CN114070061A - 升压斩波器电路装置、电源和用于输入电压升压的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于用电器电源的升压斩波器电路装置(100)，其包括整流器电路或变极电路(110)，双开关升压斩波器电路(120)和用于控制两个半导体开关(S1、S2)的控制单元(130)。根据本发明，第一半导体开关(S1)与测量电阻(R1)串联并且控制单元(130)形成用于通过计算得出参考时间段(Tref)，在该参考时间段中，在开关周期(Tperiode)内，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)在数值上应达到预定电流参考值(Iref)，并将其与实际时间段(Tmess_ist)进行比较，在该实际时间段中，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)达到预定电流参考值(Iref)，并取决于计算得到的参考时间段(Tmess_ref)和实际时间段(Tmess_ist)之间的比较结果来确定时间差(Tdiff)，取决于该时间差可以调整后续开关周期(Tperiode)的持续时间。

Description

升压斩波器电路装置、电源和用于输入电压升压的方法
技术领域
本发明涉及根据权利要求1的前序部分的用于用电器的电源的升压斩波器电路装置和根据权利要求2的前序部分的升压斩波器电路装置。本发明还涉及一种电源，其具有根据本发明的升压斩波器。升压斩波器尤其可以用作开关电源装置中的功率因数预调节器。本发明还涉及一种用于对用电器的电源中的输入电压进行升压的方法。
背景技术
升压斩波器
Figure BDA0003195792530000011
(也称为Hochsetzsteller或Hochsetzer)的基本电路用于输入电压低于输出电压的直流电压转换器。相同的原理也用在低功率的开关电源件，但使用变压器而不是线圈，其也被称为反激式转换器(严格来说，在这种情况下不是变压器，而是具有两个绕组的扼流圈。在变压器中，接收的输入功率在输出端同时输出。在反激式转换器中，扼流圈通过绕组的功率输入和输出发生在不同的周期)。
该电路还用于PFC输入级(英文Power Factor Correction，功率因数校正)，其在设备内部提供大约400V直流电压的中间电路电压。该PFC级的电流消耗跟随输入电压的正弦曲线，从而避免通过谐波对网络的污染。开关电源件、变频器或电子镇流器在该中间电路电压下工作，否则会产生强谐波。
电源对于多种多样的领域和用途都是必须的。由于电源这一概念有多种使用方式，因此在下文中使用变流器这一概念。其作用是控制电源和负载之间的电流流动或将其从一种电流类型转换为另一种电流类型。其属于电气工程中电力电子的子领域。变流器有以下类型：整流器、逆变器、直流转换器和交流转换器。这些不同的变流器还包括电源装置
Figure BDA0003195792530000012
也称为电源件(Netzteile)。其作用是为电子生产设备提供直流电压。线性电源装置和开关电源装置之间有区别。开关电源装置同时属于受控电源装置。
图1示出了开关电源装置的基本结构。其由以下组件组成：有源PFC电路10、直流斩波器20、电力传输级30、平滑器40、调节级50、电势隔离器60和控制器70。在开关电源装置输入端存在来自公共电网的电网电压。例如，有效值为230V且电源频率为50Hz的交流电压。在有源PFC电路10中可以存在以下三个组件：电源滤波器1、升压斩波器2和滤波电容器3。在有源PFC电路10的输出端存在高直流电压，例如电压值为400伏。该直流电压被直流斩波器20斩波为方波信号。其中有功率晶体管，例如双极晶体管4，MOSFET晶体管，即金属氧化物半导体场效应晶体管，晶闸管或IGBT，即绝缘栅双极晶体管，其通过开关过程产生方波信号。通过改变方波信号的占空比，可以设置不同的电压和电流，从而设置不同的功率。对断路器的控制主要使用脉冲宽度调制(PWM)和脉冲序列或脉冲频率调制(PFM)技术。
对于设计用于75W及以上功率范围的电源装置，要求其配备PFC技术，即功率因数校正，以避免由于产生谐波而对供电网络造成影响。这也在欧洲标准EN61000-3-2中进行了定义。为此常用有源PFC电路。该电路包括一种附加的开关电源件，其连接在实际开关电源件的上游，并确保所接收的电流与正弦电源电压相对应。由此，电流遵循由当前电源电压下的电阻引起的走势。因此，如果电源电压不完全是正弦曲线，正如在电力网络中经常发生的那样，则遵循电源电压的实际走势—而不是理想化的走势。在此，功率因数保持接近一，并且产生的谐波更少。否则，这些谐波可能会“累积”并使电网过载。功率因数在此表示有效功率与视在功率之比。如果电流和电压之间的相移为零，则有效功率和视在功率相同，功率因数保持为一。如果电压和电流之间存在明显的相位差，则功率会流回发电厂，功率因数会降至低于一。有源PFC电路通常由带有直接连接在下游的升压斩波器的整流器组成，其将大容量电容器充电至高于交流电源电压峰值电压的电压，例如400V。然后，实际用电设备(开关电源件或例如荧光灯电子镇流器)由此供电。升压斩波器也称为升压调节器(Hochsetzsteller)。它是一种反激式转换器，其中当开关晶体管关断时，线圈驱动电流通过负载。
图2示出了可以在这种有源PFC电路中使用的升压斩波器的基本电路图。通过以所谓的边界传导模式(Boundary Conduction Mode)运行升压斩波器电路，实现了常用的MOSFET半导体开关S的低损耗开关。在此，升压斩波器或升压斩波器电路装置100(其中升压斩波器电路装置除了实际的升压斩波器之外还可以包括另外的部件)在扼流圈电流IL间隙极限(Lückgrenze)附近运行，使得开关S的无电流接通，即所谓的“零电流开关”(ZeroCurrent Switching，ZCS)，以及无电压接通，即所谓的“零电压开关”(Zero VoltageSwitching，ZVS)，都被实现。升压斩波器100的扼流圈L1和半导体开关S的输出电容COSS形成串联谐振电路。该谐振电路在其固有频率的一半周期期间内重新充电，因此当扼流圈电流IL的符号发生变化时，输出电容COSS被重新充电至升压斩波器输入电压Vin值的两倍减去升压斩波器输出电压Vout。由此，当半导体开关S再次接通时，降低了开关电压和接通电流，并由此降低了开关损耗。当半导体开关S在开关时间点有电流流过时，就会出现这种开关损耗。根据欧姆定律，P＝U*I。在半导体开关S中转换为热量的功率损耗P取决于所施加的电压有多高。
在图3中示出了在半导体开关S的整个开关周期内的电压和电流曲线。电流曲线IL是三角形的。在半导体开关S的接通阶段ton期间，通过扼流线圈L1的电流线性增加。在半导体开关S的断开阶段toff期间，通过扼流线圈L1的电流IL线性下降。在对应于由扼流线圈L1和半导体开关S的输出电容Coss组成的谐振电路的谐振频率的一半周期的阶段tres中，电流的方向也改变。在此，时间关系组成如下：
Figure BDA0003195792530000041
Figure BDA0003195792530000042
Figure BDA0003195792530000043
在此，Pin表示输入功率，L表示扼流线圈L1的电感。为了保证半导体开关S的尽可能无损耗的开关，一个开关周期的周期Ts不得小于：
Tsmin＝ton+tOff+tRes.
