CN103166450B - 电压传输损耗补偿电路、补偿方法、控制芯片及开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电压传输损耗补偿电路、补偿方法、控制芯片及开关电源，通过采样开关电源的输出电流信息以获得一表征所述输出电流的第一采样信号，所述第一采样信号经延时和转换处理后获得一补偿信号，控制电路根据所述补偿信号来调节输出电压，以补偿所述开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压与预期电压一致。本发明的电路稳定性好，且无需大电阻和大电容，利于电路集成，同时避免了电路损耗大、成本高的问题。

Description

电压传输损耗补偿电路、补偿方法、控制芯片及开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源领域，更具体的说，涉及一种电压传输损耗补偿电路、补偿方法、控制芯片及开关电源。

背景技术

随着电子信息产业的飞速发展，开关电源被广泛的应用在计算机、电力设备、仪器仪表、LED照明、医疗器械、军工设备等领域。通常，开关电源是将外接交流电（如市电220V、380V等）转换成一稳定的直流电以供给负载。

请参阅图1，为恒压恒流控制的反激式开关电源的电路结构图，包括控制电路101、整流电路102以及功率级电路，其中，控制电路101控制功率级电路中主开关管M1的通断状态，进而使功率级电路中的变压器T的副边输出稳定的输出电压Vo。但在实际中，所述开关电源将输出电压Vo传输至负载的过程中，由于传输导线存在一定的电阻，如图1中的传输线路等效电阻设为R_cable，则负载端实际的电压Vo’为Vo’=Vo-Io×R_cable，Io为所述开关电源的输出电流。当输出电流Io发生变化时，如增加时，传输线路的压降将随之增加，由此负载端的电压Vo’将不能维持原来的恒定值。

为了解决上述技术问题，现有技术通常采用在电路中接入补偿装置，如采用一个或多个电容器来调节输出电流，减小传输线路压降。但电容器的无功功率与系统供电电压的平方成正比，若供电电压低于电容器的额定值，将会增加电容器的损耗，缩短电容器的使用寿命；此外，电容器的容值为固定值，对输出电流的调节也有一定的局限性，如使用电容器组，则势必会增加成本和体积，不利于集成电路的设计。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种电压传输损耗补偿电路、补偿方法、控制芯片及开关电源，以克服现有技术中采用电容器导致的补偿电路体积大、成本高的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

本发明公开了一种电压传输损耗补偿方法，应用于开关电源中，所述开关电源包括有控制电路，包括以下步骤：

S1：接收表征所述开关电源输出电流信息的第一采样信号；

S2：接收所述第一采样信号，对其进行延时处理，并将延时处理后的第一采样信号转换为一补偿信号；

S3：根据所述补偿信号调节所述开关电源的输出电压，以补偿所述开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压与期望电压一致。

优选的，在步骤S2中进一步包括：

接收所述第一采样信号，经延时处理后产生一延时信号，所述延时信号经电压-电流转换处理后转换为一第一电流信号；

利用一分压电阻网络获得所述开关电源的输出电压反馈信号；

所述第一电流信号在所述分压电阻网络上产生一压降以生成所述补偿信号。

本发明在上述公开的一种电压传输损耗补偿方法的基础上，还公开了一种电压传输损耗补偿电路，应用于开关电源中，所述开关电源包括有一控制电路，所述电压传输损耗补偿电路包括一延时电路和电压-电流转换电路，

所述延时电路接收一表征所述开关电源的输出电流信息的第一采样信号，经延时处理后产生一延时信号传输至所述电压-电流转换电路；

所述电压-电流转换电路接收所述延时信号，经转换后生成一第一电流信号；并且，所述电压-电流转换电路与所述控制电路的输出电压反馈端连接，以根据所述第一电流信号生成一补偿信号；

所述控制电路根据所述补偿信号调节所述开关电源的输出电压，以补偿所述开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压与期望电压一致。

