

在图9b中展示针对60Hz半线路周期在多模式中操作的升压PFC转换器的实例案例。在线路周期的峰值下，转换器在固定切换频率(f_CCM＝100kHz)下在CCM中操作。随着电流在峰值的任一侧上减小，转换器开始在100kHz下在PZM中且接着最终在TM中操作。可见，PZM允许CCM与TM之间的平滑转变而无操作频率中的任何跳跃。在更高电流电平下，CCM部分更多地朝向过零延伸。在更低电流电平下，CCM部分减小直到转换器针对整个线路周期完全在TM中操作。

实验验证

为了实验上验证根据本公开的实施例的控制方法论的效率优点，设计、建立且测试120VAC线路的600W原型图腾柱无桥升压PFC转换器。参考图3a及3c的实例图腾柱无桥升压PFC转换器111a，使用650V、50mΩGaN FET实施开关S₁及S₂，而使用650V、30mΩ硅超结MOSFET实施开关S₃及S₄。在CCM中，转换器在100kHz的固定切换频率下操作。在图10中展示两个操作状况(即，仅CCM及多模式)的实验测量效率连同每一模式的理论预测效率曲线。可见，与仅CCM操作相比，根据本公开的实施例的多模式操作跨更广范围的输出功率实现更高效率。现应注意，多模式操作帮助转化器在轻负载下实现远更佳效率。应进一步注意，可使用相对更小电感器值维持此性能。因此，根据一些此类实施例，此实例比较展示不仅可使用本文中提供的技术获得更佳效率，而且还可使用L_Boost的更小电感器值来以更少物理空间实现更佳效率。

进一步实例实施例

实例1是一种用于升压功率因数校正(PFC)转换器的控制器，所述控制器经配置以在多个操作模式中操作所述升压PFC转换器，所述操作模式包含连续传导模式(CCM)、转变模式(TM)及其中所述控制器在同一线路周期内在CCM及TM两者中操作所述转换器的混合模式。

实例2包含实例1的标的物，其中所述操作模式包含不连续传导模式(DCM)。

实例3包含实例1或2的标的物，其中所述混合模式允许CCM与TM之间的自主转变。

实例4包含实例1到3中任一项的标的物，其中在所述混合模式中，所述控制器在CCM频率下操作所述转换器直到TM频率变得高于所述CCM频率，此时所述控制器自主地将所述转换器转变到TM操作。

实例5包含实例1到4中任一项的标的物，其中所述控制器利用用于所述CCM、TM及混合模式中的每一者的平均电流控制。

实例6包含实例5的标的物，其中在所述平均电流控制中使用的电流由无源电阻式分压器电流传感器感测。

实例7包含实例1到6中任一项的标的物，其中所述控制器可与桥接及无桥升压PFC转换器拓扑两者一起使用。

实例8包含实例1到7中任一项的标的物，其中所述控制器包含经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述CCM、TM及混合模式中的每一者的平均电感器电流的电流控制回路。

实例9包含实例8的标的物，其中所述控制器包含模式转变电路，所述模式转变电路包含数字逻辑电路且经配置以产生指示以下的脉冲：已实现零电压切换(ZVS)；所述同步整流器传导周期是活动的；及/或所述TM或混合模式是活动的。根据一些此类实例，这些状况的任何组合可由所述脉冲指示。

实例10包含实例9的标的物，其中所述控制器包含数字计数器，且由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

实例11是一种用于升压功率因数校正(PFC)转换器的控制器，所述控制器包括：电流控制回路，其经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的平均电感器电流；及模式转变电路，其包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换(ZVS)的脉冲。

实例12包含实例11的标的物，其中所述第一或第二操作模式中的一者是在同一半线路周期内包含连续传导模式(CCM)操作及转变模式(TM)操作两者的混合模式。

实例13包含实例11或12的标的物，其中所述第一操作模式是连续传导模式(CCM)，且所述第二操作模式是转变模式(TM)、不连续传导模式(DCM)或在同一半线路周期内包含CCM及TM操作两者的混合模式。

