CN112187023A - 驱动电力转换器电子开关的方法、控制电路和电力转换器 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器(21)的电子开关(22)的方法和控制电路以及电力转换器，每个驱动周期包括导通时间和关断时间。驱动电子开关(22)包括：在驱动周期中的导通时间期间测量电感器电压，以获得第一测量值(V1)；在驱动周期中的关断时间期间测量电感器电压，以获得第二测量值(V2)；获得取决于第一测量值(V1)和第二测量值(V2)之和的第一电压测量信号(S₁₂)；以及根据反馈信号(S_FB)和第一电压测量信号(S₁₂)调整后续驱动周期中的导通时间(T_ON)。

Description

驱动电力转换器电子开关的方法、控制电路和电力转换器

技术领域

本公开内容总体上涉及一种电力转换器，特别地涉及一种用于驱动开关模式电力转换器中的电子开关的方法。

背景技术

开关模式电力转换器电路被广泛用于在各种电子应用中转换电力，各种电子应用例如机动车应用、工业应用、电信应用、家用应用或消费电子应用。开关模式电力转换器可以包括电子开关、耦接至电子开关的电感器以及耦接至电感器的整流器电路。通过这种类型的开关模式电力转换器来转换电力通常包括通过电力转换器在输入端处接收输入电压和输入电流以及在多个连续驱动周期中驱动电子开关,每个驱动周期包括导通时间和关断时间,其中,电感器在导通时间期间从输入端处接收能量,并且在关断时间期间将能量传输至整流器电路。可以通过适当地调整导通时间和关断时间的持续时间来调节电力转换器的输出参数，例如输出电压或输出电流。

某些类型的电力转换器电路被配置成接收交流电压或整流后的交流电压作为输入电压，并且除了调节输出参数之外，还被配置成调节输入电流使得各个驱动周期中的平均输入电流基本上与输入电压成比例。这种类型的电力转换器电路通常称为PFC(功率因数校正)电力转换器、PFC转换器或PFC级。被配置成驱动PFC转换器中的电子开关的驱动电路通常称为PFC控制器。

需要用于驱动PFC电力转换器——特别是其中输入和输出被电隔离的PFC转换器——中的电子开关的简单且有效的方法，以及被配置成实现该方法的驱动电路。

发明内容

一个示例涉及一种方法。该方法包括在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器的电子开关，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，其中，电感器耦接至辅助绕组。驱动电子开关包括：在驱动周期中的导通时间期间测量辅助绕组两端的辅助电压，以获得第一测量值；在驱动周期中的关断时间期间测量辅助电压，以获得第二测量值；获得取决于第一测量值和第二测量值之和的第一电压测量信号；以及根据反馈信号和第一电压测量信号调整连续驱动周期中的导通时间。

另一示例涉及一种控制电路，该控制电路被配置成在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器的电子开关，每个驱动周期包括导通时间和关断时间。该控制电路被配置成：在驱动周期的导通时间期间测量耦接至电感器的辅助绕组两端的辅助电压，以获得第一测量值；在驱动周期的关断时间期间测量辅助电压，以获得第二测量值；获得取决于第一测量值和第二测量值之和的第一电压测量信号；以及根据反馈信号和第一电压测量信号调整第二驱动周期中的导通时间。

附图说明

下面参照附图说明示例。附图用于示出一些原理，因此仅示出了用于理解这些原理所必需的方面。这些附图不是按比例绘制的。在附图中，相同的附图标记表示相似的特征。

图1示出了电力转换器的一个示例；

图2示出了根据图1的电力转换器中的整流器电路的一个示例；

图3示出了说明在第一工作模式下操作电力转换器的信号图；

图4示出了可以由根据图1的电力转换器接收的输入电压的一个示例；

图5是示出在第一工作模式下操作电力转换器的流程图；

图6示出了被配置成控制电力转换器的操作并驱动电力转换器中的电子开关的控制电路的一个示例；

图7示出了图6所示的控制电路中的驱动电路的一个示例；

图8示出了驱动电路中的导通时间控制电路的一个示例；

图9示出了说明图8所示的导通时间控制电路的功能的信号图；

图10示出了导通时间控制电路的另一示例；

图11示出了导通时间控制电路的又一示例；

图12示出了斜坡信号发生器的一个示例；

图13示出了说明根据图11的导通时间控制电路中的函数发生器的功能的信号图；

图14示出了电压测量电路的一个示例；

图15示出了电压测量电路的另一示例；

图16A和图16B更详细地示出了图15所示的电压测量电路的一个示例；

图17示出了说明在第二工作模式下操作电力转换器的信号图；

图18是示出在第二工作模式下操作电力转换器的流程图；

图19示出了图6所示的控制电路的变型；

图20示出了图14所示的电压测量电路的变型；

图21示出了图16A和图16B所示的电压测量电路的变型；

图22示出了图18所示的控制电路中的驱动电路的一个示例；

图23示出了图22所示的驱动电路中的过零控制器的功能；

图24示出了图22所示的驱动电路中的另一导通时间控制电路的一个示例；

图25示出了图24所示的另一导通时间控制电路中的斜坡信号发生器的一个示例；

图26示出了说明图19所示的控制电路的功能的信号图；

图27示出了图24所示的第二导通时间控制电路中的信号发生器的一个示例；

图28示出了说明图27所示的信号发生器的功能的信号图；

图29示出了根据另一示例的电力转换器；

图30示出了说明在第二工作模式下操作图29所示的电力转换器的信号图。

具体实施方式

在下面的详细描述中，参照附图。附图形成说明书的一部分，并且出于说明目的，示出了可以如何使用和实施本发明的示例。应当理解的是，除非另外特别指出，否则本文中所描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。

图1示出了电力转换器的一个示例。该电力转换器包括被配置成接收输入电压V_IN的输入端11、12和被配置成提供输出电压V_OUT和输出电流I_OUT的输出端13、14。电力转换器可以被配置成调节输出参数，例如输出电压V_OUT、输出电流I_OUT或输出功率(其由输出电压V_OUT乘以输出电流I_OUT给出)，使得输出参数具有预定义值。

参照图1，电力转换器还包括连接至输入端11、12的开关电路2和连接在开关电路2与输出端13、14之间的整流器电路3。开关电路2包括电子开关22和耦接至电子开关22的电感器21。电子开关22由在电子开关22的驱动输入端处接收的驱动信号S_DRV控制，使得电子开关22根据驱动信号S_DRV而导通或关断。可以使用任何类型的电子开关，例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等来实现电子开关22。

仅出于说明的目的，图1所示的电力转换器是反激式转换器。在这种情况下，电感器21是具有初级绕组21₁和次级绕组21₂的变换器，其中，初级绕组21₁与电子开关22串联连接，并且包括初级绕组21₁和电子开关22的串联电路连接至输入端11、12。即，包括初级绕组21₁和电子开关22的串联电路连接在输入端11、12的第一输入节点11与第二输入节点12之间。次级绕组21₂感应地耦接至初级绕组21₁并且连接至整流器电路3。根据一个示例，次级绕组21₂的绕组方向与初级绕组21₁的绕组方向相反。在图1所示的电力转换器中，通过电子开关22的开关模式操作来控制通过变换器的初级绕组21₁的电流I2。这在下文中进一步详细说明。

可选地，电力转换器还包括变换器的辅助绕组23。该辅助绕组23感应地耦接至初级绕组21₁和次级绕组21₂。辅助绕组23两端的电压V_AUX在下文中称为辅助电压。辅助电压V_AUX基本上与初级绕组21₁两端的电压V21₁成比例，其中，辅助电压V_AUX和初级绕组21₁两端的电压V21₁之间的比例因子取决于辅助绕组23的匝数与初级绕组21₁的匝数之间的比率。初级绕组两端的电压V21₁在下文也被称为电感器电压或初级电压。根据一个示例，辅助电压V_AUX是参考第二输入节点12的电压。该第二输入节点12在下文中也称为接地节点GND。

参照图1，电力转换器还包括反馈电路15。反馈电路15接收表示要被调节的输出参数的输出信号S_OUT。即，输出信号S_OUT可以表示输出电压V_OUT、输出电流I_OUT或输出功率P_OUT。根据一个示例，输出信号S_OUT表示输出电压V_OUT，并且基本上与输出电压V_OUT成比例。根据另一示例，输出信号S_OUT表示输出电流I_OUT，并且基本上与输出电流I_OUT成比例。可以通过使用任何种类的电压、电流或功率测量电路以常规方式测量相应的输出参数来获得输出信号S_OUT。这样的电路是众所周知的，因此在这方面不需要进一步的说明。

反馈电路15被配置成基于输出信号S_OUT生成反馈信号S_FB。电力转换器还包括驱动电路4，该驱动电路4在第一输入端41处接收反馈信号S_FB，并且被配置成基于反馈信号S_FB在输出端40处生成驱动信号S_DRV。参照图1，连接至输出端13、14的负载Z(以虚线示出)可以接收由电力转换器提供的输出电力。取决于负载Z的电力消耗，经调节的输出参数例如输出电压V_OUT或输出电流I_OUT可以变化。反馈电路15被配置成生成反馈信号S_FB使得反馈信号S_FB抵消经调节的输出参数的这样的变化，基于该反馈信号S_FB驱动电子开关22。更具体地，生成反馈信号S_FB，使得在电力转换器的稳定状态下，通过电子开关22的开关模式操作控制的电力转换器的输入电力基本上等于由负载Z接收的输出电力。反馈电路15和驱动电路4形成控制回路，该控制回路被配置成调节输出参数。