由此确保，半导体开关S的输出电容Coss可以被放电以用于无损耗开关。
在特别是损耗优化的应用中，使用具有至少两个有源半导体开关S1、S2的半桥PFC电路代替根据图2的常规升压斩波器。这在图4中示出。图2中的二极管D由另一个半导体开关S2代替。
适用于根据图2的电路的时间关系在美国专利US 8,766,605 B2中结合半桥PFC电路的使用进行了说明。半桥PFC电路这一概念表示正半波和负半波都由同一个半导体开关支路升压。然而，这需要变极电路，从而闭合回路。
图5基于第一半导体开关S1的漏源电压VCoss在开关阶段期间的曲线，示出了对于正输入电压Vin的半导体开关S1和S2的控制信号的时间顺序。通过设置扼流圈电流IL的电流阈值Ih和I1来产生控制信号。为此，必须通过测量探测扼流圈电流IL并与预定值进行比较。
在这种情况下，断开半导体开关S1和接通半导体开关S2的条件是超过扼流圈电流IL的电流阈值Ih。各个相应工作点的电流阈值Ih由电流调节器指定。
在这种情况下，断开半导体开关S2和导通半导体开关S1的条件是低于扼流圈电流IL的电流阈值I1。电流阈值I1是静态预定的，并且其位置确保半导体开关S1的输出电容Coss被完全重新充电。
与图2中其中二极管D决定重新充电过程的电路相反，开关S2保持导通，直到输出电容Coss完全重新充电到0V。然后半导体开关S1导通，同时半导体开关S2断开，使电流IL能够从半导体开关S2换向至半导体开关S1，并且电流IL的方向再次改变。一个新的循环开始于扼流线圈L1的磁化。
在文件US 20070109822 A1和US 8026704 B2中更详细地说明了这种控制方法的细节。
另一种用于为半导体开关S1和S2生成控制信号的方法由文件“Current ModeControl structure:Current-Mode Control:Modeling and Digital Application(电流模式控制结构：电流模式控制：建模和数字应用)”，Jian Li，2009年4月14日，布莱克斯堡，弗吉尼亚理工学院和州立大学，已知。在此，为了生成半导体开关S1和S2的开关时间tonS1和tonS2，使用比较器，其将测量电阻中的电流IL引起的电压降与电压阈值进行比较。
从文件“LED Application Design Using BCM Power FactorCorrection(PFC)Controller for 100W Lightning System”；AN-9731,O2011 Fairchild SemiconductorCorporation Rev.1.0.0,3/24/11，中已知以所谓的“边界传导模式”(BCM)运行的PFC电路的电路设计。
用于生成用于以两个半导体开关S1、S2运行的升压斩波器拓扑的控制信号的上述方法需要关于流经电感L的电流走势的所有信息，以便通过比较器生成控制信号。
发明内容
本发明的目的是提供一种升压斩波器电路装置，该装置确保开关过程的损耗尽可能小，同时电路技术复杂度小。发明人认识到，测量和控制电路的电位通常应该置于负中间电路电压的低干扰电位上。
该目的通过具有权利要求1的特征的用于用电器的电源的升压斩波器电路装置来实现。
根据本发明的升压斩波器电路装置包括具有第一半导体元件以及具有第二半导体元件的整流器或变极器电路和具有第一半导体开关、第二半导体开关、电感和滤波电容器的双开关升压斩波器电路。此外，升压斩波器电路装置包括用于控制两个半导体开关的控制单元。两个半导体元件串联布置在第一路径中并且第一半导体开关和第二半导体开关串联布置在第二路径中，其中在并联连接的意义上这两个路径在其一个自由端处集合在第一节点中，并且在其另一自由端处集合在第二节点中，并且同时形成用于升压斩波器电路装置的输出电压的连接触点。在此，滤波电容器连接至连接触点之间。电感连接在用于连接到交流电压源的第一电源连接部和串联连接的两个半导体开关的连接节点之间。用于连接到电压源的第二电源连接部在第一半导体元件和第二半导体元件之间连接到连接节点中。根据本发明，第一半导体开关与测量电阻串联。根据本发明，控制单元形成用于通过计算得出参考时间段，在该参考时间段中，在开关周期内，流经测量电阻的电流在数值上应达到预定电流参考值，并且控制单元用于将参考时间段与实际时间段进行比较，在该实际时间段中，流经测量电阻的电流达到预定电流参考值，并且控制单元用于取决于计算得出的参考值和实际测量的时间段之间的比较结果来确定时间差，取决于得出的该时间差可以调整至少直接跟随的开关周期的持续时间。由此提供了升压斩波器电路布置，尤其是用于在交流输入电压上运行，其使用简单的电路技术手段确保升压斩波器开关的低损耗开关。利用这种电路布置，当然也可以通过正或负直流电压进行运行。
对于具有设计为直流电压的输入电压的应用，根据本发明的升压斩波器电路装置进行稍微修改。这里，本发明所基于的目的还通过具有权利要求2的特征的用于用电器的电源的升压斩波器电路装置来实现。
该升压斩波器电路装置包括具有第一半导体开关、第二半导体开关、电感和滤波电容器的双开关升压斩波器电路以及用于控制两个半导体开关的控制单元。这里，第一半导体开关和第二半导体开关在共同的路径中串联连接，其中在外部的第一节点和外部的第二节点中形成用于升压斩波器电路装置的输出电压的连接触点。滤波电容器连接在连接触点之间。电感连接在用于连接到直流电压源的第一电源连接部和串联连接的两个半导体开关的连接节点之间。用于连接到电压源的第二电源连接部连接到第二节点。