实例14包含实例11到13中任一项的标的物，其中所述电流控制回路包含：第一模块，其经配置以计算用于所述升压PFC转换器的所述第一操作模式的平均电感器电流；第二模块，其经配置以计算用于所述升压PFC转换器的所述第二操作模式的平均电感器电流；及多路复用器电路，其经配置以基于所述升压PFC转换器的操作模式选择由所述第一及第二模块中的一者计算的平均电流。

实例15包含实例11到14中任一项的标的物，其中所述控制器包含一或多个处理器，所述第一及第二模块中的每一者包含可由所述一或多个处理器执行的软件指令。

实例16包含实例11到15中任一项的标的物，其中所述第一及第二模块包含门级逻辑及/或半导体材料。

实例17包含实例11到16中任一项的标的物，其中所述第一或第二模块中的一者经配置以根据

计算平均电感器电流，其中：t_PRD对应于所述升压PFC转换器的切换频率周期；t_duty对应于所述升压PFC转换器的电感器电流的上升部分的持续时间；t_fall对应于所述升压PFC转换器的ZVS的发生与过零的发生之间的持续时间；I_sample对应于所述电流样本；V_Out对应于所述升压PFC转换器的输出电压；C_r对应于所述升压PFC转换器的谐振电容；L_Boost对应于所述升压PFC转换器的升压电感；V_ac对应于所述升压PFC转换器的输入电压；且t_SR对应于所述升压同步整流器传导周期。

实例18包含实例11到16中任一项的标的物，其中所述第一或第二模块中的一者经配置以根据

计算平均电感器电流，其中：t_PRD对应于所述升压PFC转换器的切换频率周期；t_duty对应于所述升压PFC转换器的电感器电流的上升部分的持续时间；I_sample对应于所述电流样本；V_Out对应于所述升压PFC转换器的输出电压；C_r对应于所述升压PFC转换器的谐振电容；L_Boost对应于所述升压PFC转换器的升压电感；V_ac对应于所述升压PFC转换器的输入电压；且t_SR对应于所述升压同步整流器传导周期。

实例19包含实例11到18中任一项的标的物，其中所述电流控制回路经配置以计算用于包含于所述升压PFC转换器的N个循序切换周期的群组中的每一切换周期的平均电感器电流，其中N是2或更大的整数。

实例20包含实例11到19中任一项的标的物，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲进一步指示所述同步整流器传导周期是活动的。

实例21包含实例11到20中任一项的标的物，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲进一步指示连续传导模式(CCM)非活动的，且转变模式(TM)或混合模式是活动的，所述混合模式在同一半线路周期内包含CCM及TM操作两者。

实例22包含实例11到21中任一项的标的物，其中所述控制器包含数字计数器，且由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

实例23是一种系统，其包括升压PFC转换器及实例11到22中任一项的控制器。

实例24是一种用于升压功率因数校正(PFC)转换器的控制器，所述控制器包括：电流控制回路，其经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的电感器电流，其中所述第一操作模式是连续传导模式(CCM)且所述第二操作模式是转变模式(TM)、不连续传导模式(DCM)或在同一半线路周期内包含CCM及TM操作两者的混合模式；及模式转变电路，其包含数字逻辑电路且经配置以产生指示所述TM、DCM或混合模式是活动的脉冲。

实例25包含实例24的标的物，其中所述经计算电感器电流是平均电感器电流，且所述电流控制回路包含：第一模块，其经配置以计算用于所述升压PFC转换器的所述第一操作模式的平均电感器电流；第二模块，其经配置以计算用于所述升压PFC转换器的所述第二操作模式的平均电感器电流；及多路复用器电路，其经配置以基于所述升压PFC转换器的操作模式选择由所述第一及第二模块中的一者计算的平均电流。

实例26包含实例25的标的物，其中所述控制器包含一或多个处理器，所述第一及第二模块中的每一者可由所述一或多个处理器执行。在一些实例中，例如，所述第一及第二模块包含在非暂时性处理器可读媒体上编码的指令，所述指令在由所述一或多个处理器执行时使所述平均电流被计算。

实例27包含实例24到26中任一项的标的物，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲进一步指示所述同步整流器传导周期是活动的及/或已实现零电压切换(ZVS)。