通过反馈电路15生成反馈信号S_FB可以包括将输出信号S_OUT与参考信号S_REF进行比较、基于将输出信号S_OUT与参考信号S_REF进行比较来计算误差信号以及基于误差信号生成反馈信号S_FB。参考信号S_REF表示输出参数的期望值。基于误差信号生成反馈信号S_FB可以包括使用具有P(比例)特性、I(积分)特性、PI(比例-积分)特性或PID(比例-积分-微分)特性中的任一种的滤波器对误差信号进行滤波。基于误差信号在电力转换器中生成反馈信号是众所周知的，因此在这方面不需要进一步的说明。

参照图1，耦接器16可以连接在反馈电路15与驱动电路4之间。由于变换器21，在输入端11、12和输出端13、14之间存在电隔离。耦接器16被配置成经由电隔离将反馈信号S_FB从反馈电路15传输至驱动电路4。耦接器16可以包括光耦接器、电感耦接器、电容耦接器等。在图1所示的示例中，耦接器16连接在反馈电路15与驱动电路4之间。在这种情况下，反馈电路15布置在电力转换器的次级侧。然而，这仅是一个示例。根据(未示出的)另一示例，反馈电路布置在初级侧并且接收辅助电压V_AUX。当开关处于关断状态时，辅助电压V_AUX基本上与输出电压V_OUT成比例。下文中参照图3说明后者。

整流器电路3被配置成对次级绕组21₂两端的电压V21₂进行整流。整流器电路3可以以各种方式实现。在图2中示出了整流器电路3的一个示例。在该示例中，整流器电路3包括具有连接至次级绕组21₂的整流器元件31和电容器32的串联电路。根据一个示例，输出电压V_OUT是电容器32两端的电压。可以连接至负载的负载Z可以是任何种类的负载或负载电路。负载Z可以包括另一电力转换器，该另一电力转换器被配置成提供具有与输出电压V_OUT的电压电平不同的电压电平的电压。

以开关模式的方式操作电子开关22包括在多个连续驱动周期中操作电子开关22，其中，在这些驱动周期中的每个驱动周期中，电子开关22导通达导通时间，并且关断达关断时间。这在下面参照图3进一步详细说明。

图3示出了通过初级绕组21₁和开关22的电流I2、通过次级绕组21₂的电流I3、初级绕组21₁两端的电压V21₁、辅助电压V_AUX、开关22两端的电压V22和驱动信号S_DRV的信号图。在下文中，通过初级绕组21₁和开关22的电流I2也称为初级电流，通过次级绕组21₂的电流I3也称为次级电流，初级绕组21₁两端的电压V21₁也称为初级电压，并且开关22两端的电压V22也称为开关电压。图3示出了在一个驱动周期中操作电力转换器。该驱动周期的持续时间T由导通时间的持续时间T_ON加上关断时间的持续时间T_OFF给出。“导通时间”是电子开关22导通的时间段，并且“关断时间”是电子开关22关断的时间段。当驱动信号S_DRV具有导通电平时，电子开关22导通，并且当驱动信号S_DRV具有关断电平时，电子开关断开。仅出于说明的目的，在图3中所示的示例中，导通电平是高信号电平并且关断电平是低信号电平。

参照图3，初级电流I2在导通时间期间增加(其中，初级电流I2的增加基本上与输入电压V_IN成比例，并且与变换器21的电感成反比)。此外，在导通时间期间，次级电流I3为零，初级电压V21₁基本上等于输入电压V_IN，并且开关电压V22基本上为零。在图1所示的示例中，辅助电压V_AUX的绕组方向使得辅助电压V_AUX在导通时间期间为负。参考以上，辅助电压V_AUX的幅值与初级电压V21₁的幅值成比例。因此，在导通时间期间，辅助电压V_AUX的幅值V1与输入电压V_IN成比例。

参照图3，当开关22关断时，初级电流I2变为零，并且次级电流I3跳至初始值，次级电流I3从该初始值逐渐减小。初级电压V21₁改变其极性，并且等效地辅助电压V_AUX改变其极性。初级电压V21₁的幅值基本上由n·V_OUT给出，其中，n由初级绕组21₁的匝数N₁与次级绕组21₂的匝数N₂之间的比率给出(n＝N₁/N₂)。在关断时间期间，辅助电压V_AUX的幅值V2再次与初级电压V21₁成比例，使得在关断时间期间，辅助电压V_AUX的幅值V2与输出电压V_OUT成比例。辅助电压V_AUX与初级电压V21₁之间的比例因子在导通时间和关断时间期间相同。此外，在关断时间期间，开关电压V22基本上等于输入电压V_IN加上初级电压V21₁的幅值。应当注意的是，初级电压V21₁并不是恰好与输出电压V_OUT成比例，而是与输出电压V_OUT加上跨整流器电路3的电压成比例，其中，跨整流器电路3的电压随着变换器被去磁而减小。然而，跨整流器电路3的该电压与输出电压V_OUT相比可忽略，使得在关断时间期间初级电压V21₁可以被认为与输出电压V_OUT成比例。

在导通时间期间，能量被磁存储在变换器21中，并且在关断时间期间，该能量经由整流器电路3从变换器21传输至输出端13、14。在变换器21中存储能量与使变换器磁化相关联，并且将能量从变换器21传输至输出端13、14与使变换器去磁相关联。在图3所示的示例中，关断时间足够长以使变换器21完全去磁。当变换器完全去磁时，(负)初级电压V21₁增大，并且(正)辅助电压V_AUX减小。在图3所示的示例中，当辅助电压V_AUX过零时或在辅助电压V_AUX过零之后不久，电子开关22再次导通。在下文中，电力转换器的这种工作模式称为第一工作模式或准谐振模式。在这种类型的工作模式下，一个驱动周期的持续时间T取决于导通时间的持续时间T_ON和关断时间的持续时间T_OFF，其中，随着导通时间的持续时间增加，关断时间的持续时间增加，并且其中，对于给定的导通时间的持续时间，随着输入电压V_IN增加，关断时间的持续时间增加。

在图3中，t_DEMAG表示去磁时刻，其是变换器21已完全去磁的时刻。在关断时间开始与去磁时刻t_DEMAG之间的时间段T_DEM中给出了初级电压V21₁与输出电压V_OUT之间的上述比例。在下文中该时间段T_DEM也称为去磁时间段。

根据一个示例，输入电压V_IN是整流后的交流电压，例如图4中所示的整流后的正弦电压。例如，可以通过桥式整流器(图中未示出)从正弦电网电压生成整流后的正弦电压。

在图1所示类型的电力转换器的许多不同应用中，不仅期望控制输出参数使得其基本上等于期望值，而且还期望控制输入电流I_IN使得输入电流I_IN的平均值跟随输入电压V_IN的信号波形，在图1所示的示例中，输入电流I_IN是通过初级绕组21₁和开关22的电流I2。即，期望控制输入电流I_IN，使得在每个驱动周期中，输入电流I_IN的平均值基本上与输入电压V_IN的瞬时值成比例，其中，输入电流I_IN的平均值与输入电压V_IN之间的比例因子可以根据负载Z的电力消耗而变化。具有这种功能的电力转换器通常称为PFC(功率因数校正)转换器。在下文中，输入电流I_IN的平均值也称为平均输入电流I_{IN_AVG}。

应当注意，由电力转换器从输入端接收的电力与输入电压的平方成比例。例如，当输入电压V_IN是正弦电压时，由电力转换器接收的输入电力具有正弦方波，其中，该正弦方波的幅度取决于负载的电力消耗。整流器电路3的至少一个电容器，例如图2中的电容器32，确保可以提供基本恒定的输出电压V_OUT和基本恒定的输出电流I_OUT。然而，输出电压V_OUT可能不是完全恒定，而是可能包括周期性的电压纹波，该电压纹波的频率由输入电压V_IN的频率的两倍给出。该电压纹波是由于当平均输入电流I_{IN_AVG}与输入电压V_IN成比例时发生的输入电力的变化而引起的。反馈电路15可以被配置成滤除这些纹波，使得它们不会对控制回路产生负面影响。滤除这些纹波可以包括使用陷波滤波器或使用具有相对长的积分窗口的积分滤波器。

图5示出了用于控制电力转换器的工作使得以相当简单的方式实现调节输出参数和调节平均输入电流I_{IN_AVG}的波形两者的方法的流程图。参照图5，该方法包括：在一个驱动周期中的导通时间期间测量电感器电压以获得第一测量值(101)，在一个驱动周期中的关断时间期间测量电感器电压以获得第二测量值(102)，以及基于第一测量值和第二测量值之和并基于反馈信号来调整至少一个后续驱动周期中的导通时间的持续时间(103)。电感器电压是初级绕组两端的电压V21₁，其是根据一个示例的初级电压。根据一个示例，获得第一测量值和第二测量值包括：获得第一测量值使得其与在导通时间期间的电感器电压成比例，以及获得第二测量值使得其与在关断时间期间的电感器电压的幅值成比例。

根据一个示例，电感器电压是初级电压V21₁或次级电压V21₂，并且测量电感器电压V21₁包括测量辅助电压V_AUX，辅助电压V_AUX如上面说明的与初级电压V21₁(和次级电压V21₂)成比例。在这种情况下，获得第一测量值和第二测量值包括：获得第一测量值使得其与辅助电压V_AUX的在导通时间期间的幅值V1成比例，以及获得第二测量值使得其与辅助电压V_AUX的在关断时间期间的幅值V2成比例。辅助电压V_AUX在导通时间期间的幅值V1和在关断时间期间的幅值V2也在图3中示出。在关断时间期间获得第二测量值可以包括在关断时间开始与去磁时刻t_DEMAG之间，即在电感器电压基本上与输出电压V_OUT成比例的时间段期间获得第二测量值。