根据本发明设定，第一半导体开关与测量电阻串联，其中测量电阻布置在第一半导体开关和第二节点之间，并且控制单元形成用于通过计算得出参考时间段，在该参考时间段中，在开关周期内，流经测量电阻的电流在数值上应达到预定电流参考值，并且控制单元用于将参考时间段与通过测量技术获得的时间段进行比较，在该通过测量技术获得的时间段中，流经测量电阻的电流达到预定电流参考值，并且控制单元用于取决于计算得出的参考时间段和实际测量的时间段之间的比较结果来确定时间差，取决于该时间差可以调整后续开关周期的持续时间。由此提供了用于输入直流电压运行的升压斩波器电路布置，其使用简单的电路技术手段确保升压斩波器开关的低损耗开关。正如开头已经提到的，半导体开关的电容对于无损开关来说尤其是干扰性的。该电容在开关过程中产生电压，该电压与半导体开关中的剩余电流一起导致功率损耗。为了无损耗地进行开关，需要尽可能完全地将半导体开关的电容放电。为此需要进行电流测量。该电路的一个特殊优点在于，即一个简单的测量电阻就足以进行所需的电流测量，并提供控制半导体开关所需的所有信息。此外，由于本发明的解决方案，既不需要用于测量扼流圈电流的复杂电势隔离器，也不需要额外的变流器或其他昂贵的部件来探测扼流圈电流并实现对升压斩波器电路的半导体开关的针对性控制。
本发明的进一步有利的设计方案在从属权利要求中说明。在从属权利要求中单独列出的特征可以以技术上有意义的方式彼此组合并且可以限定本发明的进一步设计方案。此外，在说明书中更详细地说明和解释了权利要求中给出的特征，并给出了本发明的进一步的优选设计方案。
根据本发明的优选的进一步扩展，还可以设定，控制单元形成用于在正输入电压的情况下，在监测流过测量电阻的电流的范围内，在磁化阶段检测电流的过零，其中将在过零时间点流过测量电阻的电流量定义为电流参考值。由此，通过结构简单的测量技术装置，可以在电感的磁化阶段期间检测预定电流值的达到并且可以确定从定义的启动时间点到该时间点所经过的时间长度。此外，可以以简单的方式将计算确定的参考时间段与直到达到预定参考电流值的实际所需时间段之间可能存在的偏差确定为时间差，并且可以确定用于随后的开关循环时间的时间校正值。本发明的该设计方案还可以以这样的方式进一步扩展，即控制单元形成为使得可以根据以下公式来确定用于适配开关周期Tperiode的时间校正值(Tper_correct)：
Tper_correct＝(Vin/(Vout-Vin))/Tdiff.
根据本发明的一个替代实施形式，可以规定，控制单元形成用于在负输入电压的情况下，在监测流过测量电阻的电流的范围内，在退磁阶段检测电流的过零，其中将在过零时间点流过测量电阻的电流量定义为电流参考值。由此，通过结构简单的测量技术装置，可以在电感的退磁阶段期间检测预定电流值的达到并且可以确定从定义的启动时间点到该时间点所经过的时间长度。此外，可以以简单的方式将计算确定的参考时间段与直到达到预定参考电流值的实际所需时间段之间可能存在的偏差确定为时间差，并且可以确定用于随后的开关循环时间的时间校正值。本发明的该设计方案还可以以这样的方式进一步扩展，即控制单元形成为使得用于适配开关周期的时间校正值与确定的时间差相等。
在本发明的同样优选的设计方案变体方案中，还可以设定，控制单元在以交流电压供电的升压斩波器电路变体方案的情况下被设计成使得不顾输入电压的正弦半波，第一半导体开关的导通时间(电感L1的磁化)保持恒定，并且第二半导体开关的导通时间(电感L1的退磁)根据以下公式确定：
ton_S2＝Vin/(Vout-Vin)*ton_S1，
其中
Vin-输入电压，
Vout-输出电压，
ton_S1-第一半导体开关S1的接通时间，并且
ton_S2-第二半导体开关S2的接通时间，
其中，第二半导体开关S2的导通时间对应于第一半导体开关S1的断开时间：ton_S2＝toff_S1。
由此可以实现控制行为非常稳定，以达到正弦电流。此外，如果仅在输入电压的正弦半波上改变开关阶段(Schaltphase)，则使用数字信号处理器(DSP)时的计算工作量会降低。为了实现必要的控制动态，需要控制单元或DSP的快速计算时间。
在以交流电压供电的升压斩波器电路变体方案的情况下，也可以有利地以这样的方式进一步改进本发明，即设置电压调节器来设置至少第一半导体开关的接通时间。以这种方式可以实现的优点是可以设置稳定的正弦输入电流，而不必预先计算和调节电流。
此外，本发明所基于的目的通过一种用于用电器的电源来实现，其中该电源具有根据本发明构造的升压斩波器电路装置，并且其中该升压斩波器电路装置用于电源中的功率因数预调节。由此提供了具有升压斩波器电路装置的电源，该升压斩波器电路装置以简单的电路技术手段确保升压斩波器电路的半导体开关的低损耗开关。电源优选设计为开关电源装置。
最后，本发明所基于的目的通过一种用于对这种电源中的输入电压进行升压的方法来实现。在这种情况下，通过计算得出参考时间段，在该参考时间段中，在开关周期内，流经测量电阻的电流应达到预定电流参考值。接着，将该参考时间段与实际时间段进行比较，在该实际时间段中，流经测量电阻的电流达到预定电流参考值，并取决于计算得出的参考时间段和实际时间段之间的比较结果来确定时间差，并且取决于之前确定的该比较结果在需要时调整后续开关周期的持续时间。由此产生的优点尤其是，通过这种方法不需要复杂的结构来探测流经电感的总电流走势，并且仅以流经单个测量电阻、并且可以在半导体开关路径中简单测量的电流，已经可以实现升压斩波器电路的半导体开关的足够精确的低损耗开关。此外有利的是，在没有开关过程的开关阶段期间达到计算出的电流参考值。这避免了由于可能的开关故障而导致的错误测量。对预先计算的变量随后进行变化，这也使其不太容易发生故障。
附图说明
下面参照附图更详细地说明本发明和技术环境。应该指出的是，本发明并不应受到所示实施例的限制。尤其地，除非另外明确说明，还可以提取附图中解释的事实的部分方面并将其与来自本说明书和/或附图的其他组件和认知相结合。特别地，应该指出的是，附图，尤其是所示的尺寸关系只是示意性的。相同的附图标记表示相同的对象，因此必要时可以使用来自其他附图的解释作为补充。
图中：
图1示出了开关电源装置的原理电路图；
图2示出了具有半导体开关的半桥PFC电路的原理电路图；
图3示出了通过根据图2的半桥PFC电路电感的电流曲线和半导体开关输出电容的电压曲线形状；
图4示出了具有两个半导体开关的半桥PFC电路的原理电路图；