实例28是一种升压PFC转换器系统，其包括：实例24到27中任一项的标的物；升压PFC转换器；及接地参考串联电阻，其用于感测在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本。

实例29包含一种用于升压功率因数校正(PFC)转换器的控制器，所述控制器包括：电流控制回路，其经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的平均电感器电流，其中所述第一或第二操作模式中的一者是在同一半线路周期内包含连续传导模式(CCM)操作及转变模式(TM)操作两者的混合模式；数字计数器；及模式转变电路，其包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换(ZVS)的脉冲。由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

实例30包含实例29的标的物，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲进一步指示所述同步整流器传导周期是活动的及/或所述TM或混合模式是活动的。

实例31是一种升压PFC转换器系统，其包括：实例29或30的控制器；升压PFC转换器；接地参考串联电阻，其用于感测在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本；及接地参考电阻式分压器，其用于感测所述升压PFC转换器的切换节点电压，其中所述所感测切换节点电压用于产生指示何时已实现ZVS的ZVS信号。

实例32是一种集成电路，其包括：模拟前端、数字核心及输出缓冲器。所述模拟前端具有第一、第二及第三输入以及第一及第二输出，所述第一输入用于接收代表升压功率因数校正(PFC)AC转DC转换器的AC输入电压的第一模拟感测信号，所述第二输入用于接收代表所述转换器的DC输出电压的第二模拟感测信号，所述第三输入用于接收代表所述转换器的电感器电流的第三模拟感测信号，所述第一输出用于提供第一及第二数字信号，且所述第二输出用于提供第三数字信号，所述第一数字信号代表所述转换器的所述AC输入电压，所述第二数字信号代表所述转换器的所述DC输出电压，且所述第三数字信号代表所述转换器的所述电感器电流。所述数字核心具有第四及第五输入及第三输出，所述第四输入用于接收所述第一及第二数字信号，所述第五输入用于接收所述第三数字信号，且所述第三输出用于提供脉冲宽度调制(PWM)控制信号。所述输出缓冲器具有第六输入及第四输出，所述第六输入用于接收所述PWM控制信号，且所述第四输出用于提供所述PWM控制信号以用于控制所述转换器的切换装置。

实例33包含实例32的标的物，且其中所述模拟前端具有第七输入以及第五及第六输出，所述第七输入用于接收代表所述转换器的切换节点电压的第四模拟感测信号，所述第五输出用于提供指示在所述AC输入电压的正线路周期期间已实现零电压切换(ZVS)的第一ZVS信号，且所述第六输出用于提供指示在所述AC输入电压的负线路周期期间已实现ZVS的第二ZVS信号。

实例34包含实例32或33的标的物且进一步包含具有第八输入及第七输出的数字输入/输出(I/O)，所述第八输入用于接收保护信号，且所述第七输出用于将驱动器启用信号提供到所述转换器的驱动器，所述驱动器启用信号至少部分基于由所述保护信号指示的转换器操作状态。由所述保护信号指示的所述转换器操作状态可(例如)指示正常(无故障)操作，使得所述驱动器启用信号是活动的且因此启用驱动器操作。在此情况中，所述驱动器可将所述PWM控制信号驱动到所述转换器的所述切换装置，借此使所述切换装置根据所述PWM控制信号切换。另一方面，如果由所述保护信号指示的所述转换器操作状态指示不正常(故障)操作(例如过压或过流状况)，那么所述驱动器启用信号非活动的且因此停用驱动器操作。在此情况中，所述驱动器防止所述PWM控制信号施加到所述转换器的所述切换装置且控制所述转换器的所述切换装置。

实例35包含实例32到34中任一项的标的物，且其中所述数字核心包含：电流控制回路、模式转变电路及数字计数器。所述电流控制回路经配置以基于代表所述转换器的所述电感器电流的所述数字信号计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的平均电感器电流，所述第一或第二操作模式中的一者是在所述AC输入电压的同一半线路周期内包含连续传导模式(CCM)操作及转变模式(TM)操作两者的混合模式。所述模式转变电路包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换(ZVS)的脉冲。由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

