CN113892229A - 用于无线功率传输的转换器以及相关的系统、方法和设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了与无线功率发射器的转换器有关的系统、方法和设备。用于无线功率发射器的控制器被配置为对输出电压电位进行采样以产生数字输出电压电位，确定输出参考电压电位与该数字输出电压电位之间的误差，对该误差进行滤波以确定经滤波错误，以及将自适应增益应用于该经滤波误差以确定占空比控制信号。响应于该无线功率发射器的转换器的转换器输入电压电位，确定该自适应增益。该控制器还被配置为基于该占空比控制信号来确定包括降压脉冲宽度调制(PWM)信号和升压PWM信号的控制器输出，该控制器输出被配置为控制该无线功率发射器的该转换器。

Description

用于无线功率传输的转换器以及相关的系统、方法和设备
优先权声明
本申请要求于2019年5月29日提交的名称为“Digital Demodulation forWireless Power Transfer”的美国临时专利申请62/854,031的申请日的权益，该临时专利申请的全部公开内容据此以引用方式并入本文。
技术领域
本公开整体涉及无线功率传输，并且更具体地，一些实施方案涉及用于无线功率发射器的功率转换器。
背景技术
无线功率传输系统可将功率从一个电子设备传输到另一个电子设备。更具体地，发射设备的发射器可生成电磁场，并且接收设备的接收器可从该电磁场提取功率。
附图说明
虽然本公开以特别指出并清楚地要求保护具体实施方案的权利要求书作为结尾，但当结合附图阅读时，通过以下描述可更容易地确定本公开范围内的实施方案的各种特征和优点，在附图中：
图1是根据本公开的各种实施方案的包括发射器和接收器的无线功率系统的框图；
图2是根据本公开的各种实施方案的发射器的框图，该发射器是图1的发射器的示例；
图3是根据本公开的各种实施方案的无线功率系统的示意图；
图4是根据本公开的一些实施方案的数字解调过程的功能流程图；
图5是根据本公开的一些实施方案的示出了数字振幅解调波形的标绘图；
图6是根据一些实施方案的示出了在满负载条件下的数字振幅解调波形的标绘图；
图7是根据一些实施方案的示出了在无负载条件下的数字振幅解调波形的标绘图；
图8是根据一些实施方案的可用于选择性平均化的数字解调过程的功能流程图；
图9是根据一些实施方案的示出了在无负载条件下的选择性平均化解调波形的标绘图；
图10是根据一些实施方案的示出了在负载条件下的选择性平均化解调波形的标绘图；
图11是根据一些实施方案的示出了选择性平均解调波形的标绘图；
图12是根据一些实施方案的示出了操作无线功率系统的无线发射器的方法的流程图；
图13是根据一些实施方案的示出了操作无线功率系统的无线发射器的方法的流程图；
图14是根据一些实施方案的用于处理感测电流信号的数字解调系统的功能流程图；
图15是根据一些实施方案的用于处理测量电压电位的数字解调系统的功能流程图；
图16是根据本公开的各种实施方案的转换器的示意图，该转换器是图2或图3的转换器的示例；
图17是根据一些实施方案的无线功率发射器的一部分的示意图；
图18是根据一些实施方案的控制器的一部分的框图；
图19是根据一些实施方案的示出了转换器的降压模式的占空比控制信号和降压占空比之间的关系的标绘图；
图20是根据一些实施方案的示出了转换器的升压模式的占空比控制信号和升压占空比之间的关系的标绘图；
图21是根据一些实施方案的示出了占空比控制信号与跨越降压模式和CBB模式两者的占空比之间的关系的标绘图；
图22是在没有图18的自适应增益的情况下图17的发射器部分的开环增益的波特标绘图；
图23是在具有图18的自适应增益的情况下图17的发射器部分的开环增益的波特标绘图；
图24是示出了在降压模式下操作的图17的发射器的部分的各种波形的标绘图；
图25是示出了在升压或CBB模式下操作的图17的发射器的部分的各种波形的标绘图；
图26是示出了在升压或CBB模式下操作的图17的发射器的部分的各种波形的标绘图；
图27是根据一些实施方案的示出了操作无线功率发射器的方法的流程图；并且
图28是可用于一些实施方案的计算设备的框图。
具体实施方式
在以下具体实施方式中，参考了形成本公开的一部分的附图，并且在附图中以举例的方式示出了可实施本公开的实施方案的特定示例。充分详细地描述了这些实施方案，以使本领域的普通技术人员能够实践本公开。然而，可利用其他实施方案，并且可在不脱离本公开的范围的情况下进行结构、材料和过程的变化。
本文所呈现的图示并不旨在为任何特定方法、系统、设备或结构的实际视图，而仅仅是用于描述本公开的实施方案的理想化表示。本文所呈现的附图未必按比例绘制。为了读者的方便，各附图中的类似结构或部件可保持相同或相似的编号；然而，编号的相似性并不意味着该结构或部件在尺寸、组成、配置或任何其他属性方面必须是相同的。
以下描述可包括示例以帮助本领域的普通技术人员实践本发明所公开的实施方案。使用术语“示例性的”、“通过示例”和“例如”是指相关描述是说明性的，虽然本公开的范围旨在涵盖示例和法律等同形式，但使用此类术语并不旨在将实施方案或本公开的范围限制于指定的部件、步骤、特征或功能等。
应当容易理解，如本文一般所述并且在附图中示出的实施方案的部件可被布置和设计成多种不同的配置。因此，对各种实施方案的以下描述并不旨在限制本公开的范围，而是仅代表各种实施方案。虽然实施方案的各个方面可在附图中呈现，但是附图未必按比例绘制，除非特别指明。
此外，所示出和描述的特定实施方式仅为示例，并且不应理解为实施本公开的唯一方式，除非本文另外指明。元件、电路和功能可以框图形式示出，以便不以不必要的细节模糊本公开。相反，所示出和描述的特定实施方式仅为示例性的，并且不应理解为实施本公开的唯一方式，除非本文另外指明。另外，块定义和各个块之间逻辑的分区是特定实施方式的示例。对于本领域的普通技术人员将显而易见的是，本公开可通过许多其他分区解决方案来实践。在大多数情况下，已省略了关于定时考虑等的细节，其中此类细节不需要获得本公开的完全理解，并且在相关领域的普通技术人员的能力范围内。
本领域的普通技术人员将会理解，可使用多种不同技术和技法中的任何一者来表示信息和信号。为了清晰地呈现和描述，一些附图可以将信号示出为单个信号。本领域的普通技术人员应当理解，信号可表示信号总线，其中总线可具有多种位宽度，并且本公开可在包括单个数据信号在内的任意数量的数据信号上实现。
结合本文所公开的实施方案描述的各种示例性逻辑块、模块和电路可以用通用处理器、专用处理器、数字信号处理器(DSP)、集成电路(IC)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑设备、分立栅极或晶体管逻辑部件、分立硬件部件或设计成实施本文所描述的功能的其任何组合来实现或实施。通用处理器(在本文中可也称为“主机处理器”或简称“主机”)可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可实现为计算设备的组合，诸如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核结合的一个或多个微处理器或任何其他此类配置。在通用计算机被配置为执行与本公开的实施方案相关的计算指令(例如，软件代码)时，包括处理器的通用计算机被认为是专用计算机。
实施方案可根据被描绘为流程图、流程示意图、结构图或框图的过程来描述。虽然流程图可将操作动作描述为顺序过程，但是这些动作中的许多动作可在另一序列中、并行地或基本上同时地执行。此外，可重新安排动作的顺序。过程可以对应于方法、线程、函数、程序、子例程、子程序等。此外，本文所公开的方法可以在硬件、软件或两者中实现。如果在软件中实现，这些函数可作为一个或多个指令或代码存储或传输到计算机可读介质上。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，该通信介质包括有利于将计算机程序从一个位置传递到另一个位置的任何介质。
除非明确说明此类限制，否则使用名称诸如“第一”、“第二”等对本文的元件的任何引用不限制那些元件的数量或顺序。相反，这些名称可在本文中用作在两个或更多个元件或元件的实例之间进行区分的便利方法。因此，提及第一元件和第二元件并不意味着在那里只能采用两个元件，或者第一元件必须以某种方式在第二元件之前。此外，除非另外指明，一组元件可包括一个或多个元件。
如本文所用，涉及给定参数、属性或条件的术语“基本上”是指并且包括在本领域的普通技术人员将会理解的给定参数、属性或条件满足小程度的方差的程度，诸如例如在可接受的制造公差内。以举例的方式，取决于基本上满足的具体参数、属性或条件，参数、属性或条件可至少满足90％、至少满足95％、或甚至至少满足99％。
在广泛的应用中，功率可从一个设备无线传输到另一个设备。Qi是由无线电力联盟开发的开放式接口标准，其使用感应充电进行无线功率传输。无线功率系统(诸如Qi无线功率系统)包括发射器和接收器。在一些示例中，该发射器基于从接收器接收的反馈来控制传输到该接收器的功率。该接收器和该发射器之间的通信可通过改变接收器处的电气条件在带内完成。可使用接收器处的开关电阻或开关电容来实现状态的改变。变化率通常在1kHz至2kHz之间，以将比特流从接收器传输到发射器。该接收器上的电容或电阻的变化会导致发射器端处的线圈电压电位Vcoil、线圈电流Icoil和所得测量电压电位Vmeas或感测电流Isense的变化。在发射器端，该反馈表现为状态变化率(例如，1kHz至2kHz，但不限于此)的比特流。用于功率传输的基本频率是变化的(例如，从110kHz到205kHz，但不限于此)。发射器信号(即，发射器端处的线圈电压电位Vcoil或线圈电流Icoil)经历大约几毫伏或几毫安至数百毫伏或数百毫安的振幅变化，这取决于接收器线圈与发射器线圈的对准、输入电压或负载条件(但不限于此)。其他发射器信号(诸如测量电压电位Vmeas和感测电流Isense)的振幅变化可响应于线圈电压电位Vcoil和线圈电流Icoil的振幅变化而跟随。一个关键的挑战是在未对准的条件下提取解调信号，因为发射器信号可具有微弱的振幅并且可显著失真。此外，预期发射器与具有不同电气特性的若干接收器一起工作。
本文所公开的各种实施方案涉及数字解调。在一些实施方案中，在发射器处，感兴趣的一个或多个信号(例如，线圈电压电位Vcoil、线圈电流Icoil、测量电压电位Vmeas和/或感测电流Isense)可被电平移位(例如，对于电压电位，被电平移位到3.3伏，但不限于此)。此外，一个或多个感兴趣的信号可由模数转换器(ADC)感测并处理(例如，经由一个或多个数字滤波器)以解调以及因此提取由接收器发送的信号。在一些实施方案中，多个信号(例如，线圈电流Icoil和测量电压电位Vmeas，但不限于此)可被并行处理，并且可被提取和验证(例如，使用校验和)的数据(即，从信号提取的来自接收器的数字数据)可用于处理。在一些实施方案中，多于一个信号可提供数据，在这种情况下可使用第一经验证数据。此外，在一些实施方案中，在极端操作条件(诸如未对准)下，单个信号(例如，线圈电流)可提供经验证数据。
此外，在一些实施方案中，选择性平均化(SA)过程(例如，选择性平均化算法，但不限于此)可提供与硬件相位检测电路类似或相同的性能。无线功率标准(例如，Qi标准，但不限于此)可能需要至少两个信号来导出解调数据(即，覆盖所有操作条件)。根据各种实施方案，线圈电压电位Vcoil、线圈电流Icoil、测量电压电位Vmeas或感测电流Isense的振幅调制可使用单个ADC样本来进行处理，而线圈电流相位可使用一个开关周期内的线圈电流Icoil的平均值。本文所公开的各种实施方案可足够稳健以防止传输中的死区，并且因此各种实施方案可减少无线功率传输切断和/或故障的情况。
此外，一些实施方案可涉及功率转换(例如，在无线功率发射器内，但不限于此)。更具体地，一些实施方案涉及无线功率发射器的降压升压转换器。当输入电压范围涵盖输出电压时，可使用四开关降压升压转换器(FSBBC)，其是通用的直流到直流拓扑结构。FSBBC的应用范围是从电池操作的电子器件到高功率电子器件。FSBBC可用于诸如Qi发射器等应用中，其中输入电压和输出电压均是可变的。输入电压围绕输出电压的这种变化可能需要FSBBC根据输出电压与输入电压的比率以降压模式、升压模式或降压升压模式操作。这种拓扑结构的一个问题在于不同操作模式之间的平滑转变。此外，不同操作模式会导致不同的小信号行为，从而导致可变的瞬态响应。
直流-直流转换器的一种相对简单的控制模式是电压模式控制(VMC)。在VMC中，直流-直流转换器的控制结构涉及用作用于控制功率转换器的反馈的输出电压。可将输出电压与参考电压进行比较以产生误差电压，并且该误差电压经过补偿器，该补偿器为四个开关提供占空比数据。该补偿器可包括例如在数字域中实现的PID控制器或3P3Z控制器。该数字补偿器的输出通常在0％至100％之间变化，并且用于控制PWM波形的占空比。占空比继而可控制施加到功率级的电压，从而控制输出电压。
FSBBC的控制结构类似于上面讨论的实施方案(例如，类似于上面讨论的直流-直流转换器的VMC控制结构)。然而，由于不同模式(例如，降压模式和升压模式，但不限于此)组合成单一控制律，所以与常规降压转换器中的0％至100％相比，FSBBC补偿器的输出可在0％至200％之间变化。FSBBC补偿器的输出可确定操作模式。对于0％至100％的值，FSBBC可作为降压转换器操作。对于100％至200％，FSBBC可作为升压转换器操作。然而，考虑到FSBBC的H桥和半桥驱动器操作、特别是自举驱动器的切换中的死区时间(例如，考虑到驱动H桥的支路中的顶部MOSFET的电容器的充电时间)，该占空比值可受到限制。例如，降压模式中最大95％的占空比可允许PWM驱动器自举电容器的充电持续时间为5％。类似地，升压模式中最少5％的占空比可确保可靠的输出电压和必要的时间以防止击穿。这可将降压操作限制在5％至95％，并且将降压操作限制在105％至195％(例如，由于死区时间和半桥驱动器操作)。在95％和105％范围之间，单独的降压模式和升压模式均不能提供可接受的结果。因此，可在95％和105％之间使用级联降压升压(CBB)模式。这样，可生成等于大约100％占空比的输入电压的输出电压，这可能导致输出电压中的纹波更高。
在CBB模式中，降压级和升压级可作为级联转换器操作。降压转换器的输出被馈送至升压转换器。独立地控制降压级和升压级的占空比可实现CBB模式中的输出电压控制。CBB模式可不限于95％至105％极限，而是可扩展到不同(例如，更高)范围。利用该方案，对于给定的输出电压，由于输入电压变化而从一种模式到另一种模式的转变可以是无缝的。本实施方案仅在两种模式下操作，即降压模式和CBB模式。对于从5％到预定占空比诸如95％的补偿器输出，该操作模式是降压模式。超过例如95％，该操作模式可以是CBB模式。
