CN113872455A - 电负载供电装置的升压转换器及供电装置和在电负载供电装置中将输入电压升压的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电负载供电装置的升压转换器，其具有整流器或换极器电路(D1、D2；S3、S4)、电感(L1)和滤波电容器(C1)，其中电感(L1)连接到交流电压源(ACin)的极上并且连接到两个半导体开关(S1和S2)之间的结点(P1)上。根据本发明，第一半导体开关(S1)与测量电阻(R1)串联连接。该升压转换器具有信号生成单元(110)，用于产生用于两个半导体开关(S1、S2)的操控信号，其中为了在正的输入电压(Vin)下对输入电压进行升压，第一半导体开关(S1)闭合并且第二半导体开关(S2)断开，以驱动电流通过电感(L1)以磁化电感(L1)。为了去磁电感(L1)，第一半导体开关(S1)断开并且第二半导体开关(S2)闭合并且滤波电容器(C1)相应地被充电。信号生成单元(110)具有用于检测流经测量电阻(R1)的电流的装置，尤其是在磁化电感(L1)的阶段开始时。该升压转换器(100)可以有利地作为功率因数预调器用于供电装置内。

Description

电负载供电装置的升压转换器及供电装置和在电负载供电装 置中将输入电压升压的方法
技术领域
本发明涉及一种用于对电负载供电的供电装置的升压转换器。本发明还涉及一种供电装置，其具有根据本发明的升压转换器。在此，升压转换器尤其可以作为功率因数预调器使用在开关电源设备中。本发明还涉及一种用于在电负载的供电装置中将输入电压升压的方法。
背景技术
多种领域和应用目的都需要供电装置。因为供电装置的概念广泛应用，所以在下文中使用变流器的概念。它们的任务是，控制在电源和负载之间的电流流动或者将电流流动从一种电流类型变换为另一种电流类型。它们属于在电子技术内的功率电子装置的子领域。存在以下类型的变流器：整流器、逆变器、直流转换器和交流转换器。电源设备
Figure BDA0003138136860000011
也属于这些不同的变流器，电源设备也被称为电源件(Netzteil)。它们的任务是给电子设施供应直流电压。区分为线性电源设备和开关电源设备。开关电源设备同时属于被调节的电源设备。
图1示出了开关电源设备的基本结构。其由部件有源PFC电路10、直流调节器20、功率传递级30、平滑器40、调节级50、电位分离器60和控制器70组成。来自公共供电网络的网络电压被提供在开关电源设备的输入端。以有效值为230V且电网频率为50Hz的交流电压为例。在有源PFC电路10中，可以存在以下三个部件，即电源滤波器1、升压调节器2和滤波电容器3。在有源PFC电路10的输出侧上存在高的直流电压，所述高的直流电压例如涉及电压值400V。该直流电压通过直流调节器20被斩波成矩形信号。在其中存在功率晶体管，例如双极晶体管4、MOSFET晶体管(即Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、晶闸管或IGBT(即Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，其通过开关过程产生矩形信号。通过改变矩形信号的占空比可以设置不同的电压和电流并且由此也设置不同的功率。为了操控功率开关，主要使用脉冲宽度调制(PWM)和脉冲序列调制(PFM)技术。
对于设计用于75W及以上的功率范围的电源设备，规定它们配备PFC技术，即PowerFactor Correct ion(功率因数校正)，以避免由于产生谐波而反作用于供电网络。这也在欧洲标准EN61000-3-2中限定。为此，通常使用有源PFC电路。其由一种附加的开关电源件构成，该开关电源件本身连接在上游，并且负责使接收的电流符合正弦形的电网电压。由此，电流遵循如电阻在当前的电网电压上所引起的走势。因此，在如在电网中经常出现的、非精确正弦的电网电压的情况下，跟踪电网电压的实际走势(不是理想化的)。功率因数在此保持接近一，并且产生更少的谐波。否则这会导致“增进振荡(Aufschaukeln)”并且导致电网过载。功率因数在此表示有功功率与视在功率的比例。如果电流和电压之间的相移为零，则有功功率和视在功率是相同的并且功率因数保持在一。如果电压和电流之间存在明显的相位差，则功率流回电力工厂，并且功率因数降低到低于一。有源PFC电路通常由下游直接连接有升压转换器的整流器组成，该升压转换器将具有大电容的电容器充电至高于电网交流电压的峰值电压的电压，例如400V。然后，由该电容器给真正的负载(开关电源件或例如荧光灯的电子镇流器)供电。升压转换器也被称为升压调节器。它是一种反激式转换器，其中当开关晶体管关断时，线圈驱动电流通过负载。