其中，所述延时电路包括第一电容、第二电容、第一开关管、第二开关管，

所述第一采样信号通过串联的第一开关管和第二开关管与所述电压-电流转换电路相连；

所述第一电容的第一端接所述第一开关管和第二开关管的公共连接点，第二端接地；

所述第二电容的第一端接所述第二开关管和电压-电流转换电路的公共连接点，第二端接地；

其中，所述第二开关管由一时钟信号控制其开关状态，所述第一开关管由一与所述时钟信号相反的信号控制其开关状态。

其中，所述延时电路包括第一电阻和第三电容，

所述第一采样信号通过串联连接的所述第一电阻和所述第三电容接地，所述第一电阻和所述第三电容的公共连接端作为所述延时电路的输出端。

其中，所述电压-电流转换电路包括第一比较器、第三开关管和第二电阻，

所述第一比较器的第一输入端接收所述延时信号，第二输入端接收一第一电压信号，经比较后产生第一比较信号；

所述第三开关管的控制端接收所述第一比较信号，其第一功率端与所述控制电路的输出电压反馈端连接，第二功率端与所述第一电阻串联后接地；

其中，所述第三开关管和第二电阻的公共连接点的电压作为所述第一电压信号。

本发明还公开了一种控制芯片，包括一控制电路，还包括上述所述的电压传输损耗补偿电路。

本发明还公开了一种开关电源，包括一控制电路和功率级电路，还包括上述所述的电压传输损耗补偿电路。

经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明提供了一种电压传输损耗补偿电路和补偿方法，通过采样开关电源的输出电流信号以产生一表征输出电流信息的第一采样信号，所述第一采样信号经延时和转换处理后生成一第一电流信号，然后将所述第一电流信号传输至控制电路的输出电压反馈端以产生一补偿信号，控制电路接收所述补偿信号来调节输出电压，以使输出电压增加一电压值，来抵消传输线路的电压损耗，从而保证负载端的电压与期望电压一致。本发明的电路结构简单，且无需采用大电容、大电阻等器件，无需额外增加引脚，并避免了电路损耗大、成本高的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中反激式开关电源的电路结构图；

图2为依据本发明实施例提供的一种电压传输损耗补偿电路的结构示意图；

图3为依据图2中的延时电路和电压-电流转换电路的具体实现方式电路图；

图4为依据本发明实施例提供的一种电压传输损耗补偿方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图2所示，为本发明实施例提供的一种电压传输损耗补偿电路的结构示意图；本发明实施例的一种电压传输损耗补偿电路应用于反激式开关电源中，本实施例中的反激式开关电源为恒压恒流控制模式，所述开关电源包括有一控制电路201，这里，所述控制电路201中包括有电压反馈电路、电流反馈电路、子控制电路以及逻辑和驱动电路等，其各部分电路的具体实现方式可参见中国专利申请号为201210047752.4中的技术方案，其具体结构和工作过程不再详细阐述。具体地，所述电压传输损耗补偿电路包括延时电路202和电压-电流转换电路203。

所述延时电路202接收一表征所述开关电源的输出电流信息的第一采样信号V_Io，经延时处理后产生一延时信号V_d传输至所述电压-电流转换电路203。这里，需要说明的是，在本发明实施例所列举的反激式开关电源中，所述第一采样信号V_Io可通过一采样电阻Rs与所述控制电路201中的电流反馈电路连接，根据申请号为201210047752.4的电流反馈电路中的技术方案，由此可以获得一第一采样信号如式（1）所示：

$V_{\mathrm{IO}}=I_P\×R_S\×\frac{T_{\mathrm{dis}}}{T_S}---\left(1\right)$

其中，I_P为所述反激式开关电源的原边绕组的峰值电流，T_dis为副边绕组的放电时间，T_S为开关周期，而根据反激式开关电源的工作原理，其输出电流I_o为：

$I_O=\frac{1}{2}\×I_P\×N\×\frac{T_{\mathrm{dis}}}{T_S}---\left(2\right)$

式（2）中的N为功率级电路中变压器的原边绕组和副边绕组的匝数之比，设原边绕组匝数设为N1、副边绕组匝数设为N2。根据式（1）和式（2）的关系可得出，所述第一采样信号表征了所述开关电源的输出电流I_o的信息。

需要说明的是，上述阐述的第一采样信号获得过程适用于本发明实施例中开关电源，但本发明的发明构思不限于上述列举的开关电源，在其他功率级电路的开关电源中，其第一采样信号的获得也可以由其他合适的方式获得。

所述电压-电流转换电路203接收所述延时信号V_d，经转换后生成一第一电流信号I_cc；并且，所述电压-电流转换电路203与所述控制电路的输出电压反馈端（FB端）连接，以根据所述第一电流信号I_cc生成一补偿信号V_cc；

所述控制电路201根据所述补偿信号V_cc来调节所述开关电源的输出电压V_o，以补偿所述开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压V_o’与期望电压一致。