现在参考附图解释本公开的各种实施方案。
图1是根据本公开的各种实施方案的包括发射器102和接收器104的无线功率系统100的框图。发射器102可操作地耦合到被配置为提供输入电压Vin的电压源112(例如，直流(DC)电压源)，并且接收器104耦合到负载110。无线功率系统100还包括与发射器102相关联的线圈106和与接收器104相关联的线圈108，线圈106、108可用于(例如，经由电感耦合)将功率116从发射器102传输到接收器104。当线圈106靠近线圈108时，线圈106和线圈108可被称为耦合线圈114。当线圈106与线圈108恰当对准时，功率传输可能是有效的。应当理解，发射器102可通过控制应用于线圈106的信号的输入电压、频率和/或占空比来控制传输的功率116。
在一些实施方案中，发射器102被配置为基于从接收器104接收的反馈来控制传输到接收器104的功率116。该反馈以及来自接收器104的其他信息可通过改变接收器104处的电气条件而被传送到发射器102。接收器104处电气条件的各种状态可与各种逻辑电平相关联，使得接收器104处的不同电气条件之间的一系列移位(其可由发射器102检测)可与包括不同逻辑电平流的数字信号相关联(例如，在二进制信号具体实施中，接收器104的第一电气条件与逻辑电平“高”相关联，并且接收器104的第二电气条件与逻辑电平“低”相关联)。作为非限制性示例，接收器104处的电气条件的改变可使用接收器(例如，用于负载110)处的开关电阻或开关电容来实现。当负载110的电容和/或电阻切换时，线圈106的电流和/或电压电位改变，这可通过测量线圈106的电压和/或电流和/或通过测量发射器102内的其他电流和/或电压电位来检测。在一些实施方案中，取决于线圈106与线圈108的对准、输入电压Vin、负载条件、其他因素或它们的组合，可观察到大约几毫伏或几毫安到数百毫伏或数百毫安的变化。
在一些实施方案中，接收器104处的电气条件(例如，负载110的电阻和/或电容)的变化频率可介于1kHz和2kHz之间，以将比特流从接收器传输到发射器。在发射器102处，反馈可表现为调制用于功率传输的频率的比特流。用于功率传输的频率是变化的(例如，从110kHz到205kHz)。下文将讨论关于发射器102如何解调来自接收器104的反馈的更多细节。
图2是根据本公开的各种实施方案的发射器200的框图，该发射器是图1的发射器102的示例。在该示例中，发射器200包括转换器204(例如，直流到直流转换器，诸如四开关降压升压转换器(FSBBC))和MOSFET H桥208，该MOSFET H桥包括多个晶体管M1-M4。将参考图16至图26讨论关于转换器204的更多细节。发射器200还包括感测电阻器Rsense和放大器电路206，该感测电阻器可操作地耦合在转换器204和MOSFET H桥208之间，该放大器电路将感测电阻器Rsense跨其输入端子可操作地耦合。在该配置中，放大器电路206是跨导放大器，该跨导放大器被配置为提供感测电流信号Isense，该感测电流信号的振幅响应于感测电阻器Rsense上的电压降并且是其函数，该电压降与由转换器204提供给MOSFET H桥208的输出电流Irail的量成比例。因此，感测电流信号Isense指示由转换器204提供给MOSFET H桥208的输出电流Irail的量。
根据各种实施方案，MOSFET H桥208可经由分别耦合到晶体管M1-M4的栅极G1-G4中的每个栅极的控制器(例如，数字信号控制器，诸如图3的控制器310)来控制。另外，发射器200包括谐振槽电路，该谐振槽电路包括电容器C和电感器L，该电感器L可由图1的发射线圈106来实现，跨MOSFET H桥208的输出部耦合。因此，控制器被配置为通过选择性地偏置晶体管M1-M4的栅极G1-G4来选择性地改变提供给谐振槽电路并且继而提供给电感器L的电流的极性。电感器L上的线圈电压电位Vcoil可由控制器对MOSFET H桥208的控制产生。
MOSFET H桥208还包括整流二极管D1和一对电阻器R1和R2，该对电阻器从电感器L与电容器C之间的节点可操作地彼此串联耦合回到MOSFET H桥208的第一输入部，在本文中被示出为公共电位点，诸如接地点。整流二极管D1可提供线圈电压电位Vcoil的半波整流。测量电压电位Vmeas是在电阻器R1和电阻器R2之间取得的，并且相对于公共电位与发射线圈(L)的第一端的电压电位成比例。MOSFET H桥208的第二输入部耦合到转换器204的输出部。下文更全面讨论的转换器204可被配置为控制由转换器204供应给MOSFET H桥208的干线电压电位Vrail和干线电流Irail。电压源202(例如，直流电压源，诸如电池)能够以输入电流Iin向转换器204提供输入电压电位Vin。
如前所述，控制器可通过选择性地偏置MOSFET H桥208的晶体管M1-M4的栅极G1-G4来选择性地改变提供给谐振槽电路的电流的极性。例如，晶体管M1和M4的栅极G1和G4可被偏置以使晶体管M1和M4传导电流，并且晶体管M2和M3的栅极G2和G3可被偏置以防止晶体管M2和M3传导电流。在栅极G1-G4这样偏置的情况下，来自转换器204的电流流过感测电阻器Rsense、流过晶体管M1、流过电容器C，到达电感器L与电阻器R1和R2的并联组合，并且到达转换器204的回路，该回路被示出为连接到公共电位。另外，晶体管M1和M4的栅极G1和G4可被偏置以防止晶体管M1和M4传导电流，并且晶体管M2和M3的栅极G2和G3可被偏置以使晶体管M2和M3传导电流。在栅极G1-G4这样偏置的情况下，来自转换器204的电流流过感测电阻器Rsense、流过晶体管M3、流过电感器L，到达电容器C与电阻器R1和R2的并联组合，并且到达转换器204的回路。
当线圈电流Icoil穿过电感器L时，功率可由接收器(例如，图1的接收器104)的接收线圈(例如，图1的线圈108)接收。接收器可通过改变接收器处的电气条件(例如，切换负载的电阻和/或电容，如上面参考图1所讨论)来向发射器200提供通信。因此，线圈电流Icoil可响应于接收器处的电气条件的变化而被调制。因此，感测电流信号Isense、测量电压电位Vmeas和线圈电流Icoil可全部响应于接收器处的电气条件的变化而被调制。可将线圈电流Icoil、测量电压电位Vmeas和/或感测电流信号Isense中的一者或多者提供给控制器以提取由接收器提供的通信。在一些实施方案中，控制器可基于由接收器提供给发射器200的信息来调节发射器200(例如，转换器204或MOSFET H桥208，但不限于此)的操作。在其他实施方案中，电压源202可以是可控制的，并且在此类实施方案中，控制器可基于由接收器提供给发射器200的信息来调节电压源202的电压输出。
图3是根据本公开的各种实施方案的无线功率系统300的示意图。无线功率系统300可包括功率耦合元件316，该功率耦合元件包括发射线圈318和接收线圈320。无线功率系统300包括具有相关联的发射线圈318的发射器304和具有相关联的接收线圈320的接收器306。发射器304可操作地耦合到被配置为提供输入电压电位Vin的电压源312(例如，直流电压源)，并且接收器306可操作地耦合到负载308。在至少一些实施方案中，发射器304包括转换器302(例如，直流到直流转换器，诸如FSBBC)和发射桥314(例如，MOSFET H桥，诸如图2的MOSFET H桥208)。例如，转换器302可包括图2的转换器204，并且/或者发射桥314可包括图2的MOSFET H桥208。此外，无线功率系统300包括耦合到转换器302和发射桥314中的每一者的控制器310(例如，数字信号处理微控制器)。控制器310可包括处理核326和存储器324。控制器310可被配置为接收以下各项中的一者或的多者：测量电压电位Vmeas、发射线圈318的线圈电流Icoil的表示(在本文中可简称为“线圈电流”和/或“Icoil”)、感测电流信号Isense(例如，图2的Vmeas、Icoil和Isense)、输入电压电位Vin的递减版本Vin1以及干线电压电位Vrail的递减版本VO1(例如，分别为图17的Vin1和VO1)。此外，控制器310可被配置为将脉冲宽度调制(PWM)信号传送到转换器302和发射桥314中的每一者。控制器310被配置为基于测量电压电位Vmeas、线圈电流Icoil和/或感测电流信号Isense来控制发射桥314的PWM信号。另外，控制器310被配置为基于输入电压电位Vin1的递减版本和干线电压电位VO1的递减版本来控制转换器302的PWM信号。
存在若干方式来控制从发射器(例如，图3的发射器304)发射到接收器(例如，图3的接收器306)的功率322。例如，再次参考图2，可控制干线电压电位Vrail以控制传输的功率322。这可导致固定频率操作。具有输入电压控制的发射器可具有例如125kHz的固定频率。如图3所示，控制器310可用于控制传输到接收器306的功率322。控制器310的输入是测量电压电位Vmeas、线圈电流Icoil和感测电流信号Isense。控制器310的输出为PWM信号，该PWM信号可被供应给转换器302和发射桥314。在可变电压模式控制中，可通过控制转换器302的占空比来控制施加到发射桥314的干线电压电位Vrail。存在其他控制模式，其中干线电压电位Vrail是固定的，并且发射桥314的PWM的各支路之间的频率、占空比或相位是变化的。在此类设计中，如果输入电压Vin具有适当的值，则可以不需要转换器302。作为非限制性示例，在电压源312是电池的情况下，可发生输入电压电位Vin的漂移(例如，取决于电池的电荷状态)，在这种情况下，转换器302可能是令人期望的以防止干线电压电位Vrail的漂移。同样作为非限制性示例，在电压源312是比电池更稳定的电压源的情况下，可不需要转换器302，因为电压源312可充分调控提供给发射桥314的电压电位。
图4是根据本公开的一些实施方案的数字解调系统400(例如，用于处理用于解调的振幅)的功能流程图。在一些实施方案中，数字解调系统400的操作可由控制器(例如，图3的控制器310)执行。在该示例中，相同的处理操作可适用于提供给控制器的信号输入(例如，感测电流信号Isense、测量电压电位Vmeas和线圈电流Icoil，如图3所示)中的任何一者或多者。在一些实施方案中，四个信号(例如，包括测量电压电位Vmeas、线圈电流Icoil和感测电流信号Isense在内的三个振幅信号，以及包括线圈电流相位的一个选择性平均信号，该线圈电流相位包括从线圈电流Icoil提取的相位信息)中的至少两个信号可用于从接收器提取通信，以使得能够在不同的电气和机械条件下提供成功通信来维持功率传输。模数转换器(ADC)402在提供给发射桥314的PWM的接通时间的一半或接近一半处(例如，在晶体管M1/M4、晶体管M2/M3或这两者的接通时间期间)对四个信号中的至少两个信号进行采样。这可提供在无负载条件(即，接收器处无负载)下的峰值测量电压电位Vmeas和线圈电流Icoil的测量。ADC 402可输出ADC信号422。
ADC信号422(即，在ADC 402的数字输出处提供的信号)可穿过三级级联滤波器404以滤除高频分量和低频分量，从而得到三级级联滤波器404的经滤波输出406。三级级联滤波器404包括三个级(级1 416、级2418、级3 420)，包括一个高通级和两个低通级。作为非限制性示例，级1416和级2 418可包括低通滤波器，并且级3 420可包括高通滤波器。高通级可由于半波整流(即，由于图2的整流二极管D1)而滤除ADC信号422中存在的平均分量。两个低通级可滤除例如ADC信号422中存在的125kHz分量。如果该低通滤波不足以滤除125kHz分量，则125kHz分量可表现为三级级联滤波器404的经滤波输出406(例如，补偿器输出)中的纹波。高通滤波器截止频率可被设定为例如1000Hz，而低通频率截止可被设定为例如5000Hz。该配置可提供例如1kHz至5kHz之间的带通滤波器效应。由于在该示例中感兴趣的信号介于1kHz至2kHz之间，因此补偿器的输出(例如，三级级联滤波器404的经滤波输出406)提供解调信号。相比之下，简单的带通滤波器是在阻带中具有20dB/十进制衰减(例如1kHz<f>4kHz)的二阶系统。这将为频率为125kHz的信号提供大约29dB的衰减(125kHz信号将衰减1/28倍)。由于高频(HF)含量具有比低频(LF)解调信号更高的振幅，因此与简单的带通滤波器相比，附加低通滤波器级会为125kHz下的信号提供更高的衰减，其为约59dB(125kHz信号将衰减1/891倍)。这允许有效阻断来自LF解调信号的HF信号。
经滤波的输出406可与具有滞后的阈值进行比较(例如，经由数字比较器408)，以获得逻辑电平为例如0V和3.3V的数字信号424。该数字信号424可被提供给定时分析模块410，该定时分析模块包括输入捕获和逻辑以验证数字信号424的定时以及基于数字信号424的定时特征从波形中提取0或1。例如，信号可按以下方式进行编码：500微秒(μs)内不存在转变可导致“0”，而250μs的转变将等于“1”。例如，Qi消息结构可包括若干“1”以同步检测，随后是起始位、8位消息、奇偶校验和停止位。数据提取模块412从起始位开始提取消息，计算校验和，并且比较奇偶校验以确定消息是否被正确接收。可存在从接收器传递到发射器的若干消息，其中一个消息为控制误差值。接收器可测量其末端处的电压，将其与参考进行比较，并且将误差作为8位带符号整数发送到发射器。在发射器中操作的控制环路可将控制误差应用于控制动作模块414以改变转换器的输出电压(Vrail)。