图2示出了升压转换器的原理电路图，该升压转换器可以用在这种有源PFC电路中。通过升压调节器电路在所谓的边界导通模式(Boundary Conduction Mode)中的运行，实现通常使用的MOSFET半导体开关S的低损耗的开关。在此，升压调节器100在扼流线圈电流IL的间歇边界(Lückgrenze)附近运行，使得不仅能够实现开关S的无电流接通、所谓的“零电流开关”(ZCS)，而且能够实现开关S的无电压接通、所谓的“零电压开关”(ZVS)。升压调节器100的扼流线圈L1以及半导体开关的输出电容COSS在此形成串联谐振振荡回路。该振荡回路在其固有频率的半个周期时长内被反向充电(umgeladen)，使得在扼流线圈电流IL正负变换时，输出电容COSS被反向充电到升压调节器输入电压Vin的双倍值，减去升压调节器输出电压Vout。由此，在重新接通半导体开关S时降低了开关电压以及接通电流并且因此降低了开关损耗。当半导体开关S被电流流经时，产生这样的开关损耗。根据欧姆定律，P＝U*I。在半导体开关S中被转换成热量的损耗功率P因此取决于所施加的电压的大小。
在图3中示出了在半导体开关S的整个开关周期上的电压走势和电流走势。电流走势IL是三角形的。在接通阶段ton期间，经过扼流线圈L1的电流线性增大。在关断阶段Toff期间，经过扼流线圈L1的电流线性地减小。在相当于由扼流线圈L1和半导体开关S的电容组成的振荡回路的谐振频率的半个周期时长的阶段tRes中，电流方向甚至改变。在此，时间关系如下地组成：
Figure BDA0003138136860000031
Figure BDA0003138136860000032
Figure BDA0003138136860000033
这里，Pin是输入功率，而L是扼流线圈L1的电感。为了确保半导体开关的尽可能无损耗的接通，开关周期的周期时长Ts不允许短于：
Tsmin＝tOn+tOff+tRes
因此，这确保了半导体开关S的晶体管电容可以为了无损耗的开关而被放电。
在尤其损耗优化的应用中，代替传统的根据图2的升压转换器使用具有至少两个有源半导体开关S1、S2的半桥PFC电路。这在图4中示出。在此，图2中的二极管D通过另一半导体开关S2代替。
适用于根据图2的电路的时间关系在美国专利US 8,766,605 B2中针对半桥PFC电路的使用进行了阐述。在此，用术语“半桥PFC电路”表示，不仅正半波、而且负半波都通过同一半导体开关支路被升压。然而，这需要一种闭合电流回路的换极电路。
在图5中示出了用于正的输入电压Vin的半导体开关S1和S2的操控信号的时间顺序。在此，通过设定电流阈值Ih和Il来产生操控信号。为此，必须通过测量技术检测电流，并且将其与预定值进行比较。
S1断开、S2接通的条件在这种情况下是高出扼流线圈电流IL的电流阈值Ih。在此，用于相应工作点的电流阈值Ih由电流调节器预先给定。S2断开、S1的接通的条件在这种情况下是低于扼流线圈电流IL的电流阈值Il。电流阈值Il是静态地预先给定的，并且其位置用于对半导体开关S1的电容Cosc进行完全的反向充电。
在此，与图2中的电路(其中二极管D决定反向充电过程)相反，开关S2一直接通，直到电容Cosc完全反向充电到0V。此后，半导体开关S1被接通，同时S2被断开，使得电流IL可以从S2转换到S1并且电流IL的电流方向再次变换。新的循环以磁化扼流线圈开始。
在文献US 20070109822 A1和US 8026704 B2中详细描述了关于该操控方法的细节。
一种用于生成用于半导体开关S1和S2的操控信号的替代方法由博士论文“Current Mode Control structure：Current-Mode Control：Modeling and DigitalApplication”，作者Jian Li，2009年4月14日，Blacksburg，Virgia PolytechnicInstitute和State University已知。在此，为了生成半导体开关S1和S2的开关时间tonS1和tonS2而使用比较器，所述比较器将测量电阻中的由电流IL引起的电压降与电压阈值进行比较。
从文献“LED Application Design Using BCM Power Factor Correction(PFC)Controller for 100W Lightning System”；AN-9731，O2011 Fairchild SemiconductorCorporation Rev.1.0.0，3/24/11已知一种用于PFC电路的电路设计，所述PFC电路在所谓的“边界导通模式”(BCM)中运行。