在下面说明的示例中，测量电感器电压包括测量辅助电压V_AUX。然而，这仅是一个示例。也可以以任何其他方式测量电感器电压，例如通过测量输入电压V_IN和开关电压V22并计算差值来测量电感器电压。

参考以上，辅助电压V_AUX在导通时间期间与输入电压V_IN成比例，并且在关断时间期间与输出电压V_OUT成比例。可以假设输入电压V_IN和输出电压V_OUT缓慢变化，并且可以被认为在驱动信号的若干驱动周期内基本上是恒定的。因此，可以在同一驱动周期中获得第一测量值和第二测量值。然而，也可以在不同的驱动周期中获得第一测量值和第二测量值。此外，“调整至少一个后续驱动周期中的导通时间的持续时间”(a)可以包括在获得新的第一测量值和第二测量值之前使用第一测量值和第二测量值之和来调整仅一个驱动周期中的导通时间，(b)或可以包括在获得新的第一测量值和第二测量值之前使用第一测量值和第二测量值之和来调整若干连续驱动周期中的导通时间。甚至可能基于若干驱动周期中的测量结果获得一个第一测量值，以及基于若干驱动周期中的测量结果获得一个第二测量值。基于若干驱动周期中的测量结果获得一个第一测量值或第二测量值可以包括形成通过测量结果获得的测量值的平均值。

在图6中示出了被配置成以根据图5的方法操作电力转换器的控制电路4的一个示例。该控制电路4包括被配置成生成驱动信号S_DRV的驱动电路5、被配置成测量辅助电压V_AUX的电压测量电路6、以及被配置成检测当辅助电压V_AUX与预定义电压电平相交时的时刻的相交检测电路7。

参照图6，相交检测电路7包括比较器71，比较器71被配置成将辅助电压V_AUX与由参考电压源72提供的参考电压V_REF1进行比较。比较器71的输出信号S_ZCD取决于辅助电压V_AUX是高于还是低于参考电压V_REF1。根据一个示例，参考电压为零。在该示例中，可以省略参考电压源72，并且比较器输出信号S_ZCD指示辅助电压V_AUX是高于还是低于零。在这种情况下，与参考电压V_REF1是零还是不同于零无关，比较器输出信号S_ZCD将被称为过零检测(ZCD)信号。参照还示出了过零检测信号S_ZCD的图3，过零检测信号S_ZCD指示当辅助电压V_AUX与参考电压V_REF1相交时的时刻。

在去磁时刻t_DEMAG之后，初级电压V21₁增大并且辅助电压V_AUX减小，使得辅助电压V_AUX第一次与参考电压V_REF1相交，因此，基于将辅助电压V_AUX与参考电压V_REF1进行比较而生成过零检测信号S_ZCD指示在关断时间期间变换器21已经完全被去磁。

电压测量电路6被配置成在导通时间内测量辅助电压V_AUX以获得表示幅值V1的第一测量值，并且在截止时间期间测量辅助电压V_AUX以获得表示幅值V2的第二测量值。此外，电压测量电路6被配置成输出表示两个幅值V1、V2之和的电压测量信号S₁₂，即，输出信号S₁₂与V1+V2成比例。驱动电路5接收ZCD信号S_ZCD、电压测量信号S₁₂和反馈信号S_FB，并基于这些信号S_ZCD、S₁₂、S_FB生成驱动信号S_DRV。在图7中示出了驱动电路5的一个示例。

图7所示的驱动电路5包括锁存器51，其中，锁存器51提供驱动信号S_DRV。可选地，驱动器(未示出)连接在锁存器51与开关22之间，并且被配置成基于锁存器51的输出信号生成适于驱动开关22的驱动信号S_DRV。锁存器51接收导通时间开始信号S_START和导通时间结束信号S8，并且被配置成根据导通时间开始信号和导通时间结束信号S8来生成驱动信号S_DRV的导通电平。在下文中，导通时间开始信号S_START简称为开始信号，并且导通时间结束信号简称为结束信号。

仅出于说明的目的，锁存器51在图7所示的示例中是SR触发器，并且在置位输入端S处接收开始信号S_START并在复位输入端R处接收结束信号S8。根据一个示例，开始信号S_START是过零检测信号S_ZCD，并且锁存器51被配置成在过零检测信号S_ZCD指示变换器已经完全被去磁时，生成驱动信号S_DRV的导通电平。在前面说明的示例中，在关断时间期间过零检测信号S_ZCD的下降沿指示变换器21已经被完全去磁，使得锁存器51可以在开始信号S_START的下降沿出现时开始生成驱动信号S_DRV的导通电平。

可选地，开始信号S_START不是过零检测信号S_ZCD，而是由延迟元件52提供的过零检测信号S_ZCD的延迟版本。在一些情况下，可能期望在辅助电压V_AUX过零时不导通，而在辅助电压V_AUX已经过零之后不久导通。这在图3中示出。如从图3可以看出的，在辅助电压V_AUX已经过零之后，开关电压V22进一步减小。通过在辅助电压V_AUX已经过零之后导通电子开关22，可以降低在开关22中可能发生的开关损耗。在变换器21已经完全去磁之后，可能发生寄生振荡。这在下文中进一步详细说明。

基本上，在检测到变换器已经被完全去磁的时刻时以及在延迟时间之后导通时，电子开关22中的开关损耗可以减少，延迟时间基本上等于寄生振荡的一个周期的持续时间的一半(50％)。在该延迟时间之后，开关22两端的电压V22已经达到局部最小值，该局部最小值通常称为谷。在图3所示的准谐振模式下，当开关电压V22在退磁时刻t_DEMAG之后已经达到第一个谷时，开关22进行开关。可以通过测量或模拟来获得由变换器21的电感和寄生电容器例如开关22的输出电容引起的寄生振荡的一个周期的持续时间。参照图3，当初级电压V21₁开始增大并且辅助电压V_AUX开始减小时，变换器21被完全去磁。辅助电压V_AUX的第一个过零在变换器21已经被完全去磁之后的寄生振荡的一个周期的四分之一(25％)处出现，使得在变换器21已经被完全去磁之后的振荡的一个半周期处导通开关22等效于在辅助电压V_AUX已经过零之后的振荡的一个周期的四分之一处导通电子开关22。根据一个示例，图7所示的延迟元件52的延迟时间基本上等于寄生振荡周期的四分之一，以实现在开关22两端的电压V22已经达到局部最小值(谷)时接通。

参照图7，结束信号S8由导通时间控制电路8提供，其中，导通时间控制电路8接收开始信号S_START、反馈信号S_FB和电压测量信号S₁₂。导通时间控制电路8控制导通时间的持续时间，并且使锁存器51在由导通时间控制电路8限定的时间段之后生成驱动信号S_DRV的关断电平，其中，该时间段取决于电压测量信号S₁₂和反馈信号S_FB。图8示出了导通时间控制电路8的一个示例。

图8所示的导通时间控制电路8包括接收开始信号S_START并且被配置成输出斜坡信号S_RAMP的斜坡信号发生器83、接收反馈信号S_FB和电压测量信号S₁₂的乘法器82、以及接收斜坡信号S_RAMP和乘法器输出信号S82的比较器81，该乘法器输出信号S82在下文中也称为参考信号。在比较器81的输出端处可获得结束信号S8。

图9示出了说明图8所示的导通时间控制电路8的功能的信号图。参照图9，斜坡信号发生器83被配置成每当开始信号S_START具有使锁存器(图7中的51)开始导通的一定边沿时，开始新的斜坡。仅出于说明目的，在图9所示的示例中，开始信号S_START的该边沿为下降沿。当斜坡信号S_RAMP的信号电平达到乘法器的输出信号S82的信号电平时，生成结束信号S8的预定义边沿。结束信号S8的预定义边沿使锁存器(图7中的51)结束导通时间，即，将驱动信号的信号电平从导通电平改变为关断电平。仅出于说明目的，在图9所示的示例中，使导通时间结束的结束信号S8的预定义边沿是上升沿。

参照图8，斜坡信号发生器83可以接收结束信号S8，以将斜坡信号S_RAMP重置为开始电平，其中，开始电平是在开始信号S_START指示新的导通时间开始时斜坡信号S_RAMP再次从其开始增加的信号电平。

在图8所示的导通时间控制电路8中，接收到开始信号S_START的预定义边沿的时刻与生成结束信号S8的预定义边沿的时刻之间的时间段与乘法器输出信号S82成比例。然而，乘法器输出信号S82与电压测量信号S₁₂成比例。因此，对于给定的反馈信号S_FB，该持续时间与电压测量信号S₁₂成比例地增加或减少。该持续时间等于导通时间的持续时间T_ON。

图10示出了图8所示的导通时间控制电路8的变型。图10所示的导通时间控制电路8另外包括函数发生器84，该函数发生器84接收反馈信号S_FB并输出与反馈信号S_FB成指数相关的信号。在该示例中，乘法器82接收函数发生器输出信号S84。基本上已知并且例如在DE197 25 842A1中公开了使用与反馈信号S_FB成指数相关的信号代替反馈信号S_FB。因此，在该方面不需要进一步说明。由图10所示的可变导通时间控制电路8控制的导通时间与电压测量信号S₁₂成比例并且与