参考图3，提供了延时电路202和电压-电流转换电路203的一种具体实现方式，在该实施例中，所述延时电路202包括第一电容C2、第二电容C3、第一开关管M2、第二开关管M3，所述第一采样信号V_Io通过串联的第一开关管M2和第二开关管M3与所述电压-电流转换电路203相连；所述第一电容C2的第一端接所述第一开关管M2和第二开关管M3的公共连接点，第二端接地；所述第二电容C3的第一端接所述第二开关管M3和电压-电流转换电路203的公共连接点，第二端接地；其中，所述第二开关管M3由一时钟信号CLK控制其开关状态，所述第一开关管M2由一与所述时钟信号相反的信号控制其开关状态。

在实际应用中，为了保证电压传输线路补偿电路的稳定性，需控制其补偿环路的带宽，一般采取降低传输线路补偿环路的带宽，例如将上述的补偿电路的时间常数设置为20ms，一方面使补偿环路的稳定性好，另一方面可避免对系统的带宽造成干扰。而对于本发明实施例的延时电路，其不但可满足上述要求，并且其电路的成本和体积均大大减小，具体证明如下：

所述延时电路的等效时间常数τ_eq为：

τ_eq=C₃×R_eq        （3）

其中，C₃为第二电容的容值，R_eq为所述延时电路的等效电阻。

而根据电路结构有：

$\frac{V_{\mathrm{IO}}\×C_2}{C_2+C_3}=\frac{V_{\mathrm{IO}}}{R_{\mathrm{eq}}}\×T_{\mathrm{CLK}}\×\frac{1}{C_2}---\left(4\right)$

其中，C₂为第一电容的容值，T_CLK为所述时钟信号的周期，

由式（4）变换可得，

$R_{\mathrm{eq}}=\frac{T_{\mathrm{CLK}}\×(C_2+C_3)}{C_2\×C_3}---\left(5\right)$

取C₃>>C₂，则等效电阻R_eq为：

$R_{\mathrm{eq}}\≈\frac{T_{\mathrm{CLK}}}{C_2}---\left(6\right)$

将式（6）代入式（3）中得：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{eq}}=C_3\×\frac{T_{\mathrm{CLK}}}{C_2}---\left(7\right)$

当等效时间常数τ_eq取20ms时，T_CLK=1ms，C₂=0.5PF，则C₃=10PF，可见，本发明实施例一方面实现了电压传输线路补偿电路的稳定性好，而且第一电容和第二电容的容值都非常的小，不需要额外的引脚，利于电路集成，大大减小了电路的体积和成本。

如图3所示，所述电压-电流转换电路203具体包括第一比较器I1、第三开关管M4和第二电阻Rc，所述第一比较器I1的第一输入端接收所述延时信号V_d，第二输入端接收一第一电压信号V_cc，经比较后产生第一比较信号V_c1；

所述第三开关管M4的控制端接收所述第一比较信号V_c1，其第一功率端与所述控制电路的输出电压反馈端（FB端）连接，第二功率端与所述第二电阻Rc串联后接地；其中，所述第三开关管M4和第二电阻Rc的公共连接点的电压作为所述第一电压信号V_cc。

下面结合图3中具体电路结构对本发明实施例的电压传输损耗补偿电路的工作原理进行详细介绍：

当所述第一电压信号V_cc小于所述第一采样信号V_Io时，所述第一比较信号V_c1为高电平，所述第一开关管M2导通，直至所述第一电压信号V_cc达到所述第一采样信号V_Io，所述第一开关管M2关断，根据比较器的工作原理，所述第一电压信号V_cc为与所述第一采样信号V_Io等大小，这样，所述第一电压信号V_cc在所述第二电阻Rc上产生的电流作为所述第一电流信号I_cc，其大小可表示为式（8）：

$I_{\mathrm{CC}}=\frac{V_{\mathrm{IO}}}{R_C}---\left(8\right)$

在开关电源正常工作状态时，所述开关电源的输出电压反馈信号V_FB应等于一固定的参考电压值，设为V_REF，这里，利用由电阻R1和电阻R2组成的分压电阻网络获得输出电压反馈信号V_FB。在没有电压传输损耗补偿电路的情况下，所述控制电路根据所述输出电压反馈信号V_FB对输出电压进行调节控制，可得所述反激式开关电源的输出电压V_o为：

$V_O=V_{\mathrm{REF}}\×\frac{R_1+R_2}{R_2}\×\frac{N_2}{N_3}---\left(9\right)$

其中，N2、N3分别为反激式开关电源副边绕组和辅助绕组的线圈匝数，R1、R2分别为分压电阻网络中电阻R1和电阻R2的阻值。

当利用本发明的电压传输损耗补偿电路对输出电压进行补偿时，从图3中可以看出，由于所述第三开关管M4的第一功率端与所述控制电路的输出电压反馈端（FB端）连接，这样，所述第一电流信号I_cc在分压电阻网络上会产生压降以生成一补偿信号V_comp，可得所述补偿信号V_comp为：