所提及的用于生成用于升压转换器拓扑结构的操控信号的方法需要关于经过电感器L的电流走势的全部信息，以便借助比较器产生操控信号，其中所述升压转换器拓扑结构利用2个电流开关S1、S2运行。但是，所提出的解决方案只能在忍受明显缺点的情况下才能实现这一点。
在一种解决方案中，在使用将信号带到测量电位的、用于电位分离的电路的条件下，直接用IL的电流路径中的测量电阻(分流器)来实现电流IL的测量。
缺点：
a.用于电位分离的电路导致更高的成本
b.用于电位分离的电路通常仅具有小的带宽并且失真地反映信号。
在另一解决方案中，在使用用于使电流互感器退磁的附加的开关装置和用于双向测量电流的附加的开关装置的情况下，电流的测量借助在各个电流开关路径中的电流互感器进行。
缺点：
c.涉及具有许多部件的昂贵的开关装置
d.电流互感器通常比电流测量电阻(分流器)昂贵。它们通常通过使用线圈或霍尔传感器测量由电流产生的磁场的磁场强度来间接测量电流。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种用于供电装置的升压转换器，其避免了上述缺点。在此，发明人认识到，用于测量和控制电路的电位如通常那样应当置于负的中间电路电压的低干扰的电位。附加地，借助电流路径中的仅一个测量电阻以少的用于电流检测的附加布线实现尽可能低成本的电流测量。
该目的通过根据权利要求1的升压转换器、根据权利要求12的电负载的供电装置和根据权利要求14的用于在供电装置中对输入电压进行升压的方法来实现。
从属权利要求包含本发明的相应于以下说明的有利的扩展方案和改进方案。
在一种普遍的实施方式中，本发明涉及一种用于电负载供电装置的升压转换器，其具有整流器电路或换极器电路、电感和滤波电容器，其中，电感连接到交流电压源的极上并且连接到两个半导体开关之间的结点上。该升压转换器的特征在于，第一半导体开关与测量电阻串联，并且具有用于生成用于两个半导体开关的操控信号的信号生成单元，其中，为了在正的输入电压的情况下使输入电压升压，第一半导体开关闭合，并且第二半导体开关断开，以便驱动电流通过电感以使电感磁化。为了电感的去磁，第一半导体开关被断开并且第二半导体开关被闭合，并且滤波电容器相应地被充电。在此，信号生成单元具有用于在磁化电感的阶段开始时检测流经测量电阻的电流的装置和滤波电容器，其中电感被连接到交流电压源的一个极上并且被连接到两个半导体开关之间的结点上。在一个优选的实施方式中，第一半导体开关与测量电阻串联，以测量流过第一半导体开关的电流。在此，在升压转换器中设置有信号生成单元，用于生成用于两个半导体开关的操控信号。为了在正的输入电压的情况下将输入电压升压，闭合第一半导体开关并且断开第二半导体开关，以便驱动电流经过电感以磁化电感。为了电感的去磁，第一半导体开关被断开并且第二半导体开关被闭合。因此，在去磁阶段，相应地对滤波电容器充电。此外，信号生成单元具有用于在正的输入电压的情况下在磁化电感的阶段开始时检测流经测量电阻的电流的装置。本发明提供的优点是，实现半导体开关的尽可能无损耗的开关。对于无损耗的开关特别干扰的是半导体开关的电容。它在开关过程期间引起电压，该电压与半导体开关中剩余的电流一起导致损耗功率。为了无损耗地开关，需要半导体开关的电容的尽可能完全地放电。为此需要电流测量。该电路的一个特别的优点在于，简单的测量电阻足以进行电流测量。
在本发明的一个扩展方案中，为了在负的输入电压的情况下将输入交流电压升压，第一半导体开关断开并且第二半导体开关闭合，以便驱动电流经过电感以磁化电感，其中为了电感的去磁，第一半导体开关闭合并且第二半导体开关断开。在去磁阶段，相应地对滤波电容器充电。在此，信号生成单元具有用于在电感去磁的阶段结束时检测流经测量电阻的电流的装置。本发明的该变型方案即使在施加输入交流电压的负的半波的情况下也能够通过匹配半导体开关的操控信号而实现半导体开关的无损耗的开关。因此，本发明能够省去会引起附加的成本的半振荡整流。
此外对于尽可能无损耗的开关有利的是，信号生成单元具有计算单元，该计算单元根据输入电压和输出电压预先计算用于每个调节周期的磁化和去磁的阶段的调节周期时间。在此，调节周期由用于磁化和去磁的阶段组成。在此，信号生成单元还具有调节级，该调节级基于测量的流经测量电阻的电流值和电流参考值之间的差来计算用于调节周期时间的校正值。因此，可以不考虑更精确地计算调节周期时间所需的各种因素。诸如构件偏差等一些因素是不可避免的并且仅能通过高成本来检测。此外，一些因素可能是老化引起的，这意味着更多的用于考虑这些因素的花费。