成比例，其中，e是欧拉数。

代替使用图10所示的计算

的信号发生器84，可以实现两个信号发生器(函数发生器)85、86，如图11所示。这些信号发生器85、86中的第一信号发生器85生成第一输出信号S_N，第一输出信号S_N取决于反馈信号S_FB，使得第一输出信号S_N随着反馈信号S_FB的增大而增大。该第一函数发生器输出信号S_N由乘法器82接收。函数发生器中的第二函数发生器86被配置成生成第二输出信号S_D，使得第二输出信号S_D随着反馈信号S_FB的增大而减小。该第二输出信号S_D由斜坡信号发生器83接收，并且被配置成调整斜坡信号S_RAMP的斜率。在图12中示出了该斜坡信号发生器83的一个示例。

根据图12的斜坡信号发生器83包括电流源831和与电流源831串联连接的电容器832。电流源831由第二函数发生器信号S_D控制，使得电流源831的电流I831随着函数发生器信号S_D的增大而增大，并且随着函数发生器信号S_D的减小而减小。根据一个示例，电流I831基本上与函数发生器信号S_D成比例。在该斜坡信号发生器83中，电容器832两端的电压V832形成斜坡信号S_RAMP。与电容器832并联连接的开关833由逻辑834根据开始信号S_START和结束信号S8来控制。根据一个示例，逻辑834被配置成每当结束信号S8指示导通时间的结束已经到达时通过闭合开关833来重置斜坡信号S_RAMP。此外，该逻辑被配置成在开始信号S_START指示新的驱动周期的导通时间已经开始时通过断开开关833来开始斜坡信号S_RAMP的新斜坡。

函数发生器85、86可以是数字函数发生器，其中，斜坡信号发生器83和比较器可以使用模拟电路来实现。在这种情况下，数模转换器(DAC)可以连接在信号发生器85、86的下游。根据一个示例，乘法器82可以被实现为乘法DAC，使得DAC和乘法器可以由同一电路实现。

图13示出了第一信号发生器输出信号S_N和第二信号发生器输出信号S_D的一个示例。参照图13，这些信号中的每一个可以是分段线性信号，其中，第一信号S_N随着反馈信号S_FB的增大而增大，其中，分段线性区段的斜率随着反馈信号S_FB的增大而增大。第二信号S_D随着反馈信号S_FB的减小而减小，其中，该第二信号S_D的斜率首先增大并且然后减小。通过根据图11、图12和图13所示的示例实现导通时间控制电路8，导通时间的持续时间与电压测量信号S₁₂成比例，并且与

近似成比例。

参考以上，电压测量电路6在一个或更多个驱动周期中的导通时间和关断时间期间测量辅助电压V_AUX，并且被配置成输出电压测量信号S₁₂，使得其与导通时间期间辅助电压V_AUX的幅值V1和关断时间期间辅助电压V_AUX的幅值V2之和成比例。

在图14中示出了电压测量电路6的一个示例。该电压测量电路6包括与第一开关603和第二开关604串联连接的第一电容器601和与第三开关605和第四开关606串联连接的第二电容器602、连接在第一电容器601与第二电容器602之间的第五开关607、连接至第一电容器601的第六开关608、耦接至第二电容器602的采样保持(S/H)电路609、以及被配置成控制开关603-608和S/H电路609的操作的逻辑610。包括第一电容器601以及第一开关603和第二开关604的第一串联电路和包括第二电容器602以及第三开关605和第四开关606的第二串联电路每个均连接在控制电路4的辅助电压输入端42与接地输入端43之间。在辅助电压输入端42处，控制电路4连接至辅助绕组23，并且接地输入端43连接至接地节点GND，使得在辅助电压输入端42与接地输入端43之间可获得辅助电压V_AUX。

逻辑610被配置成接收驱动信号S_DRV，并且被配置成控制第一开关603和第二开关604，使得在导通时间期间第一电容器601连接在辅助电压输入端42与接地输入端43之间达第一时间段，以使得在该时间段结束时，第一电容器601两端的电压等于导通时间期间辅助电压V_AUX的幅值V1。参考以上，辅助电压V_AUX在导通时间期间为负，使得在第一时间段之后，第一电容器节点处的电势相对于第二电容器节点处的电势为负，第一电容器节点是在第一时间段期间通过第一开关603连接至辅助电压输入端42的电容器节点，第二电容器节点是连接至第二电子开关604的电容器节点。

此外，逻辑609被配置成控制第三开关605和第四开关606，使得在关断时间期间第二电容器602连接在辅助电压输入端42与接地输入端43之间达第二时间段，以使得在该第二时间段结束时，第二电容器602两端的电压等于关断时间期间辅助电压V_AUX的幅值V2。参考以上，辅助电压V_AUX在关断时间期间为正，使得在第二时间段之后，第一电容器节点处的电势相对于第二电容器节点处的电势为正，第一电容器节点是在第二时间段期间通过第三开关605连接至辅助电压输入端42的电容器节点，第二电容器节点是连接至第四电子开关606的电容器节点。

参照图14，第五开关607连接在第一电容器601的第二电容器节点与第二电容器602的第二电容器节点之间，并且第六开关连接在第一电容器601的第一电容器节点与接地输入端43之间。另外，S/H电路609连接至第二电容器602的第一电容器节点。逻辑610还被配置成在第二时间段之后并且在关断时间结束之前闭合第五开关607和第六开关608(同时其余的开关断开)，并激活S/H电路以采样第二电容器602的第一电容器节点处的电压。第二电容器602的第一电容器节点处的电压等于在第一时间段期间由第一电容器601采样的辅助电压V_AUX的幅值V1加上在第二时间段期间由第二电容器602采样的辅助电压V_AUX的幅值V2。

在图15中示出了电压测量电路6的另一示例。在该示例中，电压测量电路6包括串联连接在控制电路4的辅助电压输入端42与接地输入端43之间的电压限制器61和电阻器62。控制电路4可以被实现为集成电路(IC)。在这种情况下，电阻器62可以是连接在辅助绕组23与IC的相应输入端之间的外部电阻器。

参照图15，电压测量电路6还包括电流传感器63，电流传感器63被配置成测量从辅助绕组23经由电阻器62和电压限制器61至接地输入端43的电流I_AUX。该电流I_AUX在下文中也被称为辅助电流。评估电路64从电流传感器接收表示辅助电流I_AUX的电流测量信号S63，并输出电压测量信号S₁₂。

当如图15所示实现电压测量电路6时，相交检测电路7可以监测电压限制器61两端的电压V_ZCD而不是辅助电压。电压限制器被配置成当辅助电压V_AUX为正时将电压V_ZCD钳位到第一(正)电平，并且当辅助电压V_AUX为负时将电压V_ZCD钳位到第二(负)电平。根据一个示例，这些电压电平高于参考电压V_REF1。可以被称为钳位的辅助电压或相交检测电压的电压限制器61两端的电压V_ZCD与辅助电压V_AUX不成比例。然而，每当辅助电压V_AUX低于参考电压V_REF1时，该电压V_ZCD低于参考电压V_REF1。因此，电压限制器两端的电压V_ZCD可以用于检测当辅助电压V_AUX与参考电压V_REF1相交时的时刻。在每种情况下，由相交检测电路7输出的相交检测信号S_ZCD表示辅助电压V_AUX与第一参考电压V_REF1例如零相交的那些时刻。

当辅助电压V_AUX高于由电压限制器61限定的电压限制时，辅助电流I_AUX流过电压限制器61。在图15所示的示例中，辅助电流I_AUX的幅值基本上由下式给出：

其中，R62是电阻器62的电阻，并且V_ZCD是电压限制器61两端的电压。根据一个示例，电压限制器61被实现为使得电压限制器61两端的电压V_ZCD显著低于辅助电压V_AUX，以使得电压限制器两端的电压与辅助电压相比可忽略。在这种情况下，由电流传感器63测量的辅助电流I_AUX基本上与辅助电压V_AUX成比例，使得通过测量辅助电流I_AUX可以获得辅助电压V_AUX，并且因此可以获得电压测量信号S₁₂。图16A示出了电压限制器61和电流传感器63的一个示例，并且图16B示出了评估电路64的一个示例。

参照图16A，电压限制器61包括连接在驱动电路4的辅助电压输入端42与接地输入端43之间的第一晶体管N1。第一晶体管N1钳位相交检测电压V_ZCD。下面在下文中进一步详细说明在导通状态下驱动第一晶体管N1使得其钳位相交检测电压V_ZCD。

电压限制器61还包括连接在第一电路节点M1与接地节点12之间的第二晶体管N2和连接在第一电路节点M1与辅助电压输入端42之间的第三晶体管N3。此外，电流调节器被配置成根据辅助电压V_AUX的极性，以两种不同方式控制进入第一电路节点M1的电流I_M1。进入第一电路节点的电流I_M1是从可获得电源电压VDD的电源节点M3提供的。可以通过控制电路4中的电源电路(图中未示出)来提供电源电压。该电源可以基于辅助电压V_AUX或基于由控制电路4接收的任何其他输入电压来生成电源电压VDD。当辅助电压V_AUX为正时，调节器控制进入第一电路节点M1的电流I_M1，使得第一晶体管N1和第二晶体管N2在相同的工作点工作，并且通过第三晶体管N3的电流I_N3为零。在这种情况下，通过第二晶体管N2的电流I_N2的电流电平与通过第一晶体管N1的电流I_N1成比例，其中，通过第一晶体管N1的电流I_N1等于辅助电流I_AUX。根据一个示例，第一晶体管N1和第二晶体管N2具有相同的长度和相同的宽度。在这种情况下，通过第二晶体管N2的电流I_N2和辅助电流I_AUX具有相同的电流电平。