V_comp=I_CC×R₁           （10）

这样，所述控制电路根据所述补偿信号V_comp和输出电压反馈信号V_FB对输出电压进行调节控制，根据反激式开关电源的工作原理可以得到增加补偿信号后，所述反激式开关电源的输出电压V_o*为：

$V_O^{*}=\[V_{\mathrm{REF}}+(\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_2}+I_{\mathrm{CC}})\×R_1\]\×\frac{N_2}{N3}---\left(11\right)$

将式（11）减去式（9）可得到加入电压传输损耗补偿电路后，输出电压差值ΔV为：

$\mathrm{\ΔV}=V_O^{*}-V_O=I_{\mathrm{CC}}\×R_1\×\frac{N_2}{N_3}---\left(12\right)$

将式（1）、式（2）和式（8）代入式（12）中可以得到：

$\mathrm{\ΔV}=\frac{2\×R_S\×R_1\×N_2^2}{R_C\×N_2\×N_3}\×I_O---\left(13\right)$

如背景技术中所说，在输出电压传输至负载端的过程中，其实际的电压损耗为I_o×R_cable，R_cable为传输线路的等效电阻，因此，对于本实施例中的反激式开关电源，只要调节分压电阻网络中R1的阻值，使得ΔV=I_o×R_cable，就可使得开关电源输出电压增加的电压值能够抵消传输线路上的电压损耗，可保证负载端的电压维持稳定。

从上述过程可以看出，本发明实施例中，根据输出电流的信息产生一补偿信号，然后根据补偿信号和输出电压反馈信号来调节控制输出电压的大小，以使输出电压能够根据输出电流的变化自适应调节，以补偿传输线路上的电压损耗。此外，根据本发明的电压传输损耗补偿电路只需调节分压电阻网络阻值就能适应不同的传输线缆，适应性好，应用范围广。本发明中的电压传输损耗补偿电路稳定性好，并且无需采用大的电容和电阻器件，不需要额外芯片引脚，利于集成，而且体积小，成本低。

依据本发明的另一实施例中，所述延时电路202包括第一电阻和第三电容，所述第一采样信号通过串联连接的所述第一电阻和所述第三电容接地，所述第一电阻和所述第三电容的公共连接端作为所述延时电路的输出端。本发明优选为第一种方案。

需要说明的是，本发明中的电压-电流转换电路并不限于上述图3中所述的电压-电流转换方式，其可以为其他具有相同功能的电路结构，如压控电流源等电路结构。其开关电源的功率级电路也不限于本发明实施例的反激式开关电源，其可以为任何合适的功率级电路如升压型、降压型、反激式开关电源等。因此，本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的相关改进，也在本发明实施例的保护范围之内。

参考图4所示为依据本发明实施例提供的一种电压传输损耗补偿方法的流程图。应用于开关电源中，所述开关电源包括有控制电路，其特征在于，包括以下步骤：

S401：接收表征所述开关电源输出电流信息的第一采样信号；

S402：接收所述第一采样信号，对其进行延时处理，并将延时处理后的第一采样信号转换为一补偿信号；

S403：根据所述补偿信号调节所述开关电源的输出电压，以补偿所述开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压与期望电压一致。

进一步的，还包括：

接收所述第一采样信号，经延时处理后产生一延时信号，所述延时信号经电压-电流转换处理后转换为一第一电流信号；

利用一分压电阻网络获得所述开关电源的输出电压反馈信号；

所述第一电流信号在所述分压电阻网络上产生一压降以生成所述补偿信号。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种控制芯片，包括一控制电路，还包括上述的电压传输损耗补偿电路。同样，还提供了一种开关电源，包括一控制电路和功率级电路，还包括上述的电压传输损耗补偿电路。由于该控制芯片与开关电源解决问题的原理与上述的电压传输损耗补偿电路相似，因此该控制芯片与开关电源的实施可参见上述的实施例，重复之处不再赘述。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例提供的装置而言，由于其与实施例提供的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

对所提供的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所提供的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (8)

1.一种电压传输损耗补偿方法，应用于反激式开关电源中，所述反激式开关电源包括有控制电路，其特征在于，包括以下步骤：

S1：接收表征所述反激式开关电源输出电流信息的第一采样信号，所述第一采样信号通过采样反激式开关电源的输出电流信号产生，其中第一采样信号如式(1)所示：

$V_{I0}=I_P\×R_S\×\frac{T_{\mathrm{dis}}}{T_s}---\left(1\right)$

其中，V_Io为第一采样信号，Rs为采样电阻，I_P为所述反激式开关电源的原边绕组的峰值电流，T_dis为副边绕组的放电时间，T_S为开关周期，而根据反激式开关电源的工作原理，其输出电流I_o为：