实例36是一种用于升压功率因数校正(PFC)AC转DC转换器中的自主模式选择的方法，所述转换器包含电感器且具有连续传导模式(CCM)及转变模式(TM)。所述方法包含：使所述转换器在第一电感器电流电平下在CCM中操作；使所述转换器在第二电感器电流电平下在混合模式中操作，所述第二电感器电流电平低于所述第一电感器电流电平；及使所述转换器在第三电感器电流电平下在TM中操作，所述第三电感器电流电平低于所述第二电感器电流电平。在所述混合模式中，所述转换器在所述转换器的AC输入信号的同一周期内在CCM及TM两者中操作。

实例37包含实例36的标的物，且其中所述转换器包含不连续传导模式(DCM)，所述方法包含：使所述转换器在第四电感器电流电平下在DCM中操作，所述第四电感器电流电平低于所述第三电感器电流电平。

实例38包含实例37的标的物，且其中所述转换器包含突发模式，所述方法包含：使所述转换器在第五电感器电流电平下在突发模式中操作，所述第五电感器电流电平低于所述第四电感器电流电平。

实例39包含一种集成电路，其经配置以实行实例36到38中任一项的方法。所述集成电路包含模拟前端、数字核心及输出缓冲器。所述模拟前端具有第一、第二及第三输入以及第一及第二输出，所述第一输入用于接收代表AC输入信号的第一模拟感测信号，所述第二输入用于接收代表转换器的DC输出电压的第二模拟感测信号，所述第三输入用于接收代表所述转换器的电感器电流的第三模拟感测信号，所述第一输出用于提供第一及第二数字信号，且所述第二输出用于提供第三数字信号，所述第一数字信号代表所述转换器的AC输入电压，所述第二数字信号代表所述转换器的所述DC输出电压，且所述第三数字信号代表所述转换器的所述电感器电流。所述数字核心具有第四及第五输入及第三输出，所述第四输入用于接收所述第一及第二数字信号，所述第五输入用于接收所述第三数字信号，且所述第三输出用于提供脉冲宽度调制(PWM)控制信号。所述输出缓冲器具有第六输入及第四输出，所述第六输入用于接收所述PWM控制信号，且所述第四输出用于提供所述PWM控制信号以用于控制所述转换器的切换装置。

实例40包含实例39的标的物，且其中所述数字核心包含电流控制回路、模式转变电路及数字计数器。所述电流控制回路经配置以基于代表所述转换器的所述电感器电流的所述数字信号计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的电感器电流(例如，平均电流)。所述第一或第二操作模式中的一者是在所述AC输入电压的同一半线路周期内包含连续传导模式(CCM)操作及转变模式(TM)操作两者的混合模式。所述模式转变电路包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换(ZVS)的脉冲。由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

已为了说明及描述的目的呈现本公开的实例实施例的前述描述。其不希望为详尽的或将本公开限于所公开的精确形式。鉴于本公开，许多修改及变动是可能的。本公开的范围不希望由此详细描述限制而是由所附权利要求书限制。

Claims (25)

1.一种用于升压功率因数校正PFC转换器的控制器，所述控制器经配置以在多个操作模式中操作所述升压PFC转换器，所述操作模式包含连续传导模式CCM、转变模式TM及其中所述控制器在同一线路周期内在CCM及TM两者中操作所述转换器的混合模式。

2.根据权利要求1所述的控制器，其中在所述混合模式中，所述控制器在CCM频率下操作所述转换器直到TM频率变得高于所述CCM频率，此时所述控制器自主地将所述转换器转变到TM操作。

3.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器利用用于所述CCM、TM及混合模式中的每一者的平均电流控制。

4.根据权利要求3所述的控制器，其中在所述平均电流控制中使用的电流由无源电阻式分压器电流传感器感测。

5.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器包含：

电流控制回路，其经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述CCM、TM及混合模式中的每一者的平均电感器电流；

模式转变电路，其包含数字逻辑电路且经配置以产生指示以下中的一者、两者或全部三者的脉冲：已实现零电压切换ZVS，所述同步整流器传导周期是活动的及/或所述TM或混合模式是活动的；及