根据一个示例，调节器包括运算放大器OP1，该运算放大器OP1具有连接至第一电路节点M1的第一输入端和连接至第二电路节点M2的第二输入端。当辅助电压V_AUX具有第一极性时，由比较器K1控制的开关S2将第二电路节点M2连接至第二输入端42。在这种情况下，运算放大器OP1控制进入第一电路节点M1的电流I_M1，使得第一电路节点M1处的电势等于第二输入端42处的电势，以使第三晶体管N3两端的电压为零。因此，如上面提到的，通过第三晶体管N3的电流I_N3为零。

调节器还包括由运算放大器OP1驱动并连接在电源节点M3与接地节点12之间的可变电阻器N7以及电流镜P1、P2。根据一个示例，可变电阻器N7包括由运算放大器驱动的晶体管。可选地，在运算放大器OP1的输出端与可变电阻器N7的晶体管之间连接滤波器。该滤波器可以包括具有电阻器R和电容器C的串联电路。

电流镜P1、P2被配置成镜像通过可变电阻器N7的电流I_N7，使得进入第一电路节点M1的电流I_M1与通过可变电阻器N7的电流I_N7成比例，其中，通过可变电阻器N7的电流与进入第一电路节点M1的电流I_M1之间的比例因子由电流镜的电流镜比率给出。根据一个示例，电流镜比率为1：1，使得进入第一电路节点M1的电流I_M1等于通过可变电阻器N7的电流I_N7。调节器经由可变电阻器N7和电流镜P1、P2调整进入第一电路节点M1的电流I_M1，使得通过第三晶体管N3的电流I_N3为零，以使得在调节器的稳定状态下进入第一电路节点M1的电流I_M1等于通过第二晶体管N2的电流I_N2，其中，通过第二晶体管N2的电流I_N2与辅助电流I_AUX成比例。因此，给定进入第一电路节点M1的电流I_M1与通过可变电阻器N7的电流I_N7之间的比例，通过可变电阻器N7的电流与辅助电流I_AUX成比例。

参照图16A，电压限制器61还包括连接在电流镜P1、P2中的输出晶体管P2与第一电路节点M1之间的另一晶体管N5。该另一晶体管N5作为二极管连接。即，另一晶体管N5的漏极节点连接至其栅极节点。此外，第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3的栅极节点连接至另一晶体管的漏极/栅极节点，使得这些晶体管N1、N2、N3在它们各自的栅极节点处具有相同的电势。第一晶体管N1和第二晶体管N2被激活，使得一旦它们各自的栅极节点处的电势达到以下电平时，它们就可以传导电流，在该电平处，这些晶体管N1、N2的栅极-源极电压变得高于各自的阈值电压。根据一个示例，第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管N1-N3具有相同的阈值电压。第五晶体管N5的阈值电压可以低于第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3的阈值电压。

当辅助电压V_AUX为负时，由比较器K1控制的开关S2将第二电路节点M2连接至接地输入端43，并且调节第三晶体管N3使得第一电路节点M1处的电势等于接地电势GND。辅助电流I_AUX为负，即，辅助电流I_AUX沿与图16A所示的方向相反的方向流动。此外，在该工作状态下，辅助电流I_AUX由通过第三晶体管N3的电流I_N3减去通过第一晶体管N1的电流I_N1给出。通过第二晶体管N2的电流I_N2为零，并且进入第一电路节点M1的电流I_M1等于通过第三晶体管N3的电流I_N3。通过可变电阻器N7的电流I_N7再次与进入第一电路节点的电流I_M1成比例。当第一晶体管N1和第三晶体管N3在相同的工作点工作时，通过第三晶体管N3的电流I_N3与辅助电流I_AUX成比例，其中，比例因子取决于第一晶体管N1的大小和第三晶体管N3的大小。

参考以上，当辅助电压V_AUX为正时，通过第二晶体管N2的电流I_N2与辅助电流I_AUX成比例，其中，比例因子取决于第一晶体管N1的大小和第二晶体管N2的大小。此外，当辅助电压V_AUX为负时，通过第三晶体管N3的电流I_N3与辅助电流I_AUX成比例，其中，比例因子取决于第一晶体管N1的大小和第三晶体管N3的大小。第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管的大小可以彼此适配，使得当辅助电压V_AUX(和辅助电流I_AUX)为正时以及当辅助电压V_AUX(和辅助电流I_AUX)为负时辅助电流I_AUX的幅值和进入第一电路节点M1的电流I_M1的幅值之间的比例因子相同。在这种情况下，这些晶体管N1、N2、N3以不同的大小实现。

根据另一示例，第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3具有相同的大小，并且电流传感器另外包括另一晶体管N6。仅当辅助电压V_AUX为正时，该另一晶体管N6与第一晶体管N1并联连接。这通过与另一晶体管N6串联连接并且由比较器K1控制的另一开关S3来实现。通过第三电路节点M3处的电势以与第一晶体管N1相同的方式控制另一晶体管N6。在该电路中，当辅助电压V_AUX为正时，通过第一晶体管N1的电流I_N1和通过另一晶体管N6的电流I_N6均等于辅助电流I_AUX的50％。此外，通过第二晶体管N2的电流I_N2和进入第一电路节点M1的电流I_M1等于辅助电流I_AUX的50％。当辅助电压V_AUX为负时，通过第三晶体管的电流I_N3等于辅助电流的50％并且因此进入第一电路节点M1的电流也等于辅助电流的50％，使得当辅助电压V_AUX为正时以及当辅助电压V_AUX为负时，辅助电流I_AUX的幅值与进入第一电路节点M1的电流I_M1的幅值之间的比例因子相同，并且因此，辅助电流I_AUX的幅值与通过可变电阻器N7的电流I_N7的幅值之间的比例因子相同。

钳位电压是预定义的，但不是固定的，钳位电压是相交检测电压V_ZCD被电压限制器61钳位而处于的电压电平。该钳位电压由第一晶体管N1的特性曲线限定，并且取决于辅助电流I_AUX的电流电平。因此，在辅助电压V_AUX的每个电压电平处，钳位电压由第一晶体管N1预定义，但不是固定的。基本上，辅助电流I_AUX越高，则钳位电压越高。然而，在钳位电压与辅助电流I_AUX之间存在平方关系，使得取决于辅助电流I_AUX的钳位电压的变化基本上可以忽略。

根据一个示例，实现第一晶体管N1使得在去磁阶段期间第一晶体管N1两端的电压降小于辅助电压V_AUX的5％或者甚至小于辅助电压V_AUX的2％。在这种情况下，尽管有变化，但与辅助电压V_AUX的幅值相比，相交检测电压V_ZCD的幅值几乎可以忽略，使得在每种情况下，辅助电流I_AUX基本上与辅助电压V_AUX成比例。

在图16A所示的电流传感器63中，通过形成可变电阻器的晶体管N7的电流I_N7和该晶体管N7的栅极节点G处的电势表示辅助电流I_AUX，并且因此表示辅助电压V_AUX。更具体地，电流I_N7与辅助电流I_AUX的幅值成比例。即，与辅助电流I_AUX的电流流动方向无关，电流I_N7始终沿相同方向流动，并且具有与辅助电流I_AUX的幅值成比例的信号电平。在该示例中，栅极节点处的电势形成电流测量信号S63。在图16B中示出了被配置成基于电流测量信号S63生成测量信号S₁₂的评估电路64。在下文中，晶体管N7的栅极节点G也称为电流传感器的输出端，并且晶体管N7也称为电流传感器的输出晶体管。

图16B中所示的评估电路包括通过第一开关SHP耦接至电流传感器63的输出端G的第一电容器C1和通过第二开关SHS耦接至电流传感器63的输出端G的第二电容器C2。第一开关SHP和第二开关SHS由逻辑641根据驱动信号S_DRV来控制。逻辑641被配置成控制第一开关SHP，使得在导通时间期间第一电容器C1连接至电流传感器63的输出端G达第一时间段，以使得在该第一时间段结束时，第一电容器C1两端的电压VC1等于电流传感器63的输出端G处的电压。逻辑641被配置成控制第二开关SHP，使得在关断时间期间第二电容器C2连接至电流传感器63的输出端G达第二时间段，以使得在该第二时间段结束时，第二电容器C2两端的电压VC2等于电流传感器63的输出端G处的电压。

参照图16B，评估电路64还包括由第一电容器C1两端的电压VC1驱动的第一晶体管N8和由第二电容器C2两端的电压VC2驱动的第二晶体管N9。根据一个示例，第一晶体管N8和第二晶体管N9具有与电流传感器63的输出晶体管N7相同的大小。在这种情况下，在第一时间段期间，通过第一晶体管N8的第一电流I_N8等于通过电流传感器63的输出晶体管N7的电流I_N7，其中，该电流与在导通时间期间的辅助电压V_AUX成比例，并且因此与上面说明的第一幅值V1成比例。此外，在第二时间段期间，通过第二晶体管N9的第二电流I_N9等于通过电流传感器63的输出晶体管N7的电流I_N7，其中，该电流与在关断时间期间的辅助电压V_AUX成比例，并且因此与上面说明的第二幅值V2成比例。

参照图16B，评估电路64还包括具有连接至第一晶体管N8的输入端的第一电流镜642和具有连接至第二晶体管N9的输入端的第二电流镜643。连接电流镜642、643的输出端。此外，电流镜642、643可以具有相同的电流镜比率，使得电流镜642、643的输出电流I64与第一电流I_N8和第二电流I_N9之和成比例，并且因此与第一幅值V1和第二幅值V2之和成比例。该输出电流I64可以形成电压测量信号S₁₂。替选地，如图16B中的虚线所示，电阻器65与电流镜642、643的输出端串联连接。在这种情况下，电压测量信号S₁₂是电阻器65两端的电压。