$I_0=\frac{1}{2}\×I_P\×N\×\frac{T_{\mathrm{dis}}}{T_s}---\left(2\right)$

式(2)中的N为功率级电路中变压器的原边绕组和副边绕组的匝数之比；

S2：接收所述第一采样信号，对其进行延时处理，并将延时处理后的第一采样信号转换为一补偿信号；

S3：根据所述补偿信号调节所述反激式开关电源的输出电压，以补偿所述反激式开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压与期望电压一致。

2.根据权利要求1所述的电压传输损耗补偿方法，特征在于，在步骤S2中进一步包括：

接收所述第一采样信号，经延时处理后产生一延时信号，所述延时信号经电压-电流转换处理后转换为一第一电流信号；

利用一分压电阻网络获得所述反激式开关电源的输出电压反馈信号；

所述第一电流信号在所述分压电阻网络上产生一压降以生成所述补偿信号。

3.一种电压传输损耗补偿电路，应用于反激式开关电源中，所述反激式开关电源包括有一控制电路，其特征在于，所述电压传输损耗补偿电路包括一延时电路和电压-电流转换电路，

所述延时电路接收一表征所述反激式开关电源的输出电流信息的第一采样信号，经延时处理后产生一延时信号传输至所述电压-电流转换电路，其中，所述第一采样信号通过采样反激式开关电源的输出电流信号产生，其中第一采样信号如式(1)所示：

$V_{I0}=I_P\×R_S\×\frac{T_{\mathrm{dis}}}{T_s}---\left(1\right)$

其中，V_Io为第一采样信号，Rs为采样电阻，I_P为所述反激式开关电源的原边绕组的峰值电流，T_dis为副边绕组的放电时间，T_S为开关周期，而根据反激式开关电源的工作原理，其输出电流I_o为：

$I_0=\frac{1}{2}\×I_P\×N\×\frac{T_{\mathrm{dis}}}{T_s}---\left(2\right)$

式(2)中的N为功率级电路中变压器的原边绕组和副边绕组的匝数之比；

所述电压-电流转换电路接收所述延时信号，经转换后生成一第一电流信号；并且，所述电压-电流转换电路与所述控制电路的输出电压反馈端连接，以根据所述第一电流信号生成一补偿信号；

所述控制电路根据所述补偿信号调节所述反激式开关电源的输出电压，以补偿所述反激式开关电源的输出电压传输至负载过程中的电压损耗，保证负载端的电压与期望电压一致。

4.根据权利要求3所述的电压传输损耗补偿电路，其特征在于，所述延时电路包括第一电容、第二电容、第一开关管、第二开关管，

所述第一采样信号通过串联的第一开关管和第二开关管与所述电压-电流转换电路相连；

所述第一电容的第一端接所述第一开关管和第二开关管的公共连接点，第二端接地；

所述第二电容的第一端接所述第二开关管和电压-电流转换电路的公共连接点，第二端接地；

其中，所述第二开关管由一时钟信号控制其开关状态，所述第一开关管由一与所述时钟信号相反的信号控制其开关状态。

5.根据权利要求3所述的电压传输损耗补偿电路，其特征在于，所述延时电路包括第一电阻和第三电容，

所述第一采样信号通过串联连接的所述第一电阻和所述第三电容接地，所述第一电阻和所述第三电容的公共连接端作为所述延时电路的输出端。

6.根据权利要求3所述的电压传输损耗补偿电路，其特征在于，所述电压-电流转换电路包括第一比较器、第三开关管和第二电阻，

所述第一比较器的第一输入端接收所述延时信号，第二输入端接收一第一电压信号，经比较后产生第一比较信号；

所述第三开关管的控制端接收所述第一比较信号，其第一功率端与所述控制电路的输出电压反馈端连接，第二功率端与所述第二电阻串联后接地；

其中，所述第三开关管和第二电阻的公共连接点的电压作为所述第一电压信号。

7.一种控制芯片，包括一控制电路，其特征在于，还包括权利要求3-6中任意一项所述的电压传输损耗补偿电路。

8.一种反激式开关电源，包括一控制电路和功率级电路，其特征在于，还包括权利要求3-6中任意一项所述的电压传输损耗补偿电路。