图5示出了通过根据图4的半桥PFC电路电感的电流曲线和半导体开关输出电容的电压曲线形状；
图6示出了用于在交流电压源上运行的具有两个半导体开关和变极电路的半桥PFC电路的原理电路图；
图7示出了用于在交流电压源上运行的具有两个半导体开关的半桥PFC电路的原理电路图，其中变极电路用二极管实现；
图8示出了用于在直流电压源上运行的具有两个半导体开关且没有变极电路的半桥PFC电路的原理电路图；
图9示出了在输入电压正半波下的通过根据图6或图7的半桥PFC电路的电感的电流曲线；
图10示出了根据本发明的升压斩波器电路装置的控制单元的框图。
具体实施方式
本说明书说明了本发明公开的原理。因此应当理解，本领域技术人员将能够构思出各种设计方案，尽管这里没有明确说明，但这些设计方案体现了根据本发明的公开的原理并且也在其范围内同样应受到保护。
使用正输入电压或输入交流电压的正半波的例子讨论根据本发明的构思。对于存在负输入电压或输入交流电压的负半波的情况而言，升压斩波器电路的半导体开关的功能相应地调换。
如上所述，有一种方法可以在边界传导模式(BCM)下运行PFC电路。用于反复磁化电感L；L1的时间ton在交流电源电压的正弦半波上保持恒定。该时间与开关电源装置的功率输出成比例，并由电压调节器给定，该电压调节器应该保持电路的输出电压恒定，例如400V直流电压。
另外，电感L；L1的退磁时间还需要设置。在提到的出版物中，这是通过生成由二极管的重新充电过程引起的零电流检测(ZCD)信号来实现的。但是，这不能在升压转换器或升压斩波器电路中产生，其中二极管的功能由电流开关实现，因为该电流开关不会自行阻断。
为了解决这个问题，根据本发明提出，预先计算第二半导体开关S2应断开的时间点，并且将通过计算得到的时间点或者得到的时间段通过控制计算出的时间点或计算出的时间段，尤其是通过控制电流过零进行控制。
第一半导体开关S1断开，并且第二半导体开关S2闭合的退磁时间(关断(Off)时间)toff如下由磁化时间ton计算：
Figure BDA0003195792530000111
由于元件公差和其他因素，例如在驱动级中产生控制信号时的延迟等，计算可能会出现偏差，因此必须检查利用所计算出的关断时间(Off-Zeit)toff，电感L1中是否也达到了所需的电流值Ib。
为此，可以从第一半导体开关S1的路径中获得所需的电流Ib的信息。借助于电流测量电阻R1，可以产生与流过半导体开关S1的电流成比例的测量电压。在本发明的范围内，在此处说明的方法中，借助于比较器131b测量直到达到特定电流Iref的时间Tmess_ist(例如从接通第一半导体开关S1以磁化电感L1到达到电流过零的时间)并与计算出的时间Tmess_ref进行比较，以便能够根据比较结果对紧随其后的周期Tperiode(t+1)进行时间校正或给出校正值Tper_correct。
图6和图7分别示出了根据本发明的升压斩波器电路装置100的原理电路图。图6和图7中所示的用于用电器的电源的升压斩波器电路装置100分别包括整流器电路或变极电路110、双开关升压斩波器电路120和用于控制双开关升压斩波器电路3的两个半导体开关S1、S2的控制单元130。在此，在根据图6的实施形式中，变极电路110由串联连接的两个可控半导体开关S3、S4构成，而在根据图7的实施形式中，变极电路或整流器电路110由两个串联的二极管D1、D2构成。
在这两种情况或实施方案中，两个半导体元件D1、D2；S3、S4在第一路径P1中串联布置并且双开关升压斩波器电路3的第一半导体开关S1和第二半导体开关S2在第二路径P2中串联布置，其中这两个路径P1、P2在并联连接的意义上在其一个自由端上集合在第一节点K1中，并在其另一个自由端集合在第二节点K2中，同时形成用于升压斩波器电路装置100的输出电压Vout的连接触点。这里，滤波电容器C1连接在输出电压Vout的连接触点之间。电感L1连接在用于连接到交流电压源ACin的第一电源连接部Q1和两个串联连接的半导体开关S1、S2的连接节点K3之间。用于连接到电压源ACin的第二电源连接部Q2在第一半导体元件D1、S3和第二半导体元件D2、S4之间连接至连接节点K4中。第一半导体开关S1与测量电阻R1串联。
控制单元130用于通过计算得出参考时间段Tmess_ref，在该参考时间段中，在开关周期(也叫做开关循环)Tperiode内，流经测量电阻R1的电流Ib在数值上应达到预定电流参考值Iref，并且控制单元用于将参考时间段与实际时间段Tmess_ist进行比较，在该实际时间段中，流经测量电阻R1的电流Ib达到预定电流参考值Iref，并且控制单元用于取决于计算得出的参考时间段Tmess_ref和实际时间段Tmess_ist之间的比较结果来确定时间差Tdiff，取决于该时间差可以通过得出的时间校正值Tper_correct调整后续开关周期Tperiode的持续时间。
在所示实施例中，交流电压源ACin的连接端子Q1、Q2上存在具有230V有效值和50Hz电源频率的正弦输入电压Vin(电源电压)。扼流线圈L1连接到上部连接端子Q1。在该示例中，其电感为64μH。该通路通向节点K3，该节点一方面与第一半导体开关S1的漏极输出端连接。另一方面，节点K3与第二半导体开关S2的源极输入端连接。两个半导体开关S1和S2都设计为n沟道MOSFET型的场效应晶体管。除此之外，可以使用其他半导体开关，例如双极晶体管、晶闸管或IGBT。其用于对输入信号进行整流和斩波。为此，其以相对较高的频率切换，例如100kHz。控制信号CTRL1被施加到第一半导体开关(场效应晶体管)S1的栅极。控制信号CTRL2被施加到第二半导体开关(场效应晶体管)S2的栅极。这些控制信号CTRL1、CTRL2的准确时序(Timing)在设计为数字电路的控制单元130中计算，该控制单元未在图6中示出，但在下文中参考图9和图10更详细地解释。滤波电容器C1连接在双开关升压斩波器电路120的输出端，其在半导体开关S2的导通阶段被充电，并为后续开关电源装置的直流转换器提供高压，例如400V直流电压。