对于无损耗的开关特别有利的是，校正值在信号生成单元的计时器单元中用于随后的调节周期，从而计时器单元相应地缩短或延长调节周期时间。信号生成单元产生用于半导体开关的操控信号。
此外有利的是，信号生成单元具有另一调节级，该调节级由在预定的输出电压和所测量的输出电压之间的差来计算磁化时间。这相应于输出控制变量以保持输出电压恒定的电压调节器。
为了产生用于半导体开关的操控信号，有利的是，信号生成单元具有另外的计时器单元，所计算的磁化时间被传递到该另外的计时器单元，在另外的计时器单元中，所计算的磁化时间被用于多个随后的调节周期。操控信号以PWM信号的形式产生。通过分离的计时器单元，能够可变地设定PWM信号的占空比。
在此，一个有利的变形在于，应用所计算的磁化时间得出的多个调节周期对于输入交流电压的半波有效。为了简化，在半波上的磁化时间保持恒定，而去磁时间被调整。
为此还有利的是，信号生成单元配备有输入交流电压检测单元，该输入交流电压检测单元设置用于确定输入交流电压的相位，并且向信号生成单元的配置单元提供关于相位的信息，尤其是存在输入交流电压的正的半波还是负的半波。根据本发明的升压转换器的工作方式对于输入交流电压的正的半波和负的半波是不同的。因此，相位的检测是有利的。
与此相关地，另一有利的变型方案在于，配置单元设置用于配置信号生成单元的多个部件以在正输入电压或负输入电压的情况下运行，这取决于关于输入交流电压的相位的信息说明了什么。通常经由寄存器记录来配置不同的部件，这可以由配置单元来进行。
为了在半导体开关的电容放电时检测电流，有利的是，将测量电阻连接在第一半导体开关和至输入交流电压源的返回导线之间，电感不连接到所述返回导线上。
典型地，在升压转换器中使用扼流线圈作为电感。这可以通过圈数和伸展或压缩以及几何构造准确地调整。
在另一形式中，本发明在于一种电负载的供电装置，该供电装置具有根据本发明的升压转换器。根据本发明的升压转换器在此可以特别有利地用作在供电装置中用于功率因数预调节的升压转换器。
这种功率因数预调节级可以特别有利地在开关电源设备中使用。
本发明的另一形式在于一种用于在电负载的供电装置中将输入电压升压的方法。在此，升压转换器具有整流器电路、电感和滤波电容器，其中电感连接到输入电压源的一个极上并且连接到两个半导体开关之间的结点上。此外，存在信号生成单元，用于产生用于半导体开关的操控信号，其中为了在正的输入电压的情况下将输入电压升压，闭合第一半导体开关并且断开第二半导体开关，以便驱动电流通过电感，以便磁化电感，并且其中为了电感的去磁，断开第一半导体开关并且闭合第二半导体开关并且相应地给滤波电容器充电。该方法的特征在于，在用于磁化电感的阶段开始时测量通过测量电阻的电流，并且根据输入电压和输出电压预先计算每个调节周期的用于磁化和去磁的阶段的调节周期时间。由调节级基于测量的流经测量电阻的电流值和电流参考值之间的差，计算用于调节周期时间的校正值，以校正预先计算的调节周期时间。因此，调节预先计算的调节周期时间中的偏差并且在多个调节周期之后达到期望的去磁时间，所述去磁时间促使半导体开关的电容完全放电。
与此相关地，特别的优点在于，在该方法中，在预先给定的时间测量通过测量电阻的电流，所述预先给定的时间通过预先计算的调节周期时间并且以校正值校正地预设。对于本发明足够的是，仅仅在这些时间点测量电流，这利用成本有利的AD转换器可实现。
附图说明
下面借助于在附图中示出的示图详细阐述本发明的多个实施例。附图示出：
图1示出了开关电源设备的原理电路图；
图2示出了具有半导体开关的半桥PFC电路的原理电路图；
图3示出了通过图2的半桥PFC电路的电感的电流走势，以及半导体开关S上的由于其漏极-源极电容的电压走势；
图4示出了具有两个半导体开关的半桥PFC电路的原理电路图；
图5示出了通过图4的半桥PFC电路的电感的电流走势，以及半导体开关S1上由于其漏极-源极电容的电压走势；
图6示出了具有两个半导体开关和换极器电路的半桥PFC电路的原理电路图；
图7示出了具有两个半导体开关的半桥PFC电路的原理电路图，其中，利用二极管来实现换极器电路；
图8示出了在输入电压的正半波的情况下的通过图7中的半桥PFC电路的电感的电流走势；
图9示出了在输入电压的负半波情况下的通过图7中的半桥PFC电路的电感的电流走势；和
图10示出了半桥PFC电路的信号生成单元的框图。
具体实施方式
本说明书示出了本发明公开的原理。因此，应当理解，本领域技术人员将能够设计出虽未在本文中明确描述、但体现了本发明公开的原理并且也应被保护在本发明公开的范围内的各种实施例。