图3示出了在准谐振模式下操作电力转换器。在该工作模式下，去磁时刻t_DEMAG与关断时间结束之间的延迟时间T_DEL约为一个振荡周期T_OSC的一半。此外，在该方法中，根据第一测量信号S₁₂来调整导通时间。在该方法中，延迟时间T_DEL相对于驱动周期的总持续时间T越短，则越可以更准确地控制输入电流I_IN的波形。

下面说明另一种类型的工作模式，其在下文中称为第二工作模式。在该工作模式下，在调整接通时间的持续时间T_ON时考虑延迟时间T_DEL。以这种方式，即使当与驱动周期的总持续时间T相比延迟时间T_DEL不可忽略时，也可以以准确的方式调节输入电流I_IN的波形。第二工作模式可以包括在准谐振(QR)模式或以跳谷QR模式下操作电力转换器。在跳谷QR模式下，在开关22再次导通之前，跳过开关电压V22的一个或更多个谷。在该工作模式下，去磁时刻t_DEMAG与当电子开关22再次导通时的时刻之间的延迟时间T_DEL大于寄生振荡的周期的一半。图17示出了基于图3所示的信号图并且说明在跳谷准谐振模式下操作电力转换器的信号图。

如从图17可以看出的，在跳谷准谐振模式下，延迟时间T_DEL可以包括驱动周期的总持续时间T的很大一部分。在QR模式和跳谷QR模式下，去磁时刻t_DEMAG与新驱动周期开始之间的延迟时间T_DEL由T_DEL＝(i-0.5)·T_OSC给出，其中，T_OSC是寄生振荡的一个周期的持续时间，并且i是其中电子开关22导通的谷的序数，其中i是整数并且其中i≥1。等效地，i-1是被跳过的谷数。当电子开关22在第一个(i＝1)谷中导通时，电力转换器以QR模式工作，并且当i＞1，即当一个或更多个谷被跳过时，电力转换器以跳谷QR模式工作。

图18示出了以下方法的一个示例的流程图，该方法用于在准谐振模式下操作电力转换器使得输出参数具有预定义值并且使得平均输入电流I_{IN_AVG}的波形基本上等于该波形输入电压V_IN的波形。该方法基于图5所示的方法，并且与图5所示的方法的不同之处在于，每个驱动周期中的导通时间包括两个导通时间区段，第一导通时间区段和第二导通区段。与第一工作模式下的导通时间类似，第一导通时间区段取决于第一测量值和第二测量值之和与反馈信号(104)，其中，第一测量值和第二测量值在一个或更多个先前的驱动周期中获得。第二导通时间区段取决于在前一驱动周期中获得的第二测量值、瞬时驱动周期中第一导通时间区段的持续时间以及前一驱动周期中变换器去磁与新驱动周期的开始之间的延迟时间(105)。

图19示出了被配置成根据图18所示的方法操作电力转换器的控制电路4的一个示例。该控制电路4基于图6所示的控制电路，并且与图6所示的控制电路的不同之处在于，驱动电路5另外接收另一电压测量信号S₂，其中，该另一电压测量信号S₂表示第二测量值V2，即，关断时间期间辅助电压V_AUX的幅值。在下文中，电压测量信号S₁₂也称为第一电压测量信号，并且在下文中，另一电压测量信号S₂也称为第二电压测量信号。

在图20中示出了被配置成输出第一电压测量信号S₁₂和第二电压测量信号S₂的电压测量电路6的一个示例。该电压测量电路6基于图14所示的电压测量电路，并且另外包括另一S/H电路611。该另一S/H电路611由逻辑610控制，并且被配置成在第二时间段结束时对第一电容器601两端的电压V2进行采样。

根据另一示例，电压测量电路6基于图16A和图16B所示的电压测量电路，其中，仅需要对评估电路64进行一个修改以输出第一电压测量信号S₁₂和第二电压测量信号S₂二者。在图21中示出了对应评估电路64的一个示例。在该评估电路64中，第二电流镜643包括两个输出端，连接至第一电流镜642的输出端的第一输出端和提供与上面说明的第二电流I_N9成比例的输出电流的第二输出端。该输出电流与辅助电压V_AUX的第二幅值V2成比例，并形成第二电压测量信号S₂。替选地，电阻器66与第二电流镜输出端串联连接，使得第二电压测量信号S₂是电压。

图22示出了图19所示的驱动电路5的一个示例。该驱动电路5基于图7中所示的驱动电路，并且另外包括接收反馈信号S_FB并输出过零参考信号S_{ZC_REF}的过零控制器53、接收过零参考信号S_{ZC_REF}和过零检测信号S_ZCD的计数器54、以及连接在导通时间控制电路8与锁存器51之间的另一导通时间控制电路9。在下文中，导通时间控制电路8也称为第一导通时间控制电路，并且另一导通时间控制电路9也称为第二导通时间控制电路。第二导通时间控制电路9从第一导通时间控制电路8接收结束信号S8，并且将结束信号S9输出至锁存器51。在下文中也称为第一结束信号的来自第一导通时间控制电路8的结束信号S8指示第一导通时间区段的结束，并且在下文中也称为第二结束信号的来自第二导通时间控制电路9的结束信号S9指示以上说明的第二导通时间区段的结束。

第二导通时间控制电路9还接收反馈信号S_FB和另一电压测量信号S₂、开始信号S_START和过零参考信号S_{ZC_REF}。过零参考信号S_{ZC_REF}表示去磁时刻t_DEMAG与新驱动周期开始之间的延迟时间T_DEL，即，过零参考信号S_{ZC_REF}表示允许在新驱动周期开始之前发生的辅助电压V_AUX的过零次数。该过零参考信号S_{ZC_REF}取决于反馈信号S_FB。

根据一个示例，生成反馈信号S_FB，使得反馈信号S_FB随着负载的电力消耗的减小而减小。此外，可以生成过零参考信号S_{ZC_REF}，使得随着反馈信号S_FB的增大，允许在新的驱动周期开始之前发生的过零次数减少。在图23中示出了过零参考信号S_{ZC_REF}对反馈信号S_FB的这样的依赖性的一个示例。

参照图22，计数器54接收过零检测信号S_ZCD和过零参考信号S_{ZC_REF}，并且被配置成当在关断时间期间已经发生由过零参考信号S_{ZC_REF}限定的过零次数时生成开始信号S_START。延迟元件52可以将生成开始信号S_START延迟寄生振荡的一个周期T_OSC的四分之一，如已经参照图7所说明的。

可以根据本文之前说明的任何示例来配置第一导通时间控制电路8。特别地，可以根据图10所示的示例来配置第一导通时间控制电路8。图24示出了第二导通时间控制电路9的一个示例。

图24所示的第二导通时间控制电路9类似于图10所示的第一导通时间控制电路8并且包括比较器91，该比较器91从斜坡信号发生器93接收第二斜坡信号S_RAMP2和参考信号S98，其中，该参考信号S98与延迟时间T_DEL、第二测量信号S₂成比例，并且与自瞬时导通时间开始以来的持续时间成反比。该参考信号S98由接收开始信号S_START的函数发生器98提供，该开始信号S_START包括关于瞬时导通时间开始的信息。此外，函数发生器98接收与第二测量信号S₂和延迟时间T_DEL成比例的信号。关于延迟时间T_DEL的信息包括在信号S94中，该信号S94通过由零减法器94减去0.5从过零参考信号S_{ZC_REF}获得。该信号S94与第二测量信号S₂和反馈信号S_FB或取决于反馈信号的信号相乘。

如上面说明的，可以使用指数反馈信号

代替反馈信号S_FB，或者如参照图11和图13所说明的，可以使用每个均实现分段线性函数的两个函数发生器代替计算

的函数发生器。在图24所示的示例中，使用了两个这样的函数发生器。第一函数发生器95和第二函数发生器96。这些函数发生器95、96可以是与第一导通时间控制电路8中的函数发生器85、86相同的函数发生器。即，一个第一函数发生器可以用作第一导通时间控制电路8中的第一函数发生器85和第二导通时间控制电路9中的第一函数发生器95。等效地，一个相同的函数发生器可以用作第一导通时间控制电路8中的第二函数发生器86和第二接通时间控制电路9中的第二函数发生器96。这些函数发生器可以是数字函数发生器，其中，斜坡信号发生器83、93可以使用模拟电路元件来实现。此外，可以使用模拟电路元件来实现图24所示的函数发生器98。在这种情况下，数模转换器(DAC)可以连接在函数发生器96和95与斜坡信号发生器93和乘法器97之间。当第一导通时间控制电路8中的函数发生器85和第二导通时间控制电路9中的函数发生器95仅使用一个函数发生器来实现时，仅需要一个DAC。等效地，当第一导通时间控制电路8中的函数发生器86和第二导通时间控制电路9中的函数发生器96仅使用一个函数发生器来实现时，仅需要一个DAC。

参照图24，乘法器97将第一函数发生器输出信号S_N与延迟时间信号S94相乘。另一乘法器92将第一乘法器97的结果与另一测量值S₂相乘，其中，第二乘法器92的输出信号S92由函数发生器98接收。尽管图24示出了两个乘法器92、97，但这仅是一个示例。根据另一示例，乘法器92是乘法数模转换器，并且乘法器97是数字乘法器。