数字计数器，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

6.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器包含模式转变电路，所述模式转变电路包含数字逻辑电路且经配置以产生指示以下的脉冲：已实现零电压切换ZVS；所述同步整流器传导周期是活动的；及所述TM或混合模式是活动的。

7.一种用于升压功率因数校正PFC转换器的控制器，所述控制器包括：

电流控制回路，其经配置以基于在所述升压PFC转换器的升压同步整流器传导周期期间获取的电流样本计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的平均电感器电流；及

模式转变电路，其包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换ZVS的脉冲。

8.根据权利要求7所述的控制器，其中所述第一或第二操作模式中的一者是在同一半线路周期内包含连续传导模式CCM操作及转变模式TM操作两者的混合模式。

9.根据权利要求7所述的控制器，其中所述第一操作模式是连续传导模式CCM，且所述第二操作模式是转变模式TM、不连续传导模式DCM或在同一半线路周期内包含CCM及TM操作两者的混合模式。

10.根据权利要求7所述的控制器，其中所述电流控制回路包含：

第一模块，其经配置以计算用于所述升压PFC转换器的所述第一操作模式的平均电感器电流；

第二模块，其经配置以计算用于所述升压PFC转换器的所述第二操作模式的平均电感器电流；及

多路复用器电路，其经配置以基于所述升压PFC转换器的操作模式选择由所述第一及第二模块中的一者计算的平均电流。

11.根据权利要求10所述的控制器，其中所述第一或第二模块中的一者经配置以根据

计算平均电感器电流，其中：

t_PRD对应于所述升压PFC转换器的切换频率周期；

t_duty对应于所述升压PFC转换器的电感器电流的上升部分的持续时间；

t_fall对应于所述升压PFC转换器的ZVS的发生与过零的发生之间的持续时间；

I_sample对应于所述电流样本；

V_Out对应于所述升压PFC转换器的输出电压；

C_r对应于所述升压PFC转换器的谐振电容；

L_Boost对应于所述升压PFC转换器的升压电感；

V_ac对应于所述升压PFC转换器的输入电压；且

t_SR对应于所述升压同步整流器传导周期。

12.根据权利要求10所述的控制器，其中所述第一或第二模块中的一者经配置以根据

计算平均电感器电流，其中：

t_PRD对应于所述升压PFC转换器的切换频率周期；

t_duty对应于所述升压PFC转换器的电感器电流的上升部分的持续时间；

I_sample对应于所述电流样本；

V_Out对应于所述升压PFC转换器的输出电压；

C_r对应于所述升压PFC转换器的谐振电容；

L_Boost对应于所述升压PFC转换器的升压电感；

V_ac对应于所述升压PFC转换器的输入电压；且

t_SR对应于所述升压同步整流器传导周期。

13.根据权利要求7所述的控制器，其中所述电流控制回路经配置以计算用于包含于所述升压PFC转换器的N个循序切换周期的群组中的每一切换周期的平均电感器电流，其中N是2或更大的整数。

14.根据权利要求7所述的控制器，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲进一步指示所述同步整流器传导周期是活动的。

15.根据权利要求7所述的控制器，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲进一步指示连续传导模式CCM非活动的，且转变模式TM或混合模式是活动的，所述混合模式在同一半线路周期内包含CCM及TM操作两者。

16.根据权利要求7所述的控制器，其包含数字计数器，其中由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

17.一种系统，其包括升压PFC转换器及根据权利要求7所述的控制器。

18.一种集成电路，其包括：

模拟前端，其具有第一、第二及第三输入以及第一及第二输出，所述第一输入用于接收代表升压功率因数校正PFC AC转DC转换器的AC输入电压的第一模拟感测信号，所述第二输入用于接收代表所述转换器的DC输出电压的第二模拟感测信号，所述第三输入用于接收代表所述转换器的电感器电流的第三模拟感测信号，所述第一输出用于提供第一及第二数字信号，且所述第二输出用于提供第三数字信号，所述第一数字信号代表所述转换器的所述AC输入电压，所述第二数字信号代表所述转换器的所述DC输出电压，且所述第三数字信号代表所述转换器的所述电感器电流；