例如，滤波电容器C1的容量为600μF。当半导体开关S2断开时以相反方向流动以对半导体开关S1的输出电容放电的电流流经测量电阻R1，该测量电阻设置在路径P2中两个半导体开关S1和S2的串联连接的下部开关支路中。例如，测量电阻R1的电阻值为20mΩ。利用该电流流动，晶体管电容Coss被放电，这是无损耗开关所必需的。为此，首先需要测量地探测流经测量电阻R1的电流。因此，探测测量电阻R1两端的电压降。为此，在第一半导体开关S1的源极接头和串联连接的测量电阻R1之间的节点K5处将施加在测量电阻R1上的电压馈送到控制单元130的输入端，电压通过该输入端被测量并进一步处理。为此可以使用控制单元130的A/D输入。在第二支路中设置两个另外的半导体开关S3和S4。例如其也是n沟道MOSFET。连接有两个半导体开关S3、S4的节点K4连接到至电厂的回路。两个半导体开关S3和S4都用于反转电路的极性。为了输入电压的正半波，S4被阻断，S3被导通接入。为了输入电压的负半波，S3被阻断，S4被导通接入。因此，开关信号CTRL3和CTRL4以50Hz的电源频率进行开关。
图7示出了该电路的另一个变体方案，其中两个半导体开关S3和S4由二极管D1、D2代替。其优点是不需要任何专用的开关信号。二极管D1、D2是自阻断的，即使没有控制信号也能显示出所需的极性反转行为。图7中与图6中具有相同附图标记的其他组件表示相同的组件。然而，与图6中的实施形式相比，这里出现更高的开关损耗。原则上，图7中所示的这种拓扑结构也可以实现向供电网络中的反馈。
在图6中示例性示出了在输入电压的负半波的情况下用于线圈L1磁化和退磁的电流。这里，虚线示出的箭头Mag_auf代表磁化电感L1的电流，点状虚线示出的箭头Mag-ab代表电感L1退磁的电流。磁化的电流方向从ACin/Q2出发，通过S4、S2、L1到ACin/Q1。退磁的电流方向从ACin/Q2出发，通过S4、C1、S1、L1到ACin/Q1。对于负输入电压半波所示的电流曲线当然也类似地适用于根据图7的实施形式。
与此类似，图7示例性示出了在正输入电压或输入电压正半波的情况下用于电感L1磁化和退磁的电流。这里同样地，虚线示出的箭头Mag_auf代表磁化电感L1的电流，点状虚线示出的箭头Mag_ab代表电感L1退磁的电流。磁化的电流方向从ACin/Q1出发，通过L1、S1、D2到ACin Q2。退磁的电流方向从ACin/Q1出发，通过L1、S2、C1、D2，到ACin Q2。对于正输入电压半波所示的电流曲线当然也类似地适用于根据图6的实施例。
利用根据图7的电路进一步开发了一种方法，其从以下出版物中获知：LEDApplication Design Using BCM Power Factor Correction(PFC)Controller for 100WLightning System(使用BCM功率因数校正(PFC)控制器的LED应用设计，用于100W照明系统)；AN-9731，O2011飞兆半导体公司(Fairchild Semiconductor Corporation)修订版1.0.0，2011年3月24日。
通过这种电路设计，PFC电路以所谓的“边界传导模式”(BCM)运行。设置以大约100kHz斩波输入电压的时间Ton在电源电压的正弦半波上保持恒定。该时间对应于每个开关周期分别用于磁化电感L1的时间。如上所述，具有电压调节器132的PFC电路包含电流调节回路，其作用是保持输入电流IL(t)(扼流圈电流)的瞬时值与输入电压Vin(t)的瞬时值成比例。由此可以将功率因数保持在接近一的水平。该时间与功率成正比，并且由电压调节器预定，该电压调节器应保持电路的输出电压恒定，例如保持在400V。
为了设置扼流圈L1退磁的时间，在提到的出版物中使用了零电流检测(ZCD)信号，该信号是由二极管的再加载引起的。然而，这不能在用低损耗半导体开关S2实现二极管D的功能的升压斩波器电路中产生，因为当施加栅极电压时该半导体开关不会自行阻断。
因此，根据本发明，预先计算应将第二半导体开关S2断开的时间点。在该方法中，来自分流器R1的电流值Ib被馈送到比较器131b。为比较器131b给定参考电流值Iref作为阈值，针对该阈值计算所属的时间值Tmess_ref。计算出的时间值Tmess_ref对应于电流侧翼(Stromflanke)在上升开始后达到比较器131b的阈值/参考电流值Iref所需的时间。时间值Tmess_ref计算如下。
Figure BDA0003195792530000151
Iref是所希望通过扼流圈电流的低峰值实现的电流量，以确保ZVD开关。Vin是输入电压的当前值，L是扼流圈的电感值。
如果由于误差、公差等没有达到期望的低峰值Iref，则比较器131b处的阈值也在与Tmess_ref中计算的不同的时间点Tmess_ist处达到。
如果现在测量从电流侧翼的开启点到达到比较器处的阈值的时间，将得到时间Tmess_ist。如果将预先计算的时间Tmess_ref与随后测量的时间Tmess_ist之间做差，则获得时间Tdiff。
Tdiff＝Tmess_ref-Tmess_ist
利用该时间差，可以针对时间toff并因此针对开关循环的整个周期Tperiode确定时间校正值Tper_correct，利用该时间校正值可在下一个开关循环中实现期望的电流。该时间校正值Tper_correct如下计算。
Figure BDA0003195792530000161