图25示出了图24中所示的斜坡信号发生器93的一个示例。该函数发生器93以与图12中所示的斜坡信号发生器83相同的方式实现，并且包括具有电流源931和电容器932的串联电路。第二斜坡信号S_RAMP2是电容器932两端的电压V932。开关933与电容器932并联连接，并且由逻辑934根据第一结束信号S8和第二结束信号S9来控制。根据一个示例，逻辑934被配置成在第一结束信号S8指示第一导通时间区段的结束已经到达之前闭合开关933。当第一结束信号S8指示第一导通时间区段的结束已经到达时，逻辑934断开开关933以生成斜坡信号的斜坡。当第二结束信号S9指示第二斜坡信号S_RAMP2已经达到第二参考信号S98时，即当第二结束信号S9指示第二导通时间区段的结束已经到达时，斜坡信号发生器被第二结束信号S9复位，即，开关933闭合。

在图26中示出了具有第一导通时间控制电路8和第二导通时间控制电路9的驱动电路5的功能。图26示出了辅助电压V_AUX、参考信号S82、S98(其在下文称为第一参考信号和第二参考信号)以及第一斜坡信号S_RAMP1和第二斜坡信号S_RAMP2的信号图。特别地，图26示出了生成导通时间的第一导通时间区段T_ON1和第二导通时间区段T_ON2。如图26所示，一个驱动周期中的第一参考信号S82取决于在前一驱动周期中获得的第一测量信号S₁₂。“前一驱动周期”可以是直接在瞬时驱动周期之前的驱动周期。然而，这仅是一个示例。也可以在一个驱动周期中获得第一测量信号S₁₂，并且在两个或更多个随后的驱动周期中使用该第一测量值S₁₂。此外，可以基于在不同的先前驱动周期中获得的第一测量值V1和第二测量值V2来生成第一测量信号S₁₂。

如从图26可以看出并且如前面说明的，当在瞬时驱动周期开始处开始的第一斜坡信号S_RAMP1达到第一参考信号S82时，第一导通时间区段T_ON1结束，其中，第一参考信号S82与第一测量信号S₁₂成比例并且取决于反馈信号S_FB。当第一导通时间区段T_ON1结束时，第二导通时间区段T_ON2开始，其中，在第二导通时间区段T_ON2的开始处，第二斜坡信号S_RAMP2开始。第二参考信号S98在瞬时驱动周期的开始处开始，其中，如上面说明的，开始电平由乘法器输出信号S92给出，乘法器输出信号S92与第二测量信号S₂和延迟时间信号S94成比例并且取决于反馈信号S_FB。此外，第二参考信号S98与自瞬时驱动周期开始以来的时间成反比地减小。当可以线性增加的第二斜坡信号S98达到第二参考信号S98时，第二导通时间区段T_ON2结束。在这种情况下，第二导通时间区段T_ON2的持续时间与第二测量信号S₂和延迟时间信号S94成比例。此外，第二导通时间区段的持续时间与自导通时间开始以来的时间段成反比。以这种方式，第二导通时间区段T_ON2的持续时间取决于第一导通时间区段T_ON1的持续时间。因此，对于给定的第二测量信号S₂和给定的延迟时间信号S94，第一导通时间区段T_ON1越长，则第二导通时间区段T_ON2越短。

参考以上，过零参考信号S_{ZC_REF}根据反馈信号S_FB以为一(1)的步长变化。因此，延迟时间信号S94根据反馈信号以为一的步长变化。然而，过零参考信号S_{ZC_REF}的这样的变化不会导致输出电力的突然改变，因为在第二导通时间区段T_ON2中考虑了这样的变化。因此，当过零参考信号S_{ZC_REF}增大/减小时，第二导通时间区段T_ON2的持续时间增大/减小。

根据一个示例，生成过零参考信号S是同步的，使得过零参考信号在延迟时间T_DEL期间不改变。对于该同步，图22示出的过零控制器53可以接收驱动信号S_DRV。根据一个示例，在每个驱动周期中基于反馈信号S_FB更一次新过零参考信号S_{ZC_REF}。可以例如在关断时间开始处更新过零参考信号S_{ZC_REF}。基本上，可以假设过零参考信号S_{ZC_REF}在若干驱动周期内是恒定的。因此，可以基于在前一驱动周期中使用以调整延迟时间的过零参考信号S_{ZC_REF}或者基于将在瞬时驱动周期中使用以调整延迟时间的过零参考信号S_{ZC_REF}来调整瞬时驱动周期中的第二导通时间区段。

在图27和图28中示出了函数发生器98及其功能的示例。该函数发生器98不能恰好输出与自瞬时驱动周期开始以来的时间成反比的信号，而是使用指数函数逼近1/t函数。参照图27，函数发生器包括电容器981。经由输入开关982通过信号S92对该电容器981进行充电，信号S92与延迟时间和第二测量信号S₂成比例并且取决于反馈信号S_FB。该输入开关982在第一时刻t1处由第一延迟元件983断开。在第一时刻t1之后，通过电阻器网络对电容器981放电。电容器981和电阻器网络形成RC元件，其中，RC元件的RC常数随时间逐步增加，以使电容器的放电率随时间降低，并且电容器981两端的电压V981逼近1/t函数。更具体地，电容器981两端的电压与1/(t-t0)近似成比例，其中，t0表示导通时间开始的时刻。在该示例中，电容器981两端的电压V981形成第二参考信号S98。

在图27所示的示例中，电阻器网络包括三个电阻器，串联连接的第一电阻器986、第二电阻器987和第三电阻器988，其中，串联电路与电容器981并联连接。第一开关989与由第二电阻器987和第三电阻器988形成的串联电路并联连接，并且第二开关990与第三电阻器988并联连接。

在第一时刻t1之前，电容器电压V981保持在由乘法器输出信号S92限定的电压电平。输入开关982以及第一开关989和第二开关990中的每一个在第一时刻t1之前导通。在第一时刻t1之后，电容器981经由第一电阻器986和第一开关989放电，其中，第一开关989使第二电阻器987和第三电阻器988短路。在第二时刻t2处，通过第二延迟元件984使第一开关989断开，并且电容器981经由第一电阻器986和第二电阻器987放电，其中，第二开关990使第三电阻器988短路。最后，在第三时刻t3处，通过第三延迟元件985使第二开关990断开，并且电容器981经由第一电阻986、第二电阻987和第三电阻放电。

在图28所示的函数发生器中，使用具有不同RC时间常数的三个指数电容器放电函数来逼近1/t函数，使得至少在第一时刻t1与第四时刻之间，电容器电压V981与1/(t-t0)近似成比例。在时刻t0处的导通时间开始与第一时刻之间，电容器电压V981是恒定的。根据一个示例，在导通时间开始与第一时刻t1之间的时间段短于第一导通时间区段的持续时间的预期最小值。

参考以上，电力转换器在第一工作模式和第二工作模式下调节输出参数使得其具有预定义电平，并且调节输入电流I_IN使得输入电流I_IN的平均波形与输入电压V_IN成比例。下面参考第二工作模式对此进行说明。

在稳态状态下，在一个驱动周期内初级绕组21₁两端的电压V21₁的积分为零。

基于等式(2a)，假定辅助电压V_AUX与电感器电压V21₁成比例，并考虑图17所示的波形，以下关系适用于第一测量值V1和第二测量值V2、导通时间持续时间T_ON以及去磁持续时间T_DEM：

此外，电感器电流I2的峰值I2_PK由下式给出：

其中，V_IN是输入电压，并且L是电感器的电感。更具体地，L是变换器21的初级绕组21₁的电感。参考以上，电感器电流I2等于输入电流I_IN。此外，参照图17，电感器电流I2在导通时间期间具有三角波形。输入电流I_IN的平均值I_{IN_AVG}则由下式给出：

此外，为了实现输入电压V_IN与平均输入电流I_{IN_AVG}之间的比例，在负载的给定电力消耗下电力转换器的输入阻抗应该基本恒定，即，

其中，Z_IN表示电力转换器的输入阻抗，并且c是取决于负载的电力消耗的常数。基本上，负载的电力消耗越高，则输入阻抗Z_IN越低。基于等式(3a)、(5a)和(6a)，输入阻抗可以表示为：

基于等式(7a)，导通时间的期望持续时间T_ON可以表示为：

在上面说明的第二工作模式下，通过具有第一导通时间区段和第二导通时间区段来实现根据等式(8a)调整导通时间的持续时间T_ON。参考以上，第一导通时间区段的持续时间T_ON1与第一测量值V1和第二测量值V2之和V1+V2成比例。在图8、图10和图11所示的第一导通时间控制器8中，用于调整第一导通时间区段的持续时间T_ON1的第一测量信号S₁₂表示第一测量值V1和第二测量值V2之和V1+V2。在等式(8a)中，项V1+V2表示第一导通时间区段。

参考上文，第二导通时间区段的持续时间T_ON2与第二测量值V2和延迟时间T_DEL成比例，并且与自导通时间开始以来的持续时间成反比，自导通时间开始以来的持续时间与导通时间的持续时间T_ON成反比。在图24所示的第二导通时间控制器9中，第二测量信号S₂表示第二测量值V2，并且延迟时间信号S94表示延迟时间T_DEL。此外，函数发生器信号S98的信号值与第二测量信号S₂和延迟时间信号S94成比例，使得第二导通时间区段的持续时间T_ON2与延迟时间T_DEL和第二测量值V2成比例。此外，函数发生器输出信号S98与自接通时间开始以来已经经过的时间成反比，使得第二导通时间区段的持续时间与(瞬时)导通时间的持续时间成比例。在等式(8a)中，项

表示第二导通时间区段。

参考以上，第一导通时间区段和第二导通时间区段中的每一个均以相同的方式取决于反馈信号S_FB。该反馈信号S_FB由等式(8a)中的项

表示。

参考等式(8a)，当T_DEL相对于导通时间的持续时间短时，导通时间由下式近似给出：

其表示在第一工作模式下操作电力转换器。

尽管已经参考反激式转换器说明了在第一工作模式和第二工作模式下操作电力转换器，但这仅是示例。这些工作方法不限于在反激式转换器中使用，而是也可以在其他类型的电力转换器例如升压转换器中使用。在图29中示出了升压转换器的示例。