如所描述的，存在以边界导通模式(BCM)运行PFC电路的方法。在此，在电网交流电压的正弦半波上用于反复磁化电感L的时间ton保持恒定。该时间与开关电源设备的功率输出成比例并且由电压调节器预先给定，该电压调节器应使电路的输出电压保持恒定，即例如400V。
此外，还必须调节用于使电感L去磁的时间。在所述公开中，这通过生成零电流检测(ZCD)信号来进行，该信号由二极管的反向充电过程引起。然而，这无法在二极管的功能由电流开关实现的升压转换器电路中产生，因为该电流开关不能自己阻断。
为了解决这个问题，本发明提出预先计算第二电流开关应该被断开的时间点，并相应地调整用于去磁的时间。
第一电流开关S1断开并且第二电流开关S2闭合的去磁时间(关闭(Off)时间)如下从用于磁化的时间ton计算出：
Figure BDA0003138136860000101
因为计算可能由于构件公差和其他因素、如在驱动级中生成操控信号时的延迟等而偏差，所以必须检查，是否随着所计算的关闭时间也达到了在电感L中的所期望的电流值。
为此，可以考虑来自第一半导体开关S1的路径的电流的所需信息。借助于电流测量电阻可以产生测量电压，该测量电压与通过半导体开关S1的电流成比例。
图6示出了根据本发明的半桥PFC电路的原理电路图。具有230V有效值和50Hz电网频率的正弦形电网电压施加到输入端ACin上。扼流线圈L1连接在上部的导线中。在该示例中，其具有64μH的电感。该导线通到结点P1，该结点一方面与第一半导体开关S1的漏极输出端相连。另一方面，该结点P1与第二半导体开关S2的源极输入端相连。这两个半导体开关S1和S2都实施为nMOSFET类型的场效应晶体管。替代地，可以使用其他半导体开关，例如双极型晶体管、晶闸管或IGBT。其用于整流输入信号并且斩波。为此，它们以相对高的频率被开关，例如100kHz。操控信号CTRL1被施加在场效应晶体管S1的栅极上。操控信号CTRL2被施加在场效应晶体管S2的栅极上。在数字电路中计算这些操控信号的具体时间，该数字电路没有在图6中示出，但是其在下面还要详细阐述。在半桥PFC电路100的输出端处连接有滤波电容器C1，其在半导体开关S2接通阶段被充电并为之后的开关电源设备的直流调节器提供例如400V的高电压。滤波电容器C1例如具有600μF的电容。在半导体开关S2断开时反向流动以使半导体开关S1的晶体管电容放电的电流流经测量电阻R1，该测量电阻设置在两个半导体开关S1和S2的串联电路的下部开关分支内。测量电阻R1例如具有20mΩ的电阻值。借助该电流使晶体管电容放电，这对于无损耗的开关是所需的。为了实现这点，首先需要在测量技术方面对该电流进行检测。因此，检测测量电阻R1的电压降。这以以下方式进行，结点P3处的电压输送到数字电路的输入端，通过该数字电路测量该电压。为此可使用数字电路的A/D输入端。在第二分支中设置两个另外的半导体开关S3和S4。例如同样涉及nMOS场效应晶体管。这两个晶体管所连接至的结点P2与通至电厂的返回导线相连。两个半导体开关S3和S4用于电路的换极。为了实现输入电压的正的半波，S4阻断、S3导通。为了实现输入电压的负的半波，S3阻断、S4导通。开关信号CTRL3和CTRL4因此以50Hz的电网频率切换。
图7示出了该电路的另一种变型方案，其中两个半导体开关S3和S4通过二极管来代替。该变型方案的优点在于，这些二极管不需要专用的开关信号。二极管是自锁止的并且即使没有操控信号也显示出期望的电极反转行为。图7中具有与图6中相同的附图标记的其它部件表示相同的部件。
借助根据图7的电路拓展出由以下公开已知的方法：
LED Application Design Using BCM Power Factor Correction(PFC)Controller for 100W Lightning System；AN-9731、O2011 Fairchild SemiconductorCorporation Rev.1.0.0，3/24/11。
利用该电路设计，PFC电路以所谓的“边界导通模式”(BCM)运行。在此，为了对输入电压进行斩波而以大约100kHz安排的时间Ton在电网电压的正弦半波上保持恒定。该时间相应于每次调节过程的用于相应地磁化电感L的时间。如所描述的，PFC电路包括电流调节回路，其任务是保持输入电流的瞬时值IL(t)(扼流线圈电流)与输入电压的瞬时值Vin(t)成比例。于是，功率因数可以保持接近一。该时间与功率成比例并且由电压调节器来预先给定，该电压调节器应将电路的输出电压恒定地保持在例如400V。
为了调节用于对扼流线圈L去磁的时间，在所提到的公开中使用零电流检测(ZCD)信号，该信号通过二极管的反向充电过程引起。然而，这在利用低损耗的半导体开关S2来实现二极管功能的升压转换器电路中无法产生，因为这些半导体开关在存在栅极电压时不会自己阻断。