图5是根据本公开的一些实施方案的示出了数字振幅解调波形的标绘图500。标绘图500包括分别表示线圈电压电位Vcoil(参考接地)和线圈电流Icoil(例如，在图4的ADC402的输入处)的线圈电压电位波形502和线圈电流波形504。此外，标绘图500描绘了由控制器(例如，图3的控制器310)生成的PWM波形506。该PWM波形506可来自提供给发射桥314(图3)的PWM信号。PWM波形506可以基于线圈电压电位波形502、线圈电流波形504或这两者(例如，使用图4的数字解调系统400的操作)来生成。线圈电压电位Vcoil可用二极管(图2的D1)来整流并且(例如，使用电阻分压器)递减到测量电压电位Vmeas，例如3.3V。这可允许仅将线圈电压电位波形502的正部分应用于ADC(例如，图4的ADC402)。无负载时的线圈电压电位波形502在接通时间的一半处(例如，在PWM波形506的逻辑电平低时间段510的中心处)具有峰值508。然而，负载的使用将导致线圈电压电位波形502的峰值508相对于逻辑电平低时间段510的中心位于左侧(即，因为整个线圈电压电位波形502的相位相对于线圈电流波形504和PWM波形506向左移位)，这对应于逻辑电平低时间段510的早期。可通过将图9的测量电压电位波形902(对应于无负载)的位置与图10的测量电压电位波形1002(对应于包含负载)的位置进行比较来观察这种效果。线圈电流Icoil也由二极管来整流并且通过运算放大器缓冲器传递到ADC(例如，图4的ADC 402)以用于振幅解调。相同的整流和缓冲电流可用作控制环路(例如，包含图4的数字解调系统400的控制环路)的参考，该控制环路可基于从接收器接收的反馈进行更新。
根据一些实施方案，为了在将线圈电流Icoil提供给ADC 402之前对线圈电流Icoil进行选择性平均话，线圈电流Icoil可穿过偏移为例如ADC参考电压的一半(例如，3.3V/2，控制器的参考电压电位)并且增益为例如小于1的基于运算放大器的差分放大器。该增益可被选择为允许提供给ADC输入(例如，ADC 402)的线圈电流Icoil小于例如3.3V。线圈电流Icoil在无负载时类似于三角波形。然而，线圈电流Icoil可随着负载增加而变得更接近正弦波(例如，参见图5的ADC线圈电流波形504)。
来自接收器的信号的解调可在以下信号中的任一信号上进行：测量电压电位Vmeas、线圈电流Icoil和感测电流信号Isense。测量电压Vmeas和线圈电流Icoil具有高频分量，可从该高频分量解调接收器信号。然而，感测电流信号Isense通常被严重滤波(例如，使用低通滤波器，诸如利用放大器电路206实现的RC滤波器(未示出))并且类似于DC波形。感测电流信号Isense可用于功率计算和异物检测。
图6是根据一些实施方案的示出了在满负载条件(例如，5W)下的数字振幅解调波形的标绘图600。一起参考图4和图6，标绘图600包括感测电流解调波形602、感测电流波形604(对应于感测电流信号Isense)、测量电压电位解调波形606和测量电压电位波形608(对应于测量电压电位波形Vmeas)。感测电流解调波形602对应于数字信号424，该数字信号424由数字比较器408输出并响应于提供给ADC 402的感测电流电位信号Isense而输入到定时分析模块410。测量电压电位解调波形606对应于响应于输入到ADC 402的测量电压电位Vmeas的数字信号424。感测电流波形604和测量电压电位波形608能够以基本频率(例如，110kHz至205kHz)振荡，这比感测电流解调波形602和测量电压电位解调波形606的振荡快得多(例如，约1kHz至2kHz)。因此，感测电流波形604和测量电压电位波形608在图6中表现为实线，并且因此信号不可从中分辨，但可从中提取。更具体地，可(例如，由控制器诸如图3的控制器310使用图4的数字解调系统400的操作)基于感测电流波形604来生成感测电流解调波形602。另外，可基于测量电压电位波形608来生成测量电压电位解调波形606。感测电流解调波形602和测量电压电位波形608可以是由控制器310(图3)使用的内部信号。
图7是根据一些实施方案的示出了在无负载条件下的数字振幅解调波形的标绘图700。一起参考图4和图7，标绘图700包括感测电流解调波形702、感测电流波形704(对应于感测电流信号Isense)、测量电压电位解调波形706和测量电压电位波形708(对应于测量电流电压电位Vmeas)。可(例如，由控制器诸如图3的控制器310使用图4的数字解调系统400的操作)基于感测电流波形704来生成感测电流解调波形702。该感测电流解调波形702可以是数字信号424，该数字信号424由数字比较器408和定时分析模块410响应于提供给ADC 402的感测电流信号Isense而输出。另外，可基于测量电压电位波形708来生成测量电压电位解调波形706。测量电压电位解调波形706可以是响应于提供给ADC 402的测量电压电位Vmeas的数字信号424。
图8是根据一些实施方案的可用于选择性平均化的数字解调系统800的功能流程图。图8的数字解调系统800类似于图4的数字解调系统400，不同的是数字解调系统800包括在三级级联滤波器404之前的ADC 802和放大级804两者，而不是图4的ADC 402。放大级804可在数字解调系统800的流中添加固定延迟。因此，考虑到由放大级804引入的固定延迟，ADC 802可对线圈电流Icoil进行采样。
图9是根据一些实施方案的示出了在无负载条件下的选择性平均化解调波形的标绘图900。一起参考图8和图9，标绘图900包括电压电位波形902、线圈电流波形904(对应于ADC 802处的线圈电流Icoil)和PWM波形906。电压电位波形902是具有直流偏置的基于运算放大器的低通滤波器的输出，该直流偏置响应于提供给基于运算放大器的低通滤波器的线圈电压电位Vcoil(图2)。电压电位波形902在0伏至3.3伏的范围内。低通滤波器的延迟会使得电压电位波形902与图5的线圈电压电位波形502异相。PWM波形906可由控制器(例如，图3的控制器310，但不限于此)生成并被提供给发射桥(例如，图3的发射桥314，但不限于此)。PWM波形906可(例如，由控制器诸如图3的控制器310)基于电压电位波形902、线圈电流波形904或这两者来生成。PWM接通时间910之后的垂直线908与ADC 802开始采样的触发相对应。该采样触发可响应于PWM波形906的下降边缘而发生，但不限于此。ADC 802(其可包括数字信号处理微控制器ADC)可被配置为在过采样模式下操作，其中ADC 802可被触发设定数量的周期，各样本之间具有可配置延迟。例如，ADC 802可被配置为触发四个样本，其中这些样本之间具有固定延迟。在转换结束时，ADC802提供输出812，其为四个样本的平均值。换句话讲，ADC 802被配置为对一个或多个电信号进行过采样，由ADC 802提供的采样信号的样本包括一个或多个电信号的过采样值的平均值(例如，输出812)。输出812具有ADC位的分辨率，该ADC位在数字信号处理微控制器中通常为12位。单极性12位值可被处理以去除直流分量(例如，1.65V)，并且所得信号以增益8放大(例如，经由放大级804)。在该示例中，会得到16位带符号的平均信号810。经放大信号(带符号的经放大信号810)穿过三级级联滤波器806以滤除高频分量和低频分量。该滤波器配置可与上面参考图4讨论的三级级联滤波器404相同，并且提供例如1kHz至5kHz之间的带通滤波器效应。由于在该示例中感兴趣的信号介于1kHz至2kHz之间，因此三级级联滤波器806的经滤波输出808(例如，转换器的输出)提供解调信号。解调信号的后续处理与上面参考图4所讨论的相同。
图10是示出了在负载条件(例如，5W负载)下的选择性平均化解调波形的标绘图1000。该标绘图1000包括电压电位波形1002、线圈电流波形1004。电压电位波形1002是具有直流偏置的基于运算放大器的低通滤波器的输出，该直流偏置响应于提供给基于运算放大器的低通滤波器的线圈电压电位Vcoil(图2)，类似于图9的电压电位波形902。线圈电流波形1004对应于线圈电流Icoil(例如，在图8的ADC 802的输入处)，类似于图9的线圈电流波形904。标绘图1000还包括PWM波形1006，其类似于图9的PWM波形906。然而，可以看出，由于存在负载，因此与电压电位波形902和线圈电流波形904相比，电压电位波形1002和线圈电流波形1004的形状存在变化。例如，线圈电流波形1004包括不如线圈电流波形904的峰对称的峰，这可归因于在负载条件下所涉及的更长充电时间。另外，电压电位波形1002具有稍高的峰间振幅，并且相对于电压电位波形902在相位上略微偏移。
图11是根据一些实施方案的示出了选择性平均解调波形的标绘图1100。标绘图1100包括线圈电流波形1102(对应于线圈电流Icoil)、线圈电流解调波形1104、经验证消息波形1106和PWM波形1108(对应于由控制器310提供给图3的发射桥314的PWM波形的信号)。线圈电流解调波形1104和经验证消息波形1106可(例如，使用图8的数字解调系统800的操作)基于线圈电流波形1102来生成。例如，线圈电流解调波形1104和经验证消息波形1106可由图3的控制器310生成。
如上所述，一些实施方案可涉及功率转换(例如，在无线功率发射器内)，并且更具体地涉及无线功率发射器(例如，图1的发射器102、图2的发射器200或图3的发射器304)的FSBBC。
图12是根据一些实施方案的示出了操作无线功率系统的无线发射器(例如，图1的发射器102、图2的发射器200、图3的发射器304，但不限于此)的方法1200的流程图。在操作1202中，方法1200在无线功率发射器的ADC(例如，图4的ADC 402、图8的ADC 802)处接收至少一个信号以生成数字信号(例如，图4的ADC信号422)。在一些实施方案中，接收至少一个信号包括接收测量电压电位Vmeas、线圈电流Icoil和感测电流信号Isense(图2、图3、图4)(图8中的Icoil)中的至少一者。
在操作1204中，方法1200经由n级级联滤波器对数字信号进行滤波以生成补偿器输出信号(例如，图4的三级级联滤波器404的经滤波输出406或图8的三级级联滤波器806的经滤波输出808)。n级级联滤波器可被视为补偿器，因此由n级级联滤波器输出的信号可被称为补偿器输出信号，或另选地称为经滤波输出。在一些实施方案中，经由n级级联滤波器对数字信号进行滤波包括经由3级级联滤波器(例如，图4的三级级联滤波器404或图8的三级级联滤波器806)对数字信号进行滤波。作为非限制性示例，3级级联滤波器可包括两个低通滤波器和其后的高通滤波器，如上面参考图4所讨论的。
在操作1206中，方法1200将补偿器输出信号与阈值进行比较以生成第二数字信号。在一些实施方案中，将补偿器输出信号与阈值进行比较包括将补偿器输出阈值与具有滞后的阈值进行比较，以获得电平为例如0V和3.3V的第二数字信号。在操作1208中，方法1200从第二数字信号中提取二进制值。在一些实施方案中，提取二进制值包括基于第二数字信号的边缘之间的定时从第二数字信号中提取0或1。换句话讲，从第二数字信号中提取二进制值包括基于第二数字信号的转变边缘(例如，上升边缘、下降边缘)之间的时间长度来分配1或0。在操作1210中，方法1200基于二进制值来控制无线功率传输。在一些实施方案中，控制无线功率传输包括控制从无线功率发射器传输到接收器的功率(例如，电压和/或电流的量值、频率和/或相位)。
图13是根据一些实施方案的示出了操作无线功率系统的无线发射器(例如，图1的发射器102、图2的发射器200、图3的发射器304)的方法1300的流程图。在操作1302中，方法1300在无线功率发射器的ADC(例如，图8的ADC 802)处接收至少一个信号以生成数字信号(例如，过采样数字信号)。在一些实施方案中，接收至少一个信号包括接收测量电压电位Vmeas、线圈电流Icoil和感测电流信号Isense(图2、图3、图4、图8)中的至少一者。
在操作1304中，方法1300经由ADC触发在多个样本中的每个样本之间具有固定延迟的多个样本。在操作1306中，方法1300经由ADC生成包括多个样本的平均值的平均值信号。在操作1308中，方法1300放大该平均值信号以生成第一数字信号。
在操作1310中，方法1300经由n级级联滤波器对第一数字信号进行滤波以生成补偿器输出信号(例如，图8的三级级联滤波器806的经滤波输出808)。在一些实施方案中，经由n级级联滤波器对数字信号进行滤波包括经由3级级联滤波器(例如，图8的三级级联滤波器806)对数字信号进行滤波。作为非限制性示例，3级级联滤波器可包括两个低通滤波器和其后的高通滤波器，如上面参考图4所讨论的。
在操作1312中，方法1300将补偿器输出信号与阈值进行比较以生成第二数字信号。在一些实施方案中，将补偿器输出信号与阈值进行比较包括将补偿器输出阈值与具有滞后的阈值进行比较，以获得电平为例如0V和3.3V的第二数字信号。在操作1314中，方法1300从第二数字信号中提取二进制值。在一些实施方案中，提取二进制值包括基于第二数字信号的边缘之间的定时从第二数字信号中提取0或1。换句话讲，从第二数字信号中提取二进制值包括基于第二数字信号的转变边缘(例如，上升边缘、下降边缘)之间的时间长度来分配1或0。在操作1316中，方法1300基于二进制值来控制无线功率传输。在一些实施方案中，控制无线功率传输包括控制从无线功率发射器传输到接收器的功率(例如，电压和/或电流的量值、频率和/或相位)。
图14是根据一些实施方案的用于处理感测电流信号Isense的数字解调系统1400的功能流程图。数字解调系统1400包括ADC 1402，该ADC接收感测电流信号Isense(模拟感测电流)并且将感测电流信号Isense转换为数字感测电流表示1414。数字解调系统1400还包括路径选择模块1404，该路径选择模块被配置为将数字感测电流表示1414选择性地提供给三级低通滤波器1406或三级带通滤波器1408。三级带通滤波器可类似于图4的三级级联滤波器404。在功率传输阶段(例如，无线功率系统的其中发射器将功率无线传输到接收器的操作状态)之前，路径选择模块1404将数字感测电流表示1414提供给三级低通滤波器1406。该三级低通滤波器1406接收数字感测电流表示1414，并且使用三个低通级对数字感测电流表示1414进行滤波，以产生待用于后处理模块1410进行的后处理的阈值1416。该三级低通滤波器1406的截止频率可被设定为1千赫。阈值1416的所得波形会产生低频相位延迟的(例如，通过三级低通滤波器1406的滤波器延迟)且阻尼的参考，其保持在三级低通滤波器1406的输出处并且可用于与传入解调信号(功率传输阶段期间的数字感测电流表示1414)进行比较。由于三级低通滤波器1406不包括高通滤波器，因此三级低通滤波器1406的输出(即，阈值1416)具有与数字感测电流表示1414相同的直流(DC)电平。这对于感测电流信号Isense的变化为最小(例如，无线功率接收器诸如图1的接收器104或图3的接收器306进行无负载电阻调制)的情况可能特别有用。