数字核心，其具有第四及第五输入及第三输出，所述第四输入用于接收所述第一及第二数字信号，所述第五输入用于接收所述第三数字信号，且所述第三输出用于提供脉冲宽度调制PWM控制信号；及

输出缓冲器，其具有第六输入及第四输出，所述第六输入用于接收所述PWM控制信号，且所述第四输出用于提供所述PWM控制信号以用于控制所述转换器的切换装置。

19.根据权利要求18所述的集成电路，其中所述模拟前端具有第七输入以及第五及第六输出，所述第七输入用于接收代表所述转换器的切换节点电压的第四模拟感测信号，所述第五输出用于提供指示在所述AC输入电压的正线路周期期间已实现零电压切换ZVS的第一ZVS信号，且所述第六输出用于提供指示在所述AC输入电压的负线路周期期间已实现ZVS的第二ZVS信号。

20.根据权利要求18所述的集成电路，其包含具有第八输入及第七输出的数字输入/输出I/O，所述第八输入用于接收保护信号，且所述第七输出用于将驱动器启用信号提供到所述转换器的驱动器，所述驱动器启用信号至少部分基于由所述保护信号指示的转换器操作状态。

21.根据权利要求18所述的集成电路，其中所述数字核心包含：

电流控制回路，其经配置以基于代表所述转换器的所述电感器电流的所述数字信号计算用于所述升压PFC转换器的第一操作模式及所述升压PFC转换器的第二操作模式中的每一者的平均电感器电流，所述第一或第二操作模式中的一者是在所述AC输入电压的同一半线路周期内包含连续传导模式CCM操作及转变模式TM操作两者的混合模式；

模式转变电路，其包含数字逻辑电路且经配置以产生指示已实现零电压切换ZVS的脉冲；及

数字计数器，由所述模式转变电路产生的所述脉冲使所述计数器复位。

22.一种用于升压功率因数校正PFC AC转DC转换器中的自主模式选择的方法，所述转换器包含电感器且具有连续传导模式CCM及转变模式TM，所述方法包括：

使所述转换器在第一电感器电流电平下在CCM中操作；

使所述转换器在第二电感器电流电平下在混合模式中操作，所述第二电感器电流电平低于所述第一电感器电流电平，且在所述混合模式中，所述转换器在所述转换器的AC输入信号的同一周期内在CCM及TM两者中操作；及

使所述转换器在第三电感器电流电平下在TM中操作，所述第三电感器电流电平低于所述第二电感器电流电平。

23.根据权利要求22所述的方法，其中所述转换器包含不连续传导模式DCM，所述方法包含：

使所述转换器在第四电感器电流电平下在DCM中操作，所述第四电感器电流电平低于所述第三电感器电流电平。

24.根据权利要求23所述的方法，其中所述转换器包含突发模式，所述方法包含：

使所述转换器在第五电感器电流电平下在突发模式中操作，所述第五电感器电流电平低于所述第四电感器电流电平。

25.一种集成电路，其经配置以实行根据权利要求22所述的方法，所述集成电路包含：

模拟前端，其具有第一、第二及第三输入以及第一及第二输出，所述第一输入用于接收代表AC输入信号的第一模拟感测信号，所述第二输入用于接收代表所述转换器的DC输出电压的第二模拟感测信号，所述第三输入用于接收代表所述转换器的电感器电流的第三模拟感测信号，所述第一输出用于提供第一及第二数字信号，且所述第二输出用于提供第三数字信号，所述第一数字信号代表所述转换器的AC输入电压，所述第二数字信号代表所述转换器的所述DC输出电压，且所述第三数字信号代表所述转换器的所述电感器电流；

数字核心，其具有第四及第五输入及第三输出，所述第四输入用于接收所述第一及第二数字信号，所述第五输入用于接收所述第三数字信号，且所述第三输出用于提供脉冲宽度调制PWM控制信号；及

输出缓冲器，其具有第六输入及第四输出，所述第六输入用于接收所述PWM控制信号，且所述第四输出用于提供所述PWM控制信号以用于控制所述转换器的切换装置。

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