因此，根据本发明，预先计算第二半导体开关S2应当断开的时间点，并且借助于附加的电流调节过程校正该计算。这种预先计算和校正可以基于正的输入电压(正的半波)或者负的输入电压(负的半波)来进行，因为在这两种情况下都包含了调整电流阈值所需的信息。
图8示出在正的输入电压的情况下的电流调节过程。沿着纵坐标绘出了通过测量电阻测得的电流。沿着横坐标绘制时间t。经由测量电阻R1测量的电流的走势用Ib表示。用于磁化扼流线圈L的时间Ton在输入交流电压的正的半波期间保持恒定。在该时间的期间，半导体开关S1闭合并且半导体开关S2断开。调节周期TP的剩余时间是可变的，并且用于扼流线圈L的去磁以及使半导体开关S1的晶体管电容以预先计算出的数值放电，并且用于调整偏差。在TP的剩余时间期间，半导体开关S1断开而半导体开关S2闭合。在图8中示出了在所示的第二调节周期的期间的调整时间，并且该调整时间用TOffset表示。这相当于一个校正值，以该校正值校正在上一调节过程之后预先计算出的时间TP。在图8中还可以看出，在所示的第二调节周期中，周期TP相应地缩短。因为前面的调节过程已经得出，预先计算的时间TP确实过长，因为所测量的电流Ib不符合定义的参考值Iref，而是偏差了值Ierr(t-1)并且仅仅通过缩短该周期才能够实现参考值Iref。在第三调节周期中，所希望的参考值Iref则实际被达到。在此，电流值的检测时间点通过“+”符号来表示。这些时间点对应于TP的被预先计算出并校正的值。
图9示出了在负的输入电压的情况下在电流侧面(Stromflanke)结束时的相应调节过程。在这种情况下示出了三个校正值TOffset(t-2)、TOffset(t-1)。这样，在三个示出的调节周期的每一个中校正调节周期的预先计算的长度。在第一循环中缩短预先计算的值，在第二循环中延长，并且在第三调节循环中再次缩短。同样在用“+”符号表示的点处检测电流测量值。在此，AD转换器在预先计算并校正的时间点触发测量值检测。
最后，图10示出了集成电路110的框图，利用该集成电路110实现这种类型的调节。集成电路可以以DSP(digital signal processor，数字信号处理器)、FPGA(fieldprogrammable gate array，现场可编程门阵列)或ASIC(application specificintegrated circuit，专用集成电路)的形式实现，或者可以借助标准微控制器和相应软件实现。在此，调节器结构适用于施加正的输入电压(半波)的情况。
利用该调节器，生成用于升压转换器100的半导体开关S1和S2的操控信号CTRL1和CTRL2。该框图包含以下组件：用附图标记111a和111b表示两个减法级。在级111a中，从参考电压Vout_ref减去输出电压Vout。输出电压应尽可能恒定地保持至400V的值。因此，在减法级111a中确定与额定值的偏差。根据开关电源设备的负载，中间电路电压可能从400V变动，并且必须被后续调节。在减法级111b中，从规定的参考值Iref中减去当前测得的流过测量电阻R1的电流Ib。如所描述的那样，电流的测量总是在预先计算并校正的时间点进行。不必检测其他的电流测量值。因此，在该减法级111b中确定与额定值Iref的相应的偏差Ierr。这是用于随后的调节级113的主要信息，在该调节级中，计算用于调节周期的预先计算的周期时长TP的校正值Toffset。为此例如可以使用PI调节器或PID调节器。根据要求应该多快地调整该差，也可以使用其它的调节器。调节级113将校正值TOffset输出到连接在下游的主定时器单元116。它相应于可编程的计时器单元，其在每次经过所设定的时间之后输出事件(Event)。也可以输出呈生成的信号的形式的事件。在数字技术中，事件也可以以软件事件的形式输出，通过该软件事件类似于在通过软件生成中断的情况下那样调用特定的程序例程。在主定时器单元116中设置用来计算用于操控信号CTRL1和CTRL2的占空比的定时器。在PWM信号生成单元119中发生实际的信号生成。为了能够以所期望的占空比生成操控信号CTRL1和CTRL2两者，还需要关于预先计算的磁化时间Ton的信息。该信息由调节级112提供。该时间对于正的半波保持恒定。因此，涉及仅相对缓慢地后续调节设置值的调节级。已经表明，为此甚至10Hz的PI调节器就足够了。磁化时间Ton可以借助于以下公式计算
Figure BDA0003138136860000141