在图9中，根据正输入电压Vin情况下的电流曲线示意性地示出了上述原理。沿纵坐标绘制了通过测量电阻R1测量的电流Ib。时间t沿横坐标绘制。通过测量电阻R1测量的电流曲线用Ib表示。在输入交流电压Vin的正半波期间，扼流线圈L1的磁化时间Ton保持恒定。在该时间的期间，半导体开关S1闭合，半导体开关S2断开。调节循环Tperiode的剩余时间是可变的，并且用于对扼流线圈L1的退磁，并用于以预先计算的值将半导体开关S1的晶体管电容Coss放电，并校正计算时间值和测量时间值Tmess_ref，Tmess_ist之间可能存在的时间偏差。在Tperiode的该剩余时间期间，半导体开关S1打开并且半导体开关S2闭合。图9中在所示的第二开关循环期间示出了校正时间并以Tper_correct标识。这对应于校正值，通过该校正值校正根据之前的(第一)开关循环预先计算的开关循环时间Tperiode(在当前情况下相应地缩短)。在图9中还可以看出，开关循环时间Tperiode在所示的第二开关循环中相应缩短。因为之前的开关循环已经表明预先计算的开关循环时间Tperiode太长，因为测量的电流Ib不对应于定义的参考值Iref，而是偏离了Ierr(t-1)的值，并仅通过缩短开关循环时间Tperiode就能够达到参考值Iref。
在第三个开关循环开始时或在第二个开关循环结束时，实际达到期望的参考值Iref。探测电流值的时间点在横坐标上用“+”号标记。这些时间点对应于Tperiode的预先计算并校正后的值。
如果此拓扑结构的输入电压变为负，也可以类似地应用该原理。在这种情况下，可以以分流器R1示出的电流侧翼对应于扼流圈L1的退磁阶段。由于电流上升现在取决于输出电压和输入电压之间的差值，因此时间Tmess_ref计算如下。
Figure BDA0003195792530000171
此外，本发明的原理也可以应用于通过直流电压源DCin供电的升压斩波器电路装置100。这样的实施例在图8中示出。类似于上述实施形式，所示的用于用电器的电源的升压斩波器电路装置100包括双开关升压斩波器电路120，其具有第一半导体开关S1、第二半导体开关S2、电感L1并具有滤波电容器C1和用于控制两个半导体开关S1、S2的控制单元130。这里根据其性质而省略了整流器或变极器电路110，在如上所述的以交流电压供应的升压斩波器电路布置中其是必须的。第一半导体开关S1和第二半导体开关S2串联布置在共同的路径P1中，平行于该路径P1，在第一节点K1与第二节点K2中形成升压斩波器电路装置100的输出电压Vout的连接触点，并且滤波电容C1连接在该连接触点之间。电感L1同样连接在用于连接到直流电压源DCin的第一电源连接部Q1和两个串联连接的半导体开关S1、S2的连接节点K3之间。用于连接到电压源DCin的第二电源连接部Q2连接到节点K2。类似于具有AC电压源的实施形式，第一半导体开关S1与测量电阻R1串联，其中测量电阻R1布置在第一半导体开关S1和第二节点K2之间。控制单元130同样用于通过计算得出参考时间段Tmess_ref，在该参考时间段中，在开关周期或开关循环时间Tperiode内，流经测量电阻R1的电流Ib应达到预定电流参考值Iref，并且控制单元用于将参考时间段与实际时间段Tmess_ist进行比较，在该实际时间段中，流经测量电阻R1的电流Ib达到预定电流参考值Iref。取决于计算得出的参考时间段Tmess_ref和实际时间段Tmess_ist之间的比较结果来确定时间差Tdiff，借助该时间差可以调整后续开关周期Tperiode(t+1)的持续时间。类似于图6和图7中所示，示出了在正直流电压的情况下用于磁化和退磁电感L1的电流。这里同样地，虚线示出的箭头Mag_auf代表磁化电感L1的电流，点状虚线示出的箭头Mag-ab代表电感L1退磁的电流。磁化的电流方向从DCin/Q1出发，通过L1、S1到DCin Q2。退磁的电流方向相应地从DCin/Q1出发，通过L1、S2、C1到DCin Q2。
最后，图10示出了实施为集成电路的控制单元130的框图，利用该控制单元实现升压斩波器电路装置100的半导体开关S1、S2的这种类型的控制。集成电路可以以DSP(数字信号处理器)、FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)的形式或借助于标准微控制器和相应软件实现。这里，所示的处理器架构适用于施加输入交流电压ACin的正半波的情况。借助于DSP，根据有关输入电压Vin和输出电压Vout的信息以及由设置接通时间Ton的电压调节器预定的额定电压Vout_ref预先计算出周期Tperiode，扼流圈电流IL以该周期须达到下限电流阈值。在周期Tperiode结束后，两个开关S1、S2都断开，并且短时间之后第一开关S1再次接通。分流器或测量电阻R1现在通电，并且当S1切换(接通)时，定时器133直接启动。如果通过测量电阻R1的电流Ib在比较器131处达到阈值Iref，则比较器131触发停止定时器133的事件。利用测量的时间值Tmess_ist，可以如上所述计算针对该周期或开关循环时间Tperiode的时间校正Tper-correct。然后，为用于生成开关信号的定时器加载新的时间值Tperiode(t+1)，并设置扼流圈L1的低电流峰值。
该框图包含以下组件：附图标记131a表示减法级。在级131a中，从输出电压的参考值Vout_ref中减去输出电压Vout。输出电压Vout应尽可能保持恒定在400V的值。由此在减法级131a中确定与额定值的偏差。根据开关电源装置上的负载，中间电路电压可能从400V变化，因此必须采取相应的矫正措施。在所示的比较器131b中，所计算出的到达确定的电流参考值Iref的时间Tmess_ref与当前测量的通过测量电阻R1的电流Ib达到预定电流参考值Iref实际所需的时间Tmess_ist进行比较。如上所述，电流Ib的测量总是在预先计算和校正的时间点进行。无需探测其他的电流测量值。因此在该减法级131b中确定与额定值Iref的相应偏差Ierr。这是用于后续调节级133的重要信息，在该调节级中针对调节循环的预先计算的开关循环时间Tperiode计算校正量Tper_correct。调节级133将校正值Toffset输出到下游主定时器单元136。其对应于可编程定时器单元，其分别在设定的时间结束后输出一个事件(Event)。该事件还可以以生成的信号的形式输出。在数字技术中，事件也可以以软件事件的形式输出，通过该软件事件，类似于在通过软件产生的中断中那样，调用特定的程序例程。在主定时器单元136中设置用于计算控制信号CTRL1和CTRL2的占空比的定时器。实际信号生成发生在PWM信号生成单元139中。为了能够生成均具有期望的占空比的控制信号CTRL1和CTRL2，还需要关于预先计算的磁化时间Ton的信息。该信息由调节级132提供。对于正半波，该时间保持恒定。因此，这里涉及这样的调节级，其仅相对缓慢地后续调节设置值。已经证明，即使是10Hz PI调节器也足以满足此要求。磁化时间Ton可以使用以下公式