在无负载条件下，与负载条件(例如，其中存在负载110或负载308)相比，感测电流信号Isense中的调制深度可相对较小。因此，在无负载条件下，调制深度可能太小而不能使用三级带通滤波器1408可靠地检测，并且可能提取错误数据。一旦在发射器侧(例如，图1的发射器102、图2的发射器200、图3的发射器304)处存在足够的电流，路径选择模块1404就可切换到向三级带通滤波器1408提供数字感测电流表示1414。该三级带通滤波器1408可类似于上面讨论的三级级联滤波器404(图4)和三级级联滤波器806(图8)。三级带通滤波器1408接收数字感测电流表示1414，如参考三级级联滤波器404和三级级联滤波器806所讨论的那样对数字感测电流表示1414进行滤波，并且提供经滤波的感测电流表示1418以供后处理模块1410后处理。
后处理模块1410可包括数字比较器(例如，类似于图4和图8的数字比较器408)、定时分析模块(例如，类似于图4和图8的定时分析模块410)和数据提取模块(例如，类似于图4和图8的数据提取模块412)。后处理模块1410的数字比较器可使用由三级低通滤波器1406提供的阈值1416来将经滤波的感测电流表示1418与从接收器接收的通信1420进行比较，并且应用其定时分析和数据提取能力来提取从接收器接收的通信1420。由于阈值1416由三级低通滤波器1406提供，因此阈值1416是数字感测电流表示1414的低通滤波版本并且充当参考，在后处理模块中数字感测电流表示1414与该参考进行比较。因此，数字解调系统1400可包括控制动作模块1412，该控制动作模块被配置为基于从接收器接收的通信1420来控制(例如，无线功率发射器的)动作。
图15是根据一些实施方案的用于处理测量电压电位Vmeas的数字解调系统1500的功能流程图。数字解调系统1500包括ADC 1502，该ADC被配置为将测量电压电位Vmeas转换为数字测量电压电位表示1514以及将数字测量电压电位表示1514提供给路径选择模块1504。路径选择模块1504被配置为接收数字测量电压电位表示1514并且选择性地将数字测量电压电位表示1514提供给峰值检测器模块1506或选择性平均模块1508。数字解调系统1500可在路径选择模块1504将数字测量电压电位表示1514提供给选择性平均化模块1508时在平均化模式下操作，并且在路径选择模块1504将数字测量电压电位表示1514提供给峰值检测器模块1506时在峰值模式下操作。
默认情况下，数字解调系统1500在启动时在平均化模式下操作(即，路径选择模块1504将数字测量电压电位表示1514提供给选择性平均模块1508)。在平均化模式下，ADC1502收集对应于所选持续时间的(数字测量电压电位表示1514的)样本。作为非限制性示例，所选持续时间可对应于从PWM信号(从控制器310到图3的发射桥314的PWM)开始到接通时间的一半(Ton/2)的四个样本，其中接通时间Ton为四微秒(Ton＝4μs)。选择性平均化模块1508接收数字测量电压电位表示1514并且提供数字测量电压电位表示1514的平均值1518。平均值1518对应于数字测量电压电位表示1514相对于PWM信号的相位。例如，由ADC1502进行的触发采样的参考可以是由控制器310提供给发射桥314(图3)的PWM信号。该PWM信号可驱动包括电容器C和电感器L(图3)的储能电路。随着接收器104、306处的负载(例如，图1的负载110或图3的负载308)的变化，测量电压电位Vmeas峰值在时间上向左移动(对应于移动得在时间上更早)。在不存在负载的情况下，测量电压电位Vmeas中的峰值与PWM信号的接通时间相一致。然而，与无负载条件相比，在存在负载的情况下，测量电压电位Vmeas中的峰值在时间上比Ton/2早出现。因此，如果ADC 1502所采取的样本与PWM信号同步，则平均值提供相位信息。
如果发射器102在反复尝试解调信号之后仍不能成功解调数字测量电压电位表示1514，则路径选择模块1504将数字测量电压电位表示1514切换到峰值模式(即，路径选择模块1504将数字测量电压电位表示1514提供给峰值检测器模块1506)。(例如，图3的控制器310的)状态机可跟踪是否已发生成功解调。解调可能由于若干因素而不成功。作为非限制性示例，响应于测量电压电位Vmeas中的调制的振幅太低或测量电压电位Vmeas中的信号失真，可能发生不成功的解调。在峰值模式下，ADC 1502在过采样模式下被触发以存储对应于开关频率的半周期的若干样本。作为非限制性示例，ADC 1502可在过采样模式下被触发以在125kHz固定频率下而不是在110kHz至205kHz的范围内采样。峰值检测器模块1506被配置为接收数字测量电压电位表示1514并且根据优选使用直接存储器访问(DMA)处理存储的(数字测量电压电位表示1514的)值来计算峰值1516。作为非限制性示例，DMA可用于释放用于实现数字解调系统1500的控制器(例如，图3的控制器310、图17的控制器1704)的处理核(例如，图3的处理核326)。DMA的使用可使得数据能够从模数转换器(ADC)直接传输到存储器(例如，随机存取存储器)(例如，图3的存储器324)，而无需来自控制器的处理核的任何干预。由于数字测量电压电位表示1514的值能够以非常高的速率(例如，2MHz，但不限于此)进行转换和存储，因此DMA可防止控制器(例如，图3的控制器310)的处理核对测量电压电位Vmeas进行采样，这为控制器的处理核提供了执行其他计算的时间。因此，控制器可在数据存储期间自由运行任何补充代码。此外，由于DMA传输不依赖于来自存储器的代码执行，因此其具有非常高的执行速率。
三级带通滤波器1522被配置为接收峰值1516(在峰值模式下)或平均值1518(在平均化模式下)。峰值1516或平均值1518用于根据数字测量电压电位表示1514解调来自接收器的通信。使用峰值1516根据数字测量电压电位表示1514对通信的解调可类似于根据平均值1518对通信的解调来执行。三级带通滤波器1522类似于图4的三级级联滤波器404和图8的三级级联滤波器806。三级带通滤波器1522被配置为将经滤波的测量电压电位1524提供给后处理模块1510。后处理模块1510包括数字比较器(例如，类似于图4和图8的数字比较器408)、定时分析模块(例如，类似于图4和图8的定时分析模块410)和数据提取模块(例如，类似于图4和图8的数据提取模块412)。因此，后处理模块1510被配置为接收经滤波的测量电压电位1524并且提取从接收器(例如，图1的接收器104、图3的接收器306)接收的通信1520。控制动作模块1512被配置为执行控制动作，该控制动作可以基于从接收器接收的通信1520来执行。
图16是根据本公开的各种实施方案的转换器1600的示意图，该转换器是图2的转换器204或图3的转换器302的示例。例如，图2的转换器204和/或图3的转换器302可包括转换器1600。图16示出了可操作地耦合到电压源1602和负载1604的转换器1600。电压源1602可以是外部电压源，诸如图1和图2各自的电压源112或电压源202。电压源1602被配置为以输入电流Iin将由电压源1602提供的输入电压电位Vin提供给转换器1600。转换器1600还可操作地耦合到负载1604。转换器1600被配置为将具有负载电流IL的负载电压电位VO(在本文中也称为“输出电压电位VO”)提供给负载1604作为非限制性示例，负载1604可以是图3的发射桥314和发射线圈318，在这种情况下，负载电压电位VO和负载电流IL将分别是图2的干线电压电位Vrail和干线电流Irail。
转换器1600被配置为在降压模式和升压模式两者下操作。在转换器1600的降压模式中，负载电压电位VO低于输入电压电位Vin，并且负载电流IL高于输入电流Iin。在转换器1600的升压模式中，负载电压电位VO高于输入电压Vin，并且负载电流IL低于输入电流Iin。
转换器1600包括H桥配置中的四个开关(例如，晶体管M5-M8)，其中电感器LL可操作地跨H桥的输出耦合。因此，转换器1600被配置为四开关降压升压转换器(FSBBC)。转换器1600还包括电容器CC，该电容器CC可操作地与负载1604并联耦合以减少转换器1600的输出处的纹波。
转换器1600可被配置为以相对高的频率(例如，500kHz)操作。开关M5-M8可包括用于低到中功率应用(例如，5瓦特至300瓦特功率应用)的晶体管(例如，MOSFET)。晶体管(例如，MOSFET)M5和M6可被偏置以便控制降压模式下的转换器操作。在降压模式下，晶体管M8的栅极G8被偏置以使得晶体管M8能够导通，并且晶体管M7的栅极G7被偏置以防止晶体管M7导通。晶体管M5和M6的栅极G5和G6上的信号交替地生效和解除生效(G5在G6解除生效时生效，并且G6在G5解除生效时生效)，以便分别启用和防止导通。例如，晶体管M5和M6可在降压模式期间由互补PWM信号控制。作为非限制性示例，晶体管M5和M6的栅极G5和G6可由驱动器(例如，MOSFET驱动器，诸如图17的栅极驱动器1706)驱动，该驱动器由来自控制器(例如，微控制器，诸如图3的控制器310，使用图4的数字解调系统400和/或图8的数字解调系统800的操作)的PWM信号(例如，降压PWM波形2402(图24)、降压PWM波形2502(图25)、降压PWM波形2602(图26)等)控制。
晶体管(例如，MOSFET)M7和M8可被偏置以便控制升压模式中的转换器操作。在升压模式中，使晶体管M5的栅极G5上的信号生效以使得晶体管M5能够导通，并且使晶体管M6的栅极G6上的信号解除生效以防止晶体管M6导通。晶体管M7和M8的栅极G7和G8上的信号交替地生效和解除生效(G7在G8解除生效时生效，并且G8在G7解除生效时生效)，以便分别启用和防止导通。例如，晶体管M7和M8可在升压模式中由互补PWM信号控制。作为非限制性示例，晶体管M7和M8的栅极G7和G8可由驱动器驱动，该驱动器由来自控制器的PWM信号(例如，升压PWM波形2504(图25)、升压PWM波形2604(图26))控制。
图17是根据一些实施方案的无线功率发射器(例如，诸如图1的发射器102或图2的发射器200)的部分1700的示意图。部分1700包括功率级1702和控制器1704(例如，图3的控制器310)之间的控制接口1718。控制接口1718包括控制器输出1714、栅极驱动器1706和受驱控制器输出1716。功率级1702包括可操作地耦合到电压源1712和负载1710的转换器1708(例如，图16的转换器1600)，该电压源1712被布置成提供输入电压电位Vin。转换器1708被配置为将输出电压电位VO提供给负载1710。在转换器1708在降压模式下操作的情况下，输出电压电位VO可小于输入电压电位Vin。在转换器1708在升压模式下操作的情况下，输出电压电位VO可大于输入电压电位Vin。
功率级1702还包括递减电阻分压器网络，该递减电阻分压器网络包括串联连接的电阻器R3和R4，这些电阻器可操作地跨电压源1712和跨转换器1708的输入耦合。与电压源1712所提供的输入电压电位Vin成比例的递减输入电压电位Vin1可从电阻器R3和R4之间被提供给控制器1704。功率级1702还包括递减电阻分压器网络，该递减电阻分压器网络包括串联连接的电阻器R5和R6，这些电阻器可操作地跨负载1710和跨转换器1708的输出耦合。与转换器1708所提供的输出电压电位VO成比例的递减输出电压电位VO1可从电阻器R5和R6之间被提供给控制器1704。因此，控制器1704被配置为响应于由控制器1704接收的递减输入电压电位Vin1和递减输出电压电位VO1而将提供给转换器1708的输入电压电位Vin与由转换器1708提供的输出电压电位VO进行比较。
控制器1704可包括微控制器，诸如被配置用于极快计算(例如，每秒基本上5000万条指令)的数字信号处理微控制器。例如，控制器1704可对递减输入电压电位Vin1和递减输出电压电位VO1(例如，来自递减电阻分压器网络R3和R4以及R4和R5)进行采样。控制器1704的控制器输出1714可提供PWM信号(例如，由控制器310提供给图3的转换器302的PWM信号)。在一些实施方案中，部分1700包括栅极驱动器1706(例如，MOSFET驱动器)，该栅极驱动器被配置为接收控制器输出1714并且提供受驱控制器输出1716。在一些实施方案中，栅极驱动器1706可被实现到转换器1708中。在一些实施方案中，栅极驱动器1706可与转换器1708分开实现。作为非限制性示例，栅极驱动器1706可包括MOSFET驱动器、电感器、电容器和电流感测电路。受驱控制器输出1716可被应用于转换器1708(例如，图16的转换器1600)的开关(例如，图16的M5、M6、M7和M8的栅极G5、G6、G7和G8以控制转换器1708。在一些实施方案中，栅极驱动器1706可将控制器输出1714的电压电平(即，所提供的PWM信号)转换为驱动转换器1708的晶体管(例如，M5-M8)所需的电压电平。作为非限制性示例，经由栅极驱动器1706生成的电压电平可分别从零伏的逻辑电平低电压电位和3.3伏的逻辑电平高电压电位(0V、3.3V)转换为零伏的逻辑电平低电压电位和十二伏的逻辑电平高电压电位(0V、12V)。此外，栅极驱动器1706可提供电流驱动以在最小时间内切换晶体管M5-M8。
图18是根据一些实施方案的控制器1800(例如，数字信号处理微控制器)的一部分的框图。控制器1800可以是图3的控制器310和/或图17的控制器1704的示例。在一些实施方案中，控制器1800的处理通常可在控制器1800的硬件的支持下使用软件/固件来执行。因此，在一些实施方案中，图18的框图可部分地或整体地使用软件/固件来实现。在一些实施方案中，图18的框图可部分地或整体地使用硬件部件来实现。递减输出电压电位VO1(图17)可由ADC 1802转换成数字形式。例如，可在(例如，控制器输出1714中的一个控制器输出(诸如提供给G5的控制器输出)的)每个周期或每隔一个周期对递减输出电压电位VO1进行采样。控制器1800被配置为使用加法器1816将该采样的电压电位与参考输出电压电位VOref进行比较(例如，通过从参考输出电压电位VOref中减去递减输出电压电位VO1的样本)，并且提供误差电压电位e。作为非限制性示例，参考输出电压电位VOref可以是由管控转换器1708(图17)的操作的标准指定的值，或者参考输出电压电位VOref可由无线功率接收器提供并使用图12的方法1200或图13的方法1300解调。控制器1800被配置为将误差电压电位e输入到补偿器1804。补偿器1804可包括3P3Z控制器的直接形式2和/或级联具体实施。3P3Z控制器具有三个极点和两个零点，它们可选择性地被设定为提供最佳瞬时响应。补偿器1804可对误差电压电位e进行滤波以生成经滤波误差ef。补偿器1804所输出的经滤波误差ef根据输入电压电位(即，误差电压电位e)和输出负载条件而变化。应当注意，涉及根词“滤波器”和“补偿器”的术语在本文中有时可互换使用。