该公式已经在开头解释过。当通过扼流线圈L1的电流走势在间歇边界处运行时，该公式总是适用的。该调节级112借助来自减法级111a的输入信息工作，该输入信息关于在例如为400V的期望的中间电路电压和实际测得的中间电路电压之间的差。经调节的磁化时间Ton一方面被提供给第二计时器单元115，该第二计时器单元将相应的事件输出给PWM信号生成单元119。另一方面，磁化时间Ton被提供给计算单元114，其利用以下公式计算用于磁化时间和去磁时间的总长度的时间。
Figure BDA0003138136860000151
该公式的第一部分在此相应于开头所述的、用于计算去磁时间toff的公式。
利用状态机117检测输入电压的状态。这以25kHz的时间光栅扫描。状态机117确定存在输入电压的正的半波还是负的半波。所确定的状态被转发到配置单元118，该配置单元根据该状态对集成电路110的不同的块进行相应的寄存器设置。至少PWM信号生成单元119必须被重新配置，因为在负的输入电压的情况下半导体开关S1和S2的功能被交换。
总之，再次阐述了集成电路的工作方式。借助于集成电路110，根据输入电压Vin和输出电压Vout以及调节磁化时间Ton的电压调节器112的信息，在计算单元114中预先计算调节周期时间TP，扼流线圈电流IL利用该调节周期时间必须达到下电流阈值。在该调节周期时间结束之后，两个半导体开关S1和S2被断开，并且短时间之后，第一半导体开关S1再次被接通。现在测量电阻R1是载流的并且直接在接通S1之后测量当前流过测量电阻的电流。如果该电流与必须设置以使晶体管电容完全放电的名义参考值不同，则另外的调节级113设置校正值TOffset，该校正值被加到用于下一调节周期的预先计算的调节周期时间TP上。由此根据校正值导致调节周期时间TP的缩短或延长。这样，在下一调节周期中，电流接近参考值。因此，调节级113将在测量点处的电流适配于参考电流。所选择的参考值Iref在正弦半波上是恒定的。
但是，在该方法中也可能的是，从电流侧面中考虑另一个点用于调节。为此，必须调整电流参考值的计算。这可以具有不同的优点。例如，因此也可以实现平均电流(AverageCurrent)调节，其中电路不是以BCM模式运行，而是例如以CCM模式、即ContinuousConduction Mode运行。
本公开不限于在此描述的实施例。本领域技术人员基于其专业知识以及本公开内容将想到各种修改和变更。
附图标记说明
网络滤波器 1
升压调节器 2
滤波电容器 3
开关级 4
传输器 5
调节器 6
光耦合器 7
有源PFC电路 10
直流调节器 20
功率传递级 30
平滑级 40
调节级 50
电位分离器 60
控制器 70
升压转换器 100
信号生成单元 110
减法级 111a、111b
另外的调节级 112
调节级 113
计算单元 114
另外的计时器单元 115
计时器单元 116
输入交流电压检测单元 117
配置单元 118
PWM信号生成单元 119
滤波电容器 C1
操控信号 CTRL1、CTRL2
二极管 D
整流二极管 D1、D2
晶体管电容 Cosc
测量的电流 Ib
用于电流测量的导线 Ib_sense
与额定电流的偏差 Ierr
线圈电流 IL
额定电流 Iref
扼流线圈 L1
半导体开关 S1、S2、S3、S4
开关电源设备 SNG
磁化时间 ton
去磁时间 toff
谐振时间 tRes
校正值 TOffset
磁化时间 Ton
调节周期时间 TP
输入电压 Vin
输出电压 Vout
输出电压参考值 Vout_ref

Claims (15)

1.用于电负载的供电装置的升压转换器，该升压转换器具有整流器电路或换极器电路(D1、D2；S3、S4)、电感(L1)和滤波电容器(C1)，其中该电感(L1)连接到交流电压源(ACin)的极上并且连接到两个半导体开关(S1和S2)之间的结点上，其特征在于，第一半导体开关(S1)与测量电阻(R1)串联连接，该升压转换器具有信号生成单元(110)，用于产生用于两个半导体开关(S1、S2)的操控信号，其中为了在正的输入电压(Vin)的情况下对输入电压进行升压，第一半导体开关(S1)闭合并且第二半导体开关(S2)断开，以驱动电流通过电感(L1)以磁化该电感(L1)，其中为了去磁该电感(L1)，第一半导体开关(S1)断开并且第二半导体开关(S2)闭合并且滤波电容器(C1)相应地被充电，其中该信号生成单元(110)具有用于在磁化该电感(L1)的阶段的所选的时间点、尤其是在磁化的阶段开始时检测流经测量电阻(R1)的电流的装置。