Figure BDA0003195792530000191
来计算，这在开头已经说明过了。当流经扼流线圈L1的电流在间隙极限下运行时，此公式始终适用。该调节级132使用关于例如400V的期望中间电路电压与来自减法级131a的实际测量的中间电路电压之间的差的输入信息来工作。经调节的磁化时间Ton一方面提供给第二定时器单元135，其向PWM信号生成单元139输出相应的事件。另一方面，磁化时间Ton被提供给计算单元134，该计算单元根据下列公式
Figure BDA0003195792530000192
计算磁化时间Ton和退磁时间Toff的总长度的时间。这里，公式的第一部分对应于开头提到的退磁时间toff的计算公式。
输入电压Vin的状态由状态机137检测。其用25kHz的时间网格扫描。状态机137确定存在输入电压的正半波还是负半波。确定的状态被转发到配置单元138，该配置单元根据状态为集成电路130的不同块进行相应的注册设置。至少PWM信号生成单元139必须重新配置，因为当输入电压为负时，半导体开关S1和S2的功能互换。
总结性地再次说明集成电路的功能。借助于集成电路130，根据关于输入电压Vin和输出电压Vout的信息以及设置磁化时间Ton的电压调节器132，在计算单元134中预先计算开关循环时间Tperiode，在该开关循环时间中，扼流圈电流IL须达到下电流阈值。在该开关循环时间Tperiode结束之后，两个半导体开关S1和S2都被关断并且短时间之后第一半导体开关S1再次接通。测量电阻R1现在是通电的，并且在接通S1后直接测量流过测量电阻R1的当前电流。如果该电流偏离为晶体管电容Coss的完全放电而必须设置的标称参考值Iref，则另外的调节级133设置校正值Tper-correct，将其叠加到预先计算的开关循环时间Tperiode用于下一个调节循环。由此，根据校正值Tper-correct使得开关循环时间Tperiode缩短或延长。以这种方式，电流在下一个调节循环接近参考值Iref。调节级133由此将测量点处的电流向参考电流Iref补偿。选定的参考值Iref在半个正弦波上是恒定的。
本发明不限于图中所示的实施形式。因此，以上说明不应被视为限制性的，而是解释性的。下面的权利要求应以这样一种方式来理解，即提及的特征存在于本发明的至少一个实施形式中。这并不排除其他特征的存在。如果专利权利要求和上述说明定义了“第一”和“第二”特征，则该名称用于区分相同类型的两个特征，而不定义顺序。
附图标记说明
1 电网滤波器
2 升压斩波器
3 滤波电容器
4 开关级
5 传输器
6 调节器
7 光耦合器
10 有源PFC电路
20 直流斩波器
30 功率传输级
40 平滑级
50 调节级
60 电势隔离器
70 控制器
100 升压斩波器电路装置
110 整流器或变极电路
120 双开关升压斩波器电路
130 控制单元
131a 减法级
131b 比较器
132 调节级/电压调节器
133 定时器
134 计算单元
135 其它的定时器单元
136 定时器单元
137 输入交流电压检测单元
138 配置单元
139 PWM信号生成单元
C1 滤波电容器
CTRL1 控制信号(半导体开关1)
CTRL2 控制信号(半导体开关1)
CTRL3 控制信号(形成为半导体开关的半导体元件3)
CTRL4 控制信号(形成为半导体开关的半导体元件4)
D 二极管
D1、D2 整流二极管
Coss 晶体管电容
Ib 测量的电流
Ierr 与额定电流的偏差
IL 线圈电流
Iref 电流参考值
L1 扼流线圈
S1、S2、S3、S4 半导体开关
SNG 开关电源装置
Ton 磁化时间
Toff 退磁时间
Tper_correct 校正值
Tperiode 开关循环时间/周期持续时间
ACin 输入电压源/交流电压
DCin 输入电压源/直流电压
Vin 输入电压
Vout 输出电压
Vout_ref 输出电压参考值。

Claims (11)

1.用电器电源的升压斩波器电路装置(100)，所述升压斩波器电路装置包括
-具有第一半导体元件(D1；S4)并且具有第二半导体元件(D2；S3)的整流器或变极电路(110)，
-具有第一半导体开关(S1)、第二半导体开关(S2)、电感(L1)和滤波电容器(C1)的双开关升压斩波器电路(120)，以及
-用于控制两个半导体开关(S1，S2)的控制单元(130)，
其中所述两个半导体元件(D1，D2；S3，S4)串联布置在第一路径(P1)中，并且第一半导体开关(S1)和第二半导体开关(S2)串联布置在第二路径(P2)中，并且在并联连接的意义上这两个路径(P1；P2)在其一个自由端处集合在第一节点(K1)中，并且在其另一自由端处集合在第二节点(K2)中，并且同时形成用于升压斩波器电路装置(100)的输出电压(UA)的连接触点，其中滤波电容器(C1)连接至连接触点之间，并且其中电感(L1)连接在用于连接到交流电压源(ACin)的第一电源连接部(Q1)和串联连接的两个半导体开关(S1,S2)的连接节点(K3)之间，并且用于连接到交流电压源(ACin)的第二电源连接部(Q2)在第一半导体元件(D1；S3)和第二半导体元件(D2；S4)之间连接到连接节点(K4)中，
其特征在于，
-所述第一半导体开关(S1)与测量电阻(R1)串联，并且
-所述控制单元(130)形成用于：