控制器1800还包括被配置为对递减输入电压电位Vin1进行采样的ADC 1806，并且将样本提供给分压器1814。应当注意，在一些实施方案中，ADC 1802和1806可被配置为将输入电压电位Vin1和输出电压电位VO1的递减版本分别转换为对应于输入电压电位Vin和输出电压电位VO的值。可在每个周期或每隔一个周期(即，如同递减输出电压电位VO1那样)对递减输入电压电位Vin1进行采样。分压器1814被配置为将输入参考电压电位Vinref除以递减输入电压电位Vin1的样本以提供自适应增益GA。因此，自适应增益GA是参考输入电压电位Vinref与递减输入电压电位Vin1的经测量样本的比率。
控制器1800被配置为使用乘法器1812将补偿器1804所输出的经滤波误差ef乘以从递减输入电压电位Vin1和参考输入电压电位Vinref导出的自适应增益GA，以生成占空比控制信号VC(即，补偿器1804的输出ef，用自适应增益GA进行处理)。占空比控制信号VC可用于导出全桥转换器(例如，图17的转换器1708)的降压支路和升压支路的占空比。降压模式的占空比是线性的并且如图19所示。
占空比控制信号VC被提供给降压控制模块1808和升压控制模块1810。在降压模式期间，降压控制模块1808被配置为基于占空比控制信号VC来驱动晶体管M5和M6(图16)的栅极G5和G6。换句话讲，降压控制模块1808被配置为生成降压PWM信号1818(例如，降压PWM信号和与降压PWM信号互补的互补降压PWM信号)并且使用降压PWM信号1818来驱动栅极G5和G6。同时，如前所述，使通往晶体管M8(图16)的栅极G8的信号生效以便启用导通，并且使通往晶体管M7的栅极G7的信号解除生效以便防止导通。
在升压模式或CBB模式期间，升压控制模块1810被配置为基于占空比控制信号VC来驱动晶体管M7和M8的栅极G7和G8。换句话讲，升压控制模块1810被配置为生成升压PWM信号1820(例如，升压PWM信号和与升压PWM信号互补的互补升压PWM信号)并且使用升压PWM信号1820来驱动栅极G7和G8。同时，如前所述，使通往栅极G5的信号生效以便启用导通，并且使通往栅极G6的信号解除生效以便防止导通。
如参考图21所讨论的，对应于占空比控制信号VC的占空比被配置为在转换器1708(图17)的降压模式和级联降压升压模式之间线性且平滑地转变。另外，如参考图23所讨论的，控制器输出1714(图17)被配置为控制转换器1708以具有零分贝(0dB)量值的开环增益，该开环增益处于与转换器输入电压电位Vin的波动无关的恒定频率。
图19是根据一些实施方案的示出了转换器的降压模式的占空比控制信号VC和降压占空比1902之间的关系的标绘图1900。标绘图1900包括相对于占空比控制信号VC绘制的降压模式的占空比1902。占空比1902在VC从VC＝0到VC＝BUCK_MAX时线性地变化(例如，占空比1902～VC)，并且占空比1902在超过BUCK_MAX时饱和。在降压模式期间，转换器(例如，图17的转换器1708)的操作类似于本领域的普通技术人员将会理解的降压转换器。在降压模式中，转换器的输出电压电位VO是转换器的输入电压Vin和占空比1902的函数。输出电压电位由下式给出：VO＝Vin*Dbuckk，其中Dbuck是降压模式中的占空比1902。
输出电压电位VO可小于降压模式中的输入电压电位Vin(降压模式中的占空比1902始终小于1)。BUCK_MAX值可(例如，由设计者)决定并且可从例如0.8至0.95发生变化。可能需要例如0.95的上限来对自举MOSFET驱动器(例如，栅极驱动器1706)充电，该自举MOSFET驱动器驱动高侧MOSFET(例如，图16的晶体管M5)。在降压模式期间，升压支路MOSFET被关断(例如，使通往图16的晶体管M7的栅极G7的信号解除生效以防止导通，并且使通往图16的晶体管M8的栅极G8的信号生效以启用导通)。
一旦占空比1902箝位到BUCK_MAX，模式就从降压模式变为升压模式。降压支路MOSFET(例如，图16的晶体管M7和M8)可在BUCK_MAX下操作，并且占空比控制信号VC可用于导出升压模式占空比Dboost。该模式被称为级联降压升压(CBB)，因为降压部分与升压部分级联。在CBB模式中，MOSFET M7和M8的占空比响应于输入电压电位Vin和负载条件而变化。升压模式中的输出电压由下式给出：VO＝Vin*BUCK_MAX/(1-Dboost)。如从该等式看出，输出电压电位VO是占空比Dboost的非线性函数。如图20所示，Dboost可被线性化(使用例如查找表或等式)。
图20是根据一些实施方案的示出了转换器(例如，图17的转换器1708)的升压模式的占空比控制信号VC和升压占空比2002(Dboost)之间的关系的标绘图2000。标绘图2000包括相对于占空比控制信号VC绘制的升压占空比2002。降压模式下升压占空比2002的值为0，而升压占空比2002在CBB模式下从0到BOOST_MAX发生变化，从而在CBB模式下提供线性操作范围(例如，升压占空比2002＝VC-BUCK_MAX)。BOOST_MAX的值可从例如0.9至0.95发生变化。
图19和图20所示图形示出了MOSFET栅极处的上升时间为零的操作。然而，实际上，MOSFET驱动器(例如，图17的栅极驱动器1706)的上升时间和下降时间可以是有限的。其效果可在脉冲宽度非常窄的较低占空比下清楚地看到。窄脉冲宽度可不通过栅极驱动器1706，并且可导致MOSFET在接通时间的短持续时间期间不被驱动接通以导通。这可通过为降压模式和CBB模式指定最小脉冲宽度TMIN来补偿。每当脉冲宽度低于TMIN时，占空比可被设定为0。
图21是根据一些实施方案的示出了占空比控制信号VC与占空比(如通过跨越降压模式2104和CBB模式2106两者的占空比曲线2102所示)之间的关系的标绘图2100。占空比(其占据标绘图2100的垂直轴)被示出为0至4范围内的小数，其对应于0％至400％的百分比。图21还示出了相对于占空比绘制的升压模式输出电压电位VO与输入电压电位Vin之间的比率2108(VO/Vin)。占空比曲线2102示出了考虑到最小接通时间持续时间Tmin的在降压模式和CBB模式两者下的占空比曲线2102。最小占空比Dmin可按照占空比曲线2102表示为：Dmin＝Tmin/，其中T＝开关周期。例如，Dmin可根据所使用的开关频率和MOSFET驱动器(例如，栅极驱动器1706)从1％到5％(对应于图2100中的0.01至0.05)发生变化。
占空比曲线2102在这些模式之间的平滑转变提供了沿宽输入电压电位Vin范围的线性操作。这可防止输出电压电位VO在从一种模式到另一种模式的变换附近存在波纹或转变。这在涉及电池源的应用中特别有用，其中输入电压随着电池放电而线性地减小。
图22是在没有图18的自适应增益GA的情况下图17的发射器部分1700的开环增益的波特标绘图2200。开环增益考虑了ADC增益(即，图17的ADC 1802的增益)、PWM增益、电阻分压器增益(例如，由图17的R3和R4以及R5和R6形成的电阻分压器)、图18的补偿器1804以及性能指标传递函数(plant transfer function)，但不考虑图18的自适应增益GA。因此，图22的波特标绘图2200中所示的增益可以是在乘以自适应增益GA之前在补偿器1804的输出(经滤波误差ef)处观察到的增益。
波特标绘图2200包括针对图17的输入电压电位Vin的不同电平，特别是针对Vin＝7伏、Vin＝15伏和Vin＝23伏，开环增益的量值(以分贝(dB)为单位)标绘图和相位(以度为单位)标绘图。换句话讲，波特标绘图2200包括Vin＝7伏的量值2202和Vin＝7伏的相位2208、Vin＝15伏的量值2204和Vin＝15伏的相位2210、以及Vin＝23伏的量值2206和Vin＝23伏的相位2212。如可通过检查波特标绘图2200所见，对于Vin＝7伏的量值2202、Vin＝15伏的量值2204和Vin＝23伏的量值2206，零dB点均处于不同频率。换句话讲，输入电压电位Vin的变化可导致图18的经滤波误差ef的零dB交叉点的差异，从而导致不同的时间响应。图18所示的自适应增益GA的添加可消除图18的补偿器输出VC中的该问题。
图23是在具有图18的自适应增益GA的情况下图17的发射器部分1700的开环增益的波特标绘图2300。类似于图22的波特标绘图2200，波特标绘图2300包括针对图17的输入电压电位Vin的不同电平，特别是针对Vin＝7伏、Vin＝15伏和Vin＝23伏，开环增益的量值标绘图和相位标绘图。换句话讲，波特图2300包括Vin＝7伏的量值2302和Vin＝7伏的相位2308、Vin＝15伏的量值2304和Vin＝15伏的相位2310、以及Vin＝23伏的量值2306和Vin＝23伏的相位2312。
如可通过检查波特标绘图2300所见，对于Vin＝7伏的量值2302、Vin＝15伏的量值2304和Vin＝23伏的量值2306，零dB点均处于相同频率。换句话讲，输入电压电位Vin的变化不会改变具有自适应增益GA的开环增益的量值的零dB交叉点。因此，图18的参考输入电压电位Vinref可被设定为最小输入电压电位或最大输入电压电位。可能有利的是，将参考输入电压电位Vinref设定为最小值，因为这可导致自适应增益GA小于1(例如，因为可更容易地实现数字小于1的计算逻辑)。可在补偿器1804的设计中设置极点和零点期间考虑自适应增益GA。
图24是示出了在降压模式下操作的图17的发射器的部分1700的各种波形的标绘图2400。标绘图2400包括输入电压电位Vin波形2408和输出电压电位VO波形2406。虽然在输入电压电位Vin波形2408上示出了少量纹波，但是该纹波是由电磁干扰滤波器(未示出)添加，该电磁干扰滤波器会添加纹波。需注意，输出电压电位VO波形2406没有纹波。输入电压电位Vin波形2408的输入电压电位Vin高于输出电压电位VO波形2406的输出电压电位VO。由于输入电压电位Vin高于输出电压电位VO，因此发射器在降压模式下操作。
标绘图2400还包括降压PWM波形2402和升压PWM波形2404。降压PWM波形2402对应于图18的降压PWM信号1818，并且可以是提供给图18的栅极G5或栅极G6的降压PWM信号1818之一。因此，降压PWM波形2402及其互补可用于驱动图16的转换器1600的晶体管M5和M6的栅极G5和G6。降压PWM波形2402的占空比可与图18的占空比控制信号VC成比例。作为非限制性示例，操作频率可以是375kHz，并且降压PWM波形2402的占空比可为约0.75。升压PWM波形2404可不在降压模式中转变(例如，可被设定为零伏)。
图25和图26是示出了在CBB模式下操作的图17的发射器的部分1700的各种波形的标绘图，分别是标绘图2500和标绘图2600。标绘图2500包括输入电压电位Vin波形2508和输出电压电位VO波形2506。对应于输出电压电位VO波形2506的输出电压电位VO高于对应于输入电压Vin波形2508的输入电压Vin。
标绘图2500还包括降压PWM波形2502和升压PWM波形2504。图25的降压PWM波形2502类似于图24的降压PWM波形2402。然而，在图25中，图18的占空比控制信号VC已达到BUCK_MAX极限(例如，BUCK_MAX＝0.8)。升压PWM波形2504以大于Dmin的占空比开始。作为非限制性示例，对于升压PWM波形2504，操作频率可以是375kHz，并且占空比可为约0.18。
在图26中，标绘图2600包括输入电压电位Vin波形2608和输出电压电位VO波形2606。对应于输出电压电位VO波形2606的输出电压电位VO高于对应于输入电压电位Vin波形2608的输入电压电位Vin。
标绘图2600还包括降压PWM波形2602和升压PWM波形2604。图26的降压PWM波形2602类似于图24的降压PWM波形2402。然而，在图26中，图18的占空比控制信号VC已超过BUCK_MAX极限，并且降压PWM波形2602的占空比被箝位到BUCK_MAX。升压PWM波形2604的占空比与Vc线性成比例并且为约0.5。
图27是根据一些实施方案的示出了操作无线功率发射器的方法2700的流程图。在操作2702中，方法2700对转换器(例如，图17的转换器1708)的输出电压电位(例如，图18的递减输出电压电位VO1)进行采样，该转换器被配置为将输入电压电位(例如，图18的输入电压电位Vin)转换为输出电压电位。在一些实施方案中，对输出电压电位进行采样包括使用ADC(例如，图18的ADC 1802)对输出电压电位进行采样。在一些实施方案中，采样的输出电压电位包括由转换器输出的实际输出电压电位的递减版本(例如，使用电阻分压器递减)。在一些实施方案中，输入电压电位包括由转换器接收的实际输入电压电位的递减版本(例如，使用电阻分压器递减)。
在操作2704中，方法2700从参考输出电压电位(例如，图18的参考输出电压电位VOref)中减去采样的输出电压电位以生成误差信号(例如，图18的误差信号e)。在操作2706中，方法2700对误差信号进行滤波以生成经滤波的误差信号。在一些实施方案中，对误差信号进行滤波包括使用补偿器(例如，图18的补偿器1804)对误差信号进行滤波。在一些实施方案中，补偿器包括3P3Z控制器310。
在操作2708中，方法2700对输入电压电位进行采样。在一些实施方案中，对输入电压电位进行采样包括利用ADC(例如，图18的ADC1806)对输入电压电位进行采样。在操作2710中，方法2700将参考输入电压电位除以采样的输入电压电位以生成自适应增益(例如，图18的自适应增益GA)。因此，自适应增益被配置为随着采样的输入电压电位改变而改变。
在操作2712中，方法2700将经滤波的误差信号乘以自适应增益以获得占空比控制信号(例如，图18的占空比控制信号)。在一些实施方案中，将经滤波的误差信号乘以自适应增益包括使用乘法器(例如，图18的乘法器1812)将经滤波的误差信号乘以自适应增益。
在操作2714中，方法2700生成一个或多个脉冲宽度调制(PWM)信号以控制转换器的输出电压电位。在一些实施方案中，降压控制器(例如，图18的降压控制模块1808)被配置为生成降压PWM信号(例如，图18的降压PWM信号1818)。在一些实施方案中，升压控制器(例如，图18的升压控制模块1810)被配置为生成升压PWM信号(例如，图18的升压PWM信号1820)。转换器可响应于PWM信号而被控制。
在操作2716中，如果占空比小于预定最大降压值，则方法2700在降压模式下经由PWM信号来控制转换器。