2.根据权利要求1所述的升压转换器，其中，为了在负的输入电压(Vin)的情况下对输入交流电压进行升压，第一半导体开关(S1)断开并且第二半导体开关(S2)闭合，以便驱动电流通过电感(L1)以磁化该电感(L1)，其中，为了去磁该电感(L1)，第一半导体开关(S1)闭合并且第二半导体开关(S2)断开并且滤波电容器(C1)相应地充电，并且信号生成单元(110)具有用于在去磁该电感(L1)的阶段的所选的时间点、尤其是在去磁的阶段结束时检测流经测量电阻(R1)的电流的装置。
3.根据权利要求1或2所述的升压转换器，其中，该信号生成单元(110)具有计算单元(114)，该计算单元根据输入电压(Vin)和输出电压(Vout)来预先计算每个调节周期的用于磁化和去磁的阶段的调节周期时间(TP)，并且该信号生成单元(110)还具有调节级(113)，该调节级基于测量的流经测量电阻(R1)的电流值(Ib)和电流参考值(Iref)之间的差来计算用于该调节周期时间(TP)的校正值(TOffset)。
4.根据权利要求3所述的升压转换器，其中，该校正值(TOffset)在信号生成单元(110)的计时器单元(116)中用于随后的调节周期，使得该计时器单元(116)相应地缩短或延长该调节周期时间。
5.根据权利要求4所述的升压转换器，其中，该信号生成单元(110)具有另外的调节级(112)，该另外的调节级由预先给定的输出电压和所测量的输出电压之间的差来计算磁化时间(Ton)。
6.根据权利要求5所述的升压转换器，其中，该信号生成单元(110)具有另外的计时器单元(115)，所计算的磁化时间(Ton)被转发给该另外的计时器单元，在该另外的计时器单元中将该磁化时间(Ton)应用于多个随后的调节周期。
7.根据权利要求6所述的升压转换器，其中，所计算的磁化时间(Ton)所应用于的多个调节周期对于输入交流电压的半波有效。
8.根据上述权利要求之一所述的升压转换器，其中，该信号生成单元(110)配备有输入交流电压检测单元(117)，该输入交流电压检测单元设置用于确定输入交流电压的相位，并且向该信号生成单元(110)的配置单元(118)提供关于该相位的信息，尤其是关于存在该输入交流电压的正的半波还是负的半波。
9.根据权利要求8所述的升压转换器，其中，该配置单元(118)设置用于配置信号生成单元(110)的多个部件，用于在正的输入电压下或在负的输入电压下运行，这取决于关于输入交流电压的相位的信息说明了什么。
10.根据上述权利要求之一所述的升压转换器，其中，该测量电阻(R1)连接在第一半导体开关(S1)和至输入交流电压源(ACin)的返回导线之间，该电感(L1)不连接到该返回导线上。
11.根据上述权利要求之一所述的升压转换器，其中，该升压转换器具有扼流线圈(L1)作为电感。
12.电负载的供电装置，其特征在于，该供电装置包括根据上述权利要求之一所述的升压转换器，其中该升压转换器用于在供电装置中进行功率因数预调节。
13.根据权利要求12所述的供电装置，其中，该供电装置设计为开关电源设备。
14.用于在电负载的供电装置中将输入电压升压的方法，该供电装置具有升压转换器(100)，该升压转换器带有整流器电路或换极器电路(D1、D2；S3、S4)、电感(L1)和滤波电容器(C1)，其中，该电感(L1)连接到输入电压源(ACin)的极上并且连接到两个半导体开关(S1和S2)之间的结点上，并且该升压转换器具有用于产生用于这些半导体开关(S1、S2)的操控信号(CTRL1、CTRL2)的信号生成单元(110)，其中，为了在正的输入电压(Vin)的情况下将输入电压升压，第一半导体开关(S1)闭合并且第二半导体开关(S2)断开，以便驱动电流经过电感(L1)以磁化该电感(L1)，并且其中，为了去磁该电感(L1)，该第一半导体开关(S1)断开并且第二半导体开关(S2)闭合并且滤波电容器(C1)相应地被充电，其特征在于，在磁化该电感(L1)的阶段的所选的时间点、尤其是在磁化该电感(L1)的阶段开始时测量流经测量电阻(R1)的电流，并且根据输入电压(Vin)和输出电压(Vout)来预先计算每个调节周期的用于磁化和去磁的阶段的调节周期时间(TP)，并且由调节级(113)基于测量的流经测量电阻(R1)的电流值(Ib)和电流参考值(Iref)之间的差来计算用于该调节周期时间(TP)的校正值(TOffset)，以校正预先计算的该调节周期时间(TP)。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，在预先设定的时间测量流经测量电阻(R1)的电流(Ib)，该预先设定的时间通过预先计算的该调节周期时间(TP)并以该校正值(TOffset)校正地预先设定。
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