通过计算得出参考时间段(Tmess_ref)，在该参考时间段中，在开关周期(Tperiode)内，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)在数值上应达到预定电流参考值(Iref)，并将所述参考时间段与实际测量的时间段(Tmess_ist)进行比较，在该实际测量的时间段中，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)在数值上达到预定电流参考值(Iref)，
-并取决于计算得到的参考时间段(Tmess_ref)和测量的时间段(Tmess_ist)之间的比较结果来确定时间差(Tdiff)，取决于该时间差能够调整后续开关周期(Tperiode)的持续时间。
2.用电器电源的升压斩波器电路装置(100)，所述升压斩波器电路装置包括
-具有第一半导体开关(S1)、第二半导体开关(S2)、电感(L1)和滤波电容器(C1)的双开关升压斩波器电路(120)以及
-用于控制所述两个半导体开关(S1，S2)的控制单元(130)，
其中，所述第一半导体开关(S1)和第二半导体开关(S2)在共同的路径(P1)中串联连接，并且其中与第一路径(P1)并联地，在第一节点(K1)和第二节点(K2)中形成用于升压斩波器电路装置(100)的输出电压(Vout)的连接触点，并且滤波电容器(C1)连接在连接触点之间，并且其中电感(L1)连接在用于连接到直流电压源(DCin)的第一电源连接部(Q1)和串联连接的两个半导体开关(S1，S2)的连接节点(K3)之间，并且用于连接到电压源(DCin)的第二电源连接部(Q2)连接到节点(K2)，
其特征在于，
-所述第一半导体开关(S1)与测量电阻(R1)串联，其中所述测量电阻(R1)布置在第一半导体开关(S1)和第二节点(K2)之间，并且
-所述控制单元(130)形成用于：
通过计算得出参考时间段(Tmess_ref)，在该参考时间段中，在开关周期(Tperiode)内，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)应达到预定电流参考值(Iref)，并将所述参考时间段与实际时间段(Tmess_ist)进行比较，在该实际时间段中，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)在数值上达到预定电流参考值(Iref)，
-并取决于计算得到的参考时间段(Tmess_ref)和实际时间段(Tmess_ist)之间的比较结果来确定时间差(Tdiff)，取决于该时间差能够调整后续开关周期(Tperiode)的持续时间。
3.根据前述权利要求中任意一项所述的升压斩波器电路装置(100)，
其特征在于，
控制单元(130)构造得在正输入电压的情况下，在监测流过测量电阻(R1)的电流(Ib)的范围内，在磁化阶段检测电流(Ib)的过零，其中将在过零时间点流过测量电阻(R1)的电流(Ib)的量定义为电流参考值(Iref)。
4.根据权利要求3所述的升压斩波器电路装置(100)，
其特征在于，
控制单元(130)形成为使得能够根据以下公式来确定用于调整开关周期(Tperiode)的时间校正值(Tper_correct)：
Figure FDA0003195792520000031
5.根据前述权利要求中任意一项所述的升压斩波器电路装置(100)，
其特征在于，
控制单元(130)构造得在负输入电压的情况下，在监测流过测量电阻(R1)的电流(Ib)的范围内，在退磁阶段检测电流(Ib)的过零，其中将在过零时间点流过测量电阻(R1)的电流(Ib)的量定义为电流参考值(Iref)。
6.根据权利要求5所述的升压斩波器电路装置(100)，
其特征在于，
控制单元(130)形成为使得用于调整开关周期(Tperiode)的时间校正值(Tper_correct)与确定的时间差(Tdiff)相等。
7.根据权利要求3至6中任意一项或者权利要求1所述的升压斩波器电路装置(100)，
其特征在于，
控制单元(130)被设计成使得不顾输入电压(ACin)的正弦半波，第一半导体开关(S1)的导通时间(ton_S1)保持恒定，并且第二半导体开关(S2)的导通时间(ton_S2)根据以下公式确定：
Figure FDA0003195792520000041
其中
Vin-输入电压，
Vout-输出电压，
ton_S1-第一半导体开关(S1)的接通时间，并且
ton_S2-第二半导体开关(S2)的接通时间。
8.根据权利要求7所述的升压斩波器电路装置(100)，
其特征在于，
设置电压调节器(132)来设置至少第一半导体开关(S1)的接通时间(ton_S1)。
9.用电器的电源，
其特征在于，
所述电源具有根据前述权利中任意一项所述的升压斩波器电路装置(100)，其中所述升压斩波器电路装置(100)用于电源中的功率因数预调节。
10.根据权利要求9所述的电源，
其特征在于，
电源设计为开关电源装置。
11.用于对根据权利要求9或10所述的电源中的输入电压进行升压的方法，
其特征在于，
-将通过计算得出的参考时间段(Tmess_ref)与实际时间段(Tmess_ist)进行比较，在该参考时间段中，在开关周期(Tperiode)内，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)应达到预定电流参考值(Iref)，在该实际时间段中，流经测量电阻(R1)的电流(Ib)在数值上达到预定电流参考值(Iref)，
-并且取决于计算得到的参考时间段(Tmess_ref)和实际时间段(Tmess_ist)之间的比较结果来确定时间差(Tdiff)，并且取决于之前确定的比较结果调整后续开关周期(Tperiode)的持续时间。
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