在操作2718中，如果PWM信号的至少一部分的占空比被配置为利用占空比控制信号从降压模式线性地转变到CBB模式，则方法2700在CBB模式下经由PWM信号来控制转换器。
本领域的普通技术人员应当理解，本文所公开的实施方案的功能元件(例如，功能、操作、动作、过程和/或方法)可在任何合适的硬件、软件、固件或它们的组合中实现。图28示出了本文所公开的功能元件的具体实施的非限制性示例。在一些实施方案中，本文所公开的功能元件的一些或所有部分可由专门配置用于执行这些功能元件的硬件来执行。
图28是电路2800的框图，在一些实施方案中，该电路可用于实现本文所公开的各种功能、操作、动作、过程和/或方法。电路2800包括可操作地耦接到一个或多个数据存储设备(在本文中有时称为“存储装置2804”)的一个或多个处理器2802(在本文中有时称为“处理器2802”)。存储装置2804包括存储在其上的机器可执行代码2806，并且处理器2802包括逻辑电路2808。机器可执行代码2806包括描述可由逻辑电路2808实现(例如，由该逻辑电路执行)的功能元件的信息。逻辑电路2808适于实现(例如，执行)由机器可执行代码2806描述的功能元件。电路2800在执行由机器可执行代码2806描述的功能元件时，应被视为被配置用于执行本文所公开的功能元件的专用硬件。在一些实施方案中，处理器2802可被配置为顺序地、同时地(例如，在一个或多个不同的硬件平台上)或在一个或多个并行过程流中执行由机器可执行代码2806描述的功能元件。
当由处理器2802的逻辑电路2808实现时，机器可执行代码2806被配置为调整处理器2802以执行本文所公开的实施方案的操作。例如，机器可执行代码2806可被配置为调整处理器2802以执行图12的方法1200、图13的方法1300和/或图27的方法2700的至少一部分或全部。作为另一个示例，机器可执行代码2806可被配置为调整处理器2802以执行针对以下部件讨论的操作的至少一部分或全部：图3的控制器310、图4的数字解调系统400、图8的数字解调系统800、图14的数字解调系统1400、图15的数字解调系统1500、图17的控制器1704和/或图18的控制器1800。作为具体的非限制性示例，机器可执行代码2806可被配置为调整处理器2802以对无线功率发射器(例如，图1的发射器102、图2的发射器200、图3的发射器304)的信号进行数字解调，以经由如本文所公开的各种实施方案中所描述的从无线功率发射器到无线功率接收器的无线功率传输来提取从无线功率接收器(例如，图1的接收器104或图3的接收器306)接收的通信。作为另一个具体的非限制性示例，机器可执行代码2806可被配置为调整处理器2802以使用自适应增益来控制转换器(例如，图2的转换器204、图3的转换器302、图16的转换器1600或图17的转换器1708)，如本文的各种实施方案中所公开的。
处理器2802可包括通用处理器、专用处理器、中央处理单元(CPU)、微控制器、可编程逻辑控制器(PLC)、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑设备、分立栅极或晶体管逻辑部件、分立硬件部件、其他可编程设备或被设计成执行本文所公开的功能的它们的任何组合。当包括处理器的通用计算机被配置为执行与跟本公开的实施方案相关的机器可执行代码2806(例如，软件代码、固件代码、硬件代码)对应的功能元件时，该通用计算机被认为是专用计算机。需注意，通用处理器(在本文中可也称为主机处理器或简称主机)可以是微处理器，但在替代方案中，处理器2802可包括任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器2802也可实现为计算设备的组合，诸如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核结合的一个或多个微处理器或任何其他此类配置。
在一些实施方案中，存储装置2804包括易失性数据存储装置(例如，随机存取存储器(RAM))、非易失性数据存储装置(例如，闪存存储器、硬盘驱动器、固态驱动器、可擦可编程只读存储器(EPROM)等)。在一些实施方案中，处理器2802和存储装置2804可被实现为单个设备(例如，半导体器件产品、片上系统(SOC)等)。在一些实施方案中，处理器2802和存储装置2804可被实现为单独的设备。
在一些实施方案中，机器可执行代码2806可包括计算机可读指令(例如，软件代码、固件代码)。作为非限制性示例，计算机可读指令可由存储装置2804存储，由处理器2802直接访问，并且由处理器2802使用至少逻辑电路2808执行。同样作为非限制性示例，计算机可读指令可被存储在存储装置2804上，被传输到存储器设备(未示出)以供执行，并且由处理器2802使用至少逻辑电路2808来执行。因此，在一些实施方案中，逻辑电路2808包括能够以电气方式配置的逻辑电路2808。
在一些实施方案中，机器可执行代码2806可描述要在逻辑电路2808中实现以执行功能元件的硬件(例如，电路)。该硬件可以从低级晶体管布局到高级描述语言的各种抽象级别中的任何一种进行描述。在高级抽象下，可使用硬件描述语言(HDL)，诸如IEEE标准硬件描述语言(HDL)。作为非限制性示例，可以使用VerilogTM、SystemVerilogTM或超大规模集成(VLSI)硬件描述语言(VHDLTM)。
HDL描述可根据需要以多种其他抽象级别中的任一种转换成描述。作为非限制性示例，高级描述可被转换为逻辑级描述诸如寄存器传送语言(RTL)、栅极级(GL)描述、布局级描述或掩模级描述。作为非限制性示例，由逻辑电路2808的硬件逻辑电路(例如，栅极、触发器、寄存器，但不限于此)执行的微操作可在RTL中描述并且然后通过合成工具转换成GL描述，并且GL描述可通过安置和路由工具转换成布局级描述，该布局级描述对应于可编程逻辑器件的集成电路、分立栅极或晶体管逻辑部件、分立硬件部件或它们的组合的物理布局。因此，在一些实施方案中，机器可执行代码2806可包括HDL、RTL、GL描述、掩模级描述、其他硬件描述或它们的任何组合。
在机器可执行代码2806包括硬件描述(以任何抽象级别)的实施方案中，系统(未示出，但包括存储装置2804)可被配置为实现由机器可执行代码2806描述的硬件描述。作为非限制性示例，处理器2802可以包括可编程逻辑设备(例如，FPGA或PLC)，并且逻辑电路2808可被电控制以将对应于硬件描述的电路实现到逻辑电路2808中。同样作为非限制性示例，逻辑电路2808可包括根据机器可执行代码2806的硬件描述由制造系统(未示出，但包括存储装置2804)制造的硬连线逻辑部件。
无论机器可执行代码2806是否包括计算机可读指令或硬件描述，逻辑电路2808都适于在实现机器可执行代码2806的功能元件时执行由机器可执行代码2806描述的功能元件。需注意，虽然硬件描述可能不直接描述功能元件，但硬件描述间接描述了由硬件描述所描述的硬件元件能够执行的功能元件。
本文所描述的各种实施方案可在所有条件下实现(例如，经由最少硬件)稳健解调。此外，根据一些实施方案，随时间的推移改变分量值(例如，尤其是电容器)可能没有影响。此外，各种实施方案(例如，一种或多种新型算法)可利用一些数字信号处理微控制器中可用的过采样特征。
此外，根据一些实施方案，转换器可在输入电压改变时启用各模式之间的平滑转变，并且瞬态响应可由于自适应增益而与输入电压变化无关。
实施例
以下是示例性实施方案的非穷举、非限制性列表。并非以下列出的示例性实施方案中的每一个均被清楚且单独地指示为可与下面列出的示例性实施方案以及上述实施方案中的所有其他实施方案组合。然而，意图是这些示例性实施方案可与所有其他示例性实施方案和上述实施方案组合，除非对于本领域的普通技术人员来说显而易见的是这些实施方案不可组合。
实施例1：一种方法，包括：在无线功率发射器的模数转换器(ADC)处接收至少一个信号以生成数字信号；经由n级级联滤波器对该数字信号进行滤波以生成补偿器输出信号；将该补偿器输出信号与阈值进行比较以生成第二数字信号；从第二数字信号中提取二进制值；以及基于该二进制值来控制无线功率传输。
实施例2：根据实施例1的方法，其中接收该至少一个信号包括接收线圈电压、线圈电流和输入电流中的至少一者。
实施例3：根据实施例1的方法，其中提取二进制值包括从第二数字信号中提取0或1。
实施例4：根据实施例1的方法，其中控制无线功率传输包括控制从无线功率发射器传输到接收器的功率。
实施例5：根据实施例1的方法，其中经由n级级联滤波器对数字信号进行滤波包括经由3级级联滤波器对数字信号进行滤波。
实施例6：一种方法，包括：在无线功率发射器的模数转换器(ADC)处接收至少一个信号以生成数字信号；经由ADC触发在多个样本中的每个样本之间具有固定延迟的多个样本；经由ADC生成包括多个样本的平均值的平均值信号；放大该平均值信号以生成第一数字信号；经由n级级联滤波器对该第一数字信号进行滤波以生成补偿器输出信号；将该补偿器输出信号与阈值进行比较以生成第二数字信号；从第二数字信号中提取二进制值；以及基于该二进制值来控制无线功率传输。
实施例7：一种无线功率发射器，包括：四开关降压升压转换器(FSBBC)，该四开关降压升压转换器耦合到输入电压电源；H桥，该H桥耦合到FSBBC的输出和发射线圈，该H桥包括第一数量的晶体管；和控制器，该控制器耦合到FSBBC和H桥中的每一者，该控制器被配置为：接收线圈电压、线圈电流和输入电压；以及将脉冲宽度调制(PWM)信号传送到FSBBC和H桥中的每一者。
实施例8：根据实施例7的无线功率发射器，其中FSBBC包括H桥配置中的第二数量的晶体管。
实施例9：根据实施例7的无线功率发射器，还包括栅极驱动器，该栅极驱动器被配置为从控制器接收PWM信号以及将多个栅极信号传送到FSBBC中的第二数量的晶体管。
实施例10：根据实施例8的无线功率发射器，其中控制器包括：第一模数转换器(ADC)，该第一模数转换器被配置为接收输出电压以及生成第一数字信号；比较器，该比较器用于将第一数字信号与参考输出电压进行比较以生成误差信号；补偿器，该补偿器被配置为基于误差信号来生成响应信号；第二ADC，该第二ADC被配置为接收输入信号以及生成第二数字信号；分压器，该分压器被配置为接收第二数字信号和参考输入电压以及生成自适应增益信号；和乘法器，该乘法器被配置为将响应信号和自适应增益信号相乘以生成占空比控制信号。
实施例11：一种无线功率发射器，包括：发射器线圈，该发射器线圈被配置为无线耦合到无线功率接收器的接收器线圈以将功率传输到无线功率接收器；和控制器，该控制器被配置为：对无线功率发射器的一个或多个电信号进行采样，该一个或多个电信号响应于无线功率接收器处的电气条件的改变而被调制；以及对所采样的一个或多个电信号进行数字解调，以从无线功率接收器获得通信。
实施例12：根据实施例11的无线功率发射器，其中无线功率发射器的一个或多个电信号包括感测电流信号、测量电压电位和发射器线圈电流的表示中的一者或多者。
实施例13：根据实施例11和12中任一项的无线功率发射器，其中控制器被配置为使用三级级联滤波器对所采样的一个或多个电信号进行解调。
实施例14：根据实施例13的无线功率发射器，其中三级级联滤波器包括两个低通滤波器级和一个高通滤波器级。
实施例15：根据实施例13和14中任一项的无线功率发射器，其中控制器被进一步配置为：将三级级联滤波器的输出与阈值进行比较以生成数字信号；基于所述数字信号的定时特征从所述数字信号中提取二进制值；以及响应于所提取的二进制值来控制功率到无线功率接收器的传输。
实施例16：根据实施例13至15中任一项的无线功率发射器，其中控制器被配置为通过以下方式对无线功率发射器的一个或多个电信号进行采样：采取一个或多个电信号的多个样本，该多个样本在每个样本之间具有固定延迟；生成包括所述多个样本的平均值的平均值信号；以及放大该平均值信号。
实施例17：根据实施例16的无线功率发射器，其中控制器被配置为对一个或多个电信号进行过采样以生成多个样本。
实施例18：根据实施例11至17中任一项的无线功率发射器，还包括发射桥，该发射桥可操作地耦合到发射线圈，该发射桥能够由来自控制器的脉冲宽度调制信号(PWM信号)控制，其中控制器被配置为响应于所解调的一个或多个电信号而生成PWM信号。
实施例19：根据实施例18的无线功率发射器，其中发射桥包括晶体管H桥。
实施例20：根据实施例11至19中任一项的无线功率发射器，还包括转换器，该转换器被配置为将从直流(DC)电源接收的输入电压电位转换为输出电压电位，该输出电压电位包括DC输出电压电位。
实施例21：根据实施例20的无线功率发射器，其中转换器包括四开关降压升压转换器，并且其中控制器被配置为生成脉冲宽度调制信号(PWM信号)以控制转换器。
实施例22：根据实施例21的无线功率发射器，其中控制器被配置为通过以下方式生成PWM信号：对转换器的递减输出电压电位进行采样，该递减输出电压电位从输出电压电位递减；从参考输出电压电位中减去所采样的输出电压电位以生成误差信号；对所述误差信号进行滤波以生成经滤波的误差信号；对递减输入电压电位进行采样，所述递减输入电压电位从所述输入电压电位递减；将参考输入电压电位除以所采样的输入电压电位以生成自适应增益；将所述经滤波的误差信号乘以自适应增益以获得占空比控制信号；以及基于该占空比控制信号来生成PWM信号。
实施例23：根据实施例11至22中任一项的无线功率发射器，其中控制器包括可操作地耦合到一个或多个数据存储设备的一个或多个处理器，一个或多个数据存储设备具有存储在其上的计算机可读指令，该计算机可读指令被配置为指示一个或多个处理器执行控制器所被配置为执行的操作的至少一部分。
实施例24：一种用于无线功率发射器的控制器，该控制器包括：模数转换器(ADC)，该模数转换器被配置为接收无线功率发射器的一个或多个电信号以及提供采样信号；三级级联滤波器，所述三级级联滤波器被配置为接收所采样的信号以及对所采样的信号进行滤波以生成经滤波输出；和后处理元件，该后处理元件被配置为从经滤波输出中提取由数字无线接收器提供的通信。
实施例25：根据实施例24的控制器，其中：一个或多个电信号包括与由无线功率发射器的转换器提供的电流成比例的感测电流信号；所采样的信号包括数字感测电流表示；并且经滤波输出包括经滤波的感测电流表示。
实施例26：根据实施例25的控制器，还包括：三级低通滤波器，该三级低通滤波器被配置为响应于数字感测电流表示而生成阈值；和路径选择器，该路径选择器位于ADC和三级带通滤波器之间，该路径选择器被配置为将数字感测电流表示选择性地提供给三级带通滤波器和三级低通滤波器；其中后处理元件包括数字比较器，该数字比较器被配置为将经滤波的感测电流表示与阈值进行比较。