虽然反激式转换器中的电感器21是变换器，但是升压转换器中的电感器21例如是扼流圈，并且与开关22串联连接，其中，包括电感器21和电子开关22的串联电路连接至输入端11、12。整流器电路3连接在电感器21和开关22进行连接的电路节点与输出端13、14之间。在这种类型的电力转换器中，输入电压V_IN和输出电压V_OUT可以参考相同的电势。

因此，可以省略耦接器16。

辅助绕组23感应地耦接至电感器21，并且辅助电压V_AUX与电感器21两端的电压V21成比例。

像操作反激式转换器中的电子开关一样，以开关模式的方式操作电子开关22包括在多个连续驱动周期中操作电子开关22，其中，在这些驱动周期中的每个驱动周期中，电子开关22导通达导通时间，并且关断达关断时间。在图30中示出了对应于图17示出的信号图但适用于升压转换器的信号图。

如可以从图30看出的，在连续驱动周期中操作升压转换器与在连续驱动周期中操作反激式转换器非常类似。在导通时间期间，电感器电流I2减小并且电感器21被磁化。在关断时间期间，电感器21被去磁，并且在去磁时段结束与新驱动周期开始之间的延迟时间期间发生了寄生振荡。操作升压转换器与操作反激式转换器之间的区别是：(a)在升压转换器中，电感器电流在去磁时段T_DEM内减小；(b)在去磁时段T_DEM期间，电感器电压V21基本上由输入电压V_IN减去输出电压V_OUT给出；并且在去磁时段T_DEM期间开关电压V22基本上等于输出电压V_OUT。然而，升压转换器可以以与上面说明的反激式转换器相同的方式在第一工作模式和第二工作模式下工作。这可以从下面的等式(2b)-(8b)看出。这些等式对应于等式(2a)-(8a)，但适用于升压转换器。

在稳定状态下，在一个驱动周期内电感器两端的电压V21的积分为零。

基于等式(2b)，假定辅助电压V_AUX与电感器电压V21成比例，并考虑图30所示的波形，以下关系适用于第一测量值V1和第二测量值V2、导通时间持续时间T_ON以及去磁持续时间T_DEM：

此外，电感器电流I2的峰值I2_PK由下式给出：

其中，V_IN是输入电压，并且L是电感器21的电感。电感器电流I2等于输入电流I_IN。此外，参照图30，在导通时间T_ON和去磁时间T_DEM期间，电感器电流I2具有三角波形。输入电流I_IN的平均值I_{IN_AVG}则由下式给出：

此外，为了实现输入电压V_IN与平均输入电流I_{IN_AVG}之间的比例，在负载的给定电力消耗下电力转换器的输入阻抗应该基本恒定，即，

其中，Z_IN表示电力转换器的输入阻抗，并且c是取决于负载的电力消耗的常数。基本上，负载的电力消耗越高，则输入阻抗Z_IN越低。基于等式(3b)、(5b)和(6b)，输入阻抗可以表示为：

基于等式(7b)，导通时间的期望持续时间T_ON可以表示为：

括号中的项与等式(8a)中的项相同，使得可以以与反激式转换器中相同的方式调整升压转换器中的第一导通时间区段和第二导通时间区段。只是等式(8b)中的影响第一导通时间区段和第二导通时间区段二者的项

与等式(8a)中的对应项

的不同之处在于，与V1+V2存在反比例，而不是仅与V2存在反比例。这是由于反激式转换器和升压转换器的不同拓扑而引起的。等式(8b)中的项

表示反馈信号S_FB。

Claims (13)

1.一种用于驱动电力转换器中的电子开关的方法，包括：

在连续的驱动周期中驱动所述电力转换器中的耦接至电感器(21)的所述电子开关(22)，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，

其中，驱动所述电子开关(22)包括：

在所述驱动周期中的导通时间期间测量电感器电压，以获得第一测量值(V1)；

在所述驱动周期中的关断时间期间测量所述电感器电压，以获得第二测量值(V2)；

获得取决于所述第一测量值(V1)和所述第二测量值(V2)之和的第一电压测量信号(S₁₂)；以及

根据反馈信号(S_FB)和所述第一电压测量信号(S₁₂)调整后续驱动周期中的导通时间(T_ON)，

其中，根据所述反馈信号(S_FB)和所述第一电压测量信号(S₁₂)调整所述导通时间包括：

根据所述反馈信号(S_FB)和所述第一电压测量信号(S₁₂)调整第一导通时间区段(T_ON1)，以及

调整在所述第一导通时间区段(T_ON1)之后的第二导通时间区段(T_ON2)，

其中，调整所述第二导通时间区段(T_ON2)包括：

获得取决于所述第二测量值(V2)的第二电压测量信号(S₂)；

获得所述驱动周期中的去磁时刻(t_DEMAG)与所述驱动周期的结束之间的延迟时间(T_DEL)；以及

基于所述反馈信号(S_FB)调整所述第二导通时间区段的持续时间，其中，所述第二导通时间区段被调整成使得所述第二导通时间区段的持续时间与所述第二电压测量信号(S₂)至少近似成比例、与所述延迟时间(T_DEL)至少近似成比例并且与自所述导通时间开始以来的持续时间至少近似成反比。

2.根据权利要求1所述的方法，

其中，在所述导通时间和所述关断时间期间测量所述电感器电压包括测量所述电感器电压的幅值，使得所述第一测量值(V1)和所述第二测量值(V2)中的每一个均表示所述电感器电压的幅值。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，测量所述电感器电压包括测量耦接至所述电感器(21)的辅助绕组(23)两端的辅助电压(V_AUX)。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，调整所述第二导通时间区段包括：

生成参考信号(S98)，使得所述参考信号(S98)与所述延迟时间(T_DEL)的持续时间成比例并且与所述第二电压测量信号(S₂)成比例，以及使得所述参考信号(S98)与自所述导通时间开始以来的持续时间成反比地减小；

在所述第二导通时间区段的开始处生成斜坡信号(S_RAMP2)；

比较所述参考信号(S98)与所述斜坡信号，并且在所述斜坡信号(S_RAMP2)与所述参考信号相交时结束所述第二导通时间区段。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，生成所述参考信号(S98)包括在所述导通时间之前对电容器充电以及在所述导通时间期间经由电阻器网络对所述电容器放电。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，

其中，当所述第一导通时间区段(T_ON1)结束时，所述第二导通时间区段(T_ON2)开始，以及

其中，当所述第二导通时间区段(T_ON2)结束时，所述导通时间(T_ON)结束。

7.根据权利要求3所述的方法，

其中，在所述驱动周期中驱动所述电子开关(22)包括检测所述辅助电压(V_AUX)的过零以及在发生了预定次数的过零之后结束所述驱动周期，其中，所述预定次数(S_{ZC_REF})取决于所述反馈信号(S_FB)，以及

其中，获得所述延迟时间(T_DEL)的持续时间包括获得所述预定次数。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括：

由限压器(61)基于所述辅助电压(V_AUX)提供过零检测电压(V_ZCD)，

其中，检测所述辅助电压(V_AUX)的过零包括检测所述过零检测电压(V_ZCD)的过零。

9.根据权利要求8所述的方法，

其中，测量所述辅助电压(V_AUX)包括测量通过所述限压器(61)的辅助电流(I_AUX)。

10.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述电力转换器是反激式转换器和升压转换器中的一者。

11.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述第一测量值(V1)和所述第二测量值(V2)在以下期间被测量：

在同一驱动周期的导通时间和关断时间期间，或者

在不同驱动周期的导通时间和关断时间期间。

12.一种控制电路，其被配置成在连续的驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器(21)的电子开关(22)，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，

其中，所述控制电路被配置成：

在所述驱动周期的导通时间期间测量耦接至所述电感器(21)的辅助绕组(23)两端的辅助电压(V_AUX)，以获得第一测量值(V1)；

在所述驱动周期的关断时间期间测量所述辅助电压(V_AUX)，以获得第二测量值(V2)；

获得取决于所述第一测量值(V1)和所述第二测量值(V2)之和的第一电压测量信号(S₁₂)；以及

根据反馈信号(S_FB)和所述第一电压测量信号(S₁₂)调整后续驱动周期中的导通时间，

其中，根据所述反馈信号(S_FB)和所述第一电压测量信号(S₁₂)调整所述导通时间包括：

根据所述反馈信号(S_FB)和所述第一电压测量信号(S₁₂)调整第一导通时间区段(T_ON1)，以及

调整在所述第一导通时间区段(T_ON1)之后的第二导通时间区段(T_ON2)，

其中，调整所述第二导通时间区段(T_ON2)包括：

获得取决于所述第二测量值(V2)的第二电压测量信号(S₂)；

获得所述驱动周期中的去磁时刻(t_DEMAG)与所述驱动周期结束之间的延迟时间(T_DEL)；以及

基于所述反馈信号(S_FB)调整所述第二导通时间区段的持续时间，其中，所述第二导通时间区段被调整成使得所述第二导通时间区段的持续时间与所述第二电压测量信号(S₂)至少近似成比例、与所述延迟时间(T_DEL)至少近似成比例并且与自所述导通时间开始以来的持续时间至少近似成反比。

13.一种电力转换器，包括：

耦接至电感器(21)的电子开关(22)；以及

根据权利要求12所述的控制电路，其被配置成驱动所述电子开关(22)。

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