实施例27：根据实施例24至26中任一项的控制器，其中ADC被配置为对一个或多个电信号进行过采样，并且其中由ADC提供的所采样的信号的样本包括一个或多个电信号的过采样值的平均值。
实施例28：根据实施例24至27中任一项的控制器，还包括位于ADC和三级级联滤波器之间的放大器，其中该放大器被配置为放大所采样的信号。
实施例29：一种用于无线功率发射器的控制器，该控制器包括：模数转换器(ADC)，该模数转换器被配置为接收与无线功率发射器的发射线圈的电压电位成比例的测量电压电位，该ADC被配置为响应于测量电压电位而提供采样信号；三级级联滤波器，所述三级级联滤波器被配置为响应于所述测量电压电位的确定峰值或所述测量电压电位的确定平均值而生成经滤波的测量电压电位；和后处理元件，该后处理元件被配置为从经滤波输出中提取由数字无线接收器提供的通信。
实施例30：根据实施例29的控制器，还包括路径选择器，该路径选择器被配置为响应于未能基于确定平均值提取通信而使得三级带通滤波器能够接收测量电压电位的确定峰值。
实施例31：一种无线功率发射器，包括：转换器，该转换器被配置为转换输入电压电位，该输入电压电位和输出电压电位包括直流(DC)电压电位；和控制器，该控制器可操作地耦合到转换器，该控制器被配置为：响应于输出电压电位而生成经滤波误差；响应于输入电压电位而生成自适应增益；通过将自适应增益应用于经滤波误差来生成占空比控制信号；响应于该占空比控制信号而生成脉冲宽度调制信号(PWM)；如果占空比控制信号小于预定最大降压值，则在降压模式下经由PWM信号来控制转换器；以及如果占空比控制信号大于预定最大降压值，则在级联降压升压模式(CBB模式)下经由PWM信号来控制转换器，其中PWM信号的至少一部分的占空比被配置为利用占空比控制信号从降压模式线性地转变到CBB模式。
实施例32：根据实施例31的无线功率发射器，其中控制器被配置为通过以下方式生成经滤波误差：从参考输出电压电位中减去输出电压电位的递减版本以生成误差；以及利用补偿器对误差进行滤波以生成经滤波误差。
实施例33：根据实施例32的无线功率发射器，其中补偿器包括三极三零控制器。
实施例34：根据实施例31至33中任一项的无线功率发射器，其中控制器被配置为通过将参考输入电压电位除以输入电压电位的递减版本来生成自适应增益。
实施例35：根据实施例31至24中任一项的无线功率发射器，其中占空比控制信号的传递函数相对于输出电压电位的量值的零分贝值以与输入电压电位的波动无关的恒定频率发生。
实施例36：根据实施例31至35中任一项的无线功率发射器，还包括被配置为将输入电压电位提供给转换器的电池。
实施例37：一种无线功率发射器，包括：四开关降压升压转换器(FSBBC)，该四开关降压升压转换器耦合到电压电源，该FSBBC转换器被配置为从该电压电源接收输入电压电位；H桥，该H桥耦合到FSBBC的输出和发射线圈，该H桥包括第一数量的晶体管；和控制器，该控制器耦合到FSBBC和H桥中的每一者，该控制器被配置为：接收与发射线圈电压电位成比例的测量电压电位、线圈电流的表示、与由FSBBC提供的输出电流成比例的感测电流信号、输入电压电位以及由FSBBC输出的输出电压电位中的一者或多者；以及将脉冲宽度调制(PWM)信号传送到FSBBC和H桥中的每一者，该PWM信号基于测量电压电位、发射线圈电流、感测电流信号、输入电压电位和输出电压电位中的一者或多者。
实施例38：根据实施例37的无线功率发射器，其中FSBBC包括H桥配置中的第二数量的晶体管。
实施例39：根据实施例37和38中任一项的无线功率发射器，还包括栅极驱动器，该栅极驱动器被配置为从控制器接收PWM信号以及将多个晶体管栅极信号传送到FSBBC中的第二数量的晶体管。
实施例40：根据实施例37至39中任一项的无线功率发射器，其中控制器包括：第一模数转换器(ADC)，该第一模数转换器被配置为接收输出电压电位以及生成输出电压电位的样本；加法器，该加法器被配置为将输出电压电位的样本与参考输出电压电位进行比较以生成误差信号；补偿器，该补偿器被配置为基于该误差信号来生成经滤波的误差信号；第二ADC，该第二ADC被配置为接收输入电压电位以及生成输入电压电位的样本；分压器，该分压器被配置为接收输入电压电位的样本和参考输入电压电位以及生成自适应增益；和乘法器，该乘法器被配置为将经滤波的误差信号乘以自适应增益信号以生成占空比控制信号。
实施例41：一种控制器，包括：一个或多个处理器；和一个或多个数据存储设备，该一个或多个数据存储设备上存储有计算机可读指令，该计算机可读指令被配置为指示一个或多个处理器进行以下操作：对输出电压电位进行采样以产生数字输出电压电位，该输出电压电位响应于无线功率发射器的转换器的转换器输出电压电位；确定输出参考电压电位和数字输出电压电位之间的误差；对该误差进行滤波以确定经滤波误差；将自适应增益应用于经滤波的误差以确定占空比控制信号，该自适应增益是响应于无线功率发射器的转换器的转换器输入电压电位而确定；以及基于占空比控制信号来确定包括降压脉冲宽度调制(PWM)信号和升压PWM信号的控制器输出，该控制器输出被配置为控制无线功率发射器的转换器。
实施例42：根据实施例41的控制器，其中计算机可读指令被进一步配置为指示一个或多个处理器进行以下操作：对输入电压电位进行采样以产生数字输入电压电位，该输入电压电位响应于转换器输入电压电位；以及将参考输入电压电位除以数字输入电压电位以确定自适应增益。
实施例43：根据实施例42的控制器，其中输入电压电位是无线功率发射器的转换器的转换器输入电压电位的递减版本。
实施例44：根据实施例41至43中任一项的控制器，其中对应于占空比控制信号的占空比被配置为在无线功率发射器的转换器的降压模式和级联降压升压模式之间线性且平滑地转变。
实施例45：根据实施例41至44中任一项的控制器，其中控制器输出被配置为控制无线功率发射器的转换器以具有零分贝(0dB)量值的开环增益，该开环增益处于与转换器输入电压电位的波动无关的恒定频率。
实施例46：根据实施例41至44中任一项的控制器，其中输出电压电位是无线功率发射器的转换器的转换器输出电压电位的递减版本。
实施例47：一种包括根据实施例41至46中任一项的控制器的无线功率发射器，该无线功率发射器还包括转换器。
实施例48：根据实施例47的无线功率发射器，还包括位于控制器和转换器之间的栅极驱动器，其中控制器被配置为将控制器输出提供给栅极驱动器，并且栅极驱动器被配置为将降压PWM信号和升压PWM信号驱动到转换器的晶体管的栅极。
实施例49：根据实施例47和48中任一项的无线功率发射器，其中转换器包括降压升压转换器。
实施例50：根据实施例48和49中任一项的无线功率发射器，还包括可操作地耦合到转换器的发射桥和可操作地耦合到发射桥的发射线圈，控制器被配置为响应于发射桥的一个或多个电信号而通过发射线圈提取从无线功率接收器接收的通信。
实施例51：一种功率耦合元件，包括根据实施例7至23、31至41或47至50中任一项的无线功率接收器和无线功率发射器。
结语
如在本公开中使用的，术语“模块”或“部件”可以是指被配置为执行可以存储在计算系统的通用硬件(例如，计算机可读介质、处理设备等)上并且/或者由通用硬件执行的模块或部件和/或软件对象或软件例程的动作的特定硬件实施方式。在一些实施方案中，本公开中描述的不同部件、模块、发动机和服务可以实现为在计算系统上执行的对象或进程(例如，作为单独的线程)。虽然本公开中描述的系统和方法中的一些系统和方法通常被描述为在软件中实现(存储在通用硬件上并且/或者由通用硬件执行)，但是特定硬件实施方式或软件和特定硬件实施方式的组合也是可能且可以预期的。
用于本公开，尤其是所附权利要求书中的术语(例如，所附权利要求书的主体)通常旨在作为“开放”术语(例如，术语“包括”应被解释为“包括但不限于”，术语“具有”应被解释为“至少具有”，术语“包括”应被解释为“包括但不限于”等)。
另外，如果预期特定数量的引入的权利要求表述，则在权利要求中将明确叙述此类意图，并且在不进行此类表述的情况下，不存在此类意图。例如，为了帮助理解，以下所附权利要求书可以包含介绍性短语“至少一个”和“一个或多个”的用法，以介绍权利要求陈述。然而，使用此类短语不应理解为暗示由不定冠词“一个”或“一种”引入的权利要求表述将包含此类引入的权利要求表述的任何特定权利要求限定于仅包含一个此类表述的实施方案，即使当相同的权利要求包括介绍性短语“一个或多个”或“至少一个”和不定冠词，诸如“一个”或“一种”(例如，“一个”和/或“一种”可被解释为指的是“至少一个”或“一个或多个”)；使用用于引入权利要求表述的定冠词的使用也是如此。
此外，即使明确列举了所引入的权利要求详述的具体编号，本领域的技术人员也将认识到，此类详述应被解释为是指的是至少所列举的数目(例如，在没有其它修饰符的情况下，“两个详述”的裸露详述是指至少两个详述或两个或更多个详述)。此外，在使用类似于“A、B和C等中的至少一个”或“A、B和C等中的一个或多个”的惯例的那些情况下，通常此类构造旨在仅包括A、仅包括B、仅包括C、包括A和B两者、包括A和C两者、包括B和C两者或包括A、B和C三者等等。
此外，无论在说明书、权利要求书或附图中，呈现两个或更多个另外的术语的任何分离的词或短语应当理解为考虑包括术语中的一个、两个术语中的任意一个或两个术语两者的可能性。例如，短语“A或B”应理解为包括“A”或“B”或“A和B”的可能性。
虽然本文关于某些图示实施方案描述了本发明，但本领域的普通技术人员将认识到并理解本发明不受此限制。相反，在不脱离下文所要求保护的本发明的范围及其法律等同形式的情况下，可对图示实施方案和所述实施方案进行许多添加、删除和修改。此外，来自一个实施方案的特性可与另一个实施方案的特性组合，同时仍被包括在发明人所设想的本发明的范围内。

Claims (20)

1.一种无线功率发射器，包括：
转换器，所述转换器被配置为将输入电压电位转换成输出电压电位，所述输入电压电位和所述输出电压电位包括直流(DC)电压电位；和
控制器，所述控制器能够操作地耦合到所述转换器，所述控制器被配置为：
响应于所述输出电压电位而生成经滤波误差；
响应于所述输入电压电位而生成自适应增益；
通过将所述自适应增益应用于所述经滤波误差来生成占空比控制信号；
响应于所述占空比控制信号而生成脉冲宽度调制(PWM)信号；
如果所述占空比控制信号小于预定最大降压值，则在降压模式下经由所述PWM信号来控制所述转换器；以及
如果所述占空比控制信号大于所述预定最大降压值，则在级联降压升压模式(CBB模式)下经由所述PWM信号来控制所述转换器，其中所述PWM信号的至少一部分的占空比被配置为利用所述占空比控制信号从所述降压模式线性地转变到所述CBB模式。
2.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述控制器被配置为通过以下方式生成所述经滤波误差：
从参考输出电压电位中减去所述输出电压电位的递减版本以生成误差；以及
利用补偿器对所述误差进行滤波以生成所述经滤波误差。
3.根据权利要求2所述的无线功率发射器，其中所述补偿器包括三极三零控制器。
4.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述控制器被配置为通过将参考输入电压电位除以所述输入电压电位的递减版本来生成所述自适应增益。
5.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述占空比控制信号的传递函数相对于所述输出电压电位的量值的零分贝值以与所述输入电压电位的波动无关的恒定频率发生。
6.根据权利要求1所述的无线功率发射器，还包括被配置为将所述输入电压电位提供给所述转换器的电池。
7.一种无线功率发射器，包括：
四开关降压升压转换器(FSBBC)，所述四开关降压升压转换器耦合到电压电源，所述FSBBC被配置为从所述电压电源接收输入电压电位；
H桥，所述H桥耦合到所述FSBBC的输出和发射线圈，所述H桥包括：
第一数量的晶体管；和
控制器，所述控制器耦合到所述FSBBC和所述H桥中的每一者，所述控制器被配置为：
接收以下中的一者或多者：与发射线圈电压电位成比例的测量电压电位、线圈电流的表示、与由所述FSBBC提供的输出电流成比例的感测电流信号、所述输入电压电位以及由所述FSBBC输出的输出电压电位；以及
将脉冲宽度调制(PWM)信号传送到所述FSBBC和所述H桥中的每一者，所述PWM信号基于所述测量电压电位、所述发射线圈电流、所述感测电流信号、所述输入电压电位和所述输出电压电位中的一者或多者。
8.根据权利要求7所述的无线功率发射器，其中所述FSBBC包括H桥配置中的第二数量的晶体管。
9.根据权利要求8所述的无线功率发射器，还包括栅极驱动器，所述栅极驱动器被配置为从所述控制器接收所述PWM信号以及将多个晶体管栅极信号传送到所述FSBBC中的所述第二数量的晶体管。
10.根据权利要求7所述的无线功率发射器，其中所述控制器包括：
第一模数转换器(ADC)，所述第一ADC被配置为接收所述输出电压电位以及生成所述输出电压电位的样本；
加法器，所述加法器被配置为将所述输出电压电位的所述样本与参考输出电压电位进行比较以生成误差信号；
补偿器，所述补偿器被配置为基于所述误差信号来生成经滤波的误差信号；
第二ADC，所述第二ADC被配置为接收所述输入电压电位以及生成所述输入电压电位的样本；
分压器，所述分压器被配置为接收所述输入电压电位的所述样本和参考输入电压电位以及生成自适应增益信号；和
乘法器，所述乘法器被配置为将所述经滤波的误差信号乘以所述自适应增益信号以生成占空比控制信号。
11.一种控制器，包括：
一个或多个处理器；和
一个或多个数据存储装置，所述一个或多个数据存储装置上存储有计算机可读指令，所述计算机可读指令被配置为指示所述一个或多个处理器：
对输出电压电位进行采样以产生数字输出电压电位，所述输出电压电位响应于无线电力发射器的转换器的转换器输出电压电位；
确定输出参考电压电位和所述数字输出电压电位之间的误差；
对所述误差进行滤波以确定经滤波误差；
将自适应增益应用于所述经滤波误差以确定占空比控制信号，所述自适应增益是响应于所述无线功率发射器的所述转换器的转换器输入电压电位而确定的；以及
基于所述占空比控制信号来确定包括降压脉冲宽度调制(PWM)信号和升压PWM信号的控制器输出，所述控制器输出被配置为控制所述无线功率发射器的所述转换器。
12.根据权利要求11所述的控制器，其中所述计算机可读指令被进一步配置为指示所述一个或多个处理器：
对输入电压电位进行采样以产生数字输入电压电位，所述输入电压电位响应于所述转换器输入电压电位；以及
将参考输入电压电位除以所述数字输入电压电位以确定所述自适应增益。
13.根据权利要求12所述的控制器，其中所述输入电压电位是所述无线功率发射器的所述转换器的所述转换器输入电压电位的递减版本。
14.根据权利要求11所述的控制器，其中对应于所述占空比控制信号的占空比被配置为在所述无线功率发射器的所述转换器的降压模式和级联降压升压模式之间线性且平滑地转变。
15.根据权利要求11所述的控制器，其中所述控制器输出被配置为控制所述无线功率发射器的所述转换器以具有零分贝(0dB)量值的开环增益，所述开环增益处于与所述转换器输入电压电位的波动无关的恒定频率。
16.根据权利要求11所述的控制器，其中所述输出电压电位是所述无线功率发射器的所述转换器的所述转换器输出电压电位的递减版本。
17.一种包括根据权利要求11所述的控制器的无线功率发射器，所述无线功率发射器还包括所述转换器。
18.根据权利要求17所述的无线功率发射器，还包括位于所述控制器和所述转换器之间的栅极驱动器，其中所述控制器被配置为将控制器输出提供给所述栅极驱动器，并且所述栅极驱动器被配置为将降压PWM信号和升压PWM信号驱动到所述转换器的晶体管的栅极。
19.根据权利要求18所述的无线功率发射器，其中所述转换器包括降压升压转换器。
20.根据权利要求18所述的无线功率发射器，还包括能够操作地耦合到所述转换器的发射桥和能够操作地耦合到所述发射桥的发射线圈，所述控制器被配置为响应于所述发射桥的一个或多个电信号而通过所述发射线圈提取从无线功率接收器接收的通信。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020242606A1 (en) * 2019-05-29 2020-12-03 Microchip Technology Incorporated Converters for wireless power transfer and related systems, methods, and devices
US20210344232A1 (en) * 2020-05-04 2021-11-04 Apple Inc. Wireless Power Relay with Constant Power Controlled Converter
KR20220085669A (ko) * 2020-12-15 2022-06-22 현대모비스 주식회사 무선전력전송을 위한 적응형 임피던스 매칭 장치 및 방법
TWI741958B (zh) * 2021-03-05 2021-10-01 國立陽明交通大學 最小功率輸入的控制方法
US11991027B2 (en) * 2022-02-23 2024-05-21 Renesas Electronics America Inc. Phase demodulation using pulse signal
CN114583853B (zh) * 2022-05-06 2022-08-26 浙江地芯引力科技有限公司 无线充电发射端、数据解调方法、装置、设备及存储介质
US20240014779A1 (en) * 2022-07-07 2024-01-11 Molex Technologies Gmbh Demodulator circuits for amplitude shift keying (ask) communication demodulation

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009118691A (ja) * 2007-11-08 2009-05-28 Jepico Corp 昇降圧型スイッチングレギュレータ
US20110254524A1 (en) * 2009-10-01 2011-10-20 Panasonic Corporation Current driver circuit
CN106953520A (zh) * 2012-04-20 2017-07-14 英特尔移动通信有限责任公司 数控降压‑升压调节器
CN107565705A (zh) * 2016-07-01 2018-01-09 宁波微鹅电子科技有限公司 电能发射端的控制方法、电能发射端及非接触电能传输装置
US20180301985A1 (en) * 2017-04-14 2018-10-18 Allegro Microsystems, Llc Converter digital control circuit with adaptive compensation
WO2019083924A1 (en) * 2017-10-23 2019-05-02 Microchip Technology Incorporated DIGITAL POWER CONVERTER CONTROL PFC IN SWITCHED LIMIT MODE FOR CONSTANT CROSSING FREQUENCY

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5705919A (en) 1996-09-30 1998-01-06 Linear Technology Corporation Low drop-out switching regulator architecture
US7990120B2 (en) 2006-08-04 2011-08-02 Linear Technology Corporation Circuits and methods for adjustable peak inductor current and hysteresis for burst mode in switching regulators
US7804283B2 (en) * 2007-08-14 2010-09-28 Freescale Semiconductor, Inc. Mode transitioning in a DC/DC converter using a constant duty cycle difference
US7843177B2 (en) * 2007-10-31 2010-11-30 Elite Semiconductor Memory Technology Inc. Control circuit and method for maintaining high efficiency in switching regulator
US8305055B2 (en) * 2010-01-29 2012-11-06 Intersil Americas Inc. Non-inverting buck boost voltage converter
KR101166020B1 (ko) * 2010-05-31 2012-07-19 삼성에스디아이 주식회사 비접촉 충전 시스템 및 이를 포함한 에너지 저장 시스템
KR101793733B1 (ko) 2011-10-14 2017-11-06 삼성전자주식회사 송신기에서 전원변조 교정을 위한 장치 및 방법
TWM455291U (zh) 2012-11-30 2013-06-11 ming-xiang Ye 具有旁路控制之無線充電裝置
CN108400641B (zh) 2013-02-20 2021-05-04 松下知识产权经营株式会社 非接触送电装置
CN104321960B (zh) * 2013-04-22 2017-09-22 联发科技股份有限公司 用于充电系统的切换模式充电器
US10320290B2 (en) 2013-08-09 2019-06-11 Microsemi Corporation Voltage regulator with switching and low dropout modes
US20150280559A1 (en) * 2014-03-29 2015-10-01 Vaibhav Vaidya Unified control scheme for non-inverting high-efficiency buck-boost power converters
US9525350B2 (en) * 2014-06-26 2016-12-20 Texas Instruments Incorporated Cascaded buck boost DC to DC converter and controller for smooth transition between buck mode and boost mode
KR102332172B1 (ko) 2014-09-26 2021-11-29 삼성전자주식회사 무선 전력 송신기 및 무선 전력 수신기
CN104600983B (zh) * 2014-12-24 2017-07-18 成都芯源系统有限公司 升压降压开关功率变换器、控制电路及模式切换控制单元
CN106300576B (zh) * 2015-05-11 2021-04-20 恩智浦美国有限公司 用于无线充电系统的双向通信解调方法
CN105356743B (zh) * 2015-05-26 2018-01-23 成都芯源系统有限公司 升压降压型开关功率变换器及其控制电路
US20170126074A1 (en) * 2015-10-28 2017-05-04 Mediatek Inc. Efficiency estimation in a switching power converter
EP3375068B1 (en) * 2015-11-09 2019-05-15 Koninklijke Philips N.V. Wireless inductive power transfer
US10511183B2 (en) * 2016-12-02 2019-12-17 Shenzhen Yichong Wireless Power Technology Co., Ltd System, apparatus and method for optimizing wireless charging via load modulation
US10491131B2 (en) * 2017-08-09 2019-11-26 Microchip Technology Limited Digital control of switched boundary mode power converter without current sensor
US10615648B2 (en) 2017-12-13 2020-04-07 Apple Inc. Wireless charging device with multi-tone data receiver and active power supply noise cancellation circuitry
US10594218B1 (en) * 2017-12-20 2020-03-17 Renesas Electronics America Inc. Hysteresis timing scheme for mode transition in a buck boost converter
WO2020242606A1 (en) 2019-05-29 2020-12-03 Microchip Technology Incorporated Converters for wireless power transfer and related systems, methods, and devices
US11070091B2 (en) * 2019-09-26 2021-07-20 Microchip Technology Incorporated Wireless power transfer based on transmitter coil voltage sensing
DE112020004006T5 (de) 2019-09-27 2022-05-12 Skyworks Solutions, Inc. Systeme zur einhüllenden nachverfolgung auf mehreren niveaus mit separaten dc-und ac-pfaden

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009118691A (ja) * 2007-11-08 2009-05-28 Jepico Corp 昇降圧型スイッチングレギュレータ
US20110254524A1 (en) * 2009-10-01 2011-10-20 Panasonic Corporation Current driver circuit
CN106953520A (zh) * 2012-04-20 2017-07-14 英特尔移动通信有限责任公司 数控降压‑升压调节器
CN107565705A (zh) * 2016-07-01 2018-01-09 宁波微鹅电子科技有限公司 电能发射端的控制方法、电能发射端及非接触电能传输装置
US20180301985A1 (en) * 2017-04-14 2018-10-18 Allegro Microsystems, Llc Converter digital control circuit with adaptive compensation
WO2019083924A1 (en) * 2017-10-23 2019-05-02 Microchip Technology Incorporated DIGITAL POWER CONVERTER CONTROL PFC IN SWITCHED LIMIT MODE FOR CONSTANT CROSSING FREQUENCY

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
陈海: ""现代集成DC-DC变换器的高效率控制技术研究"", 《中国博士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 *

Also Published As

Publication number Publication date
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