CN104079178A - 一种高可靠磁偏转质谱计多路输出高压电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种磁偏转质谱计多路输出高压电源电路，包括了输入滤波电路、具有多路输出电压总功率过流保护功能的一次稳压变换电路、同步固定占空比集中驱动电路和二次隔离高压功率变换电路。本发明实现了磁偏转质谱计高压电源的多路输出、过流保护，具有高可靠、小型化和轻重量的优点，尤其适合于空间应用。

Description

一种高可靠磁偏转质谱计多路输出高压电源电路

技术领域

本发明涉及功率电子学领域，具体涉及一种高可靠磁偏转质谱计多路输出高压电源的电路。

背景技术

高压电源是磁偏转质谱计的重要部分，磁偏转质谱计物理部分对高压电源的要求是2500V正高压、1250V聚焦极高压、-2000V倍增器高压以及2V灯丝电压、+48V收集极电压、+6V推斥极电压和-72V偏置电压这七路输出；灯丝电源、收集极电压、推斥极、偏置电压等低压输出都是浮置在正高压输出之上，要求高压输出和低压工作的外部质谱计中心计算机完全隔离，保证外部的质谱计中心计算机等低压设备的安全性。

采用七路输出独立设计的磁偏转质谱计高压电源安装不方便、体积大、质量重、高压电源整机功耗大，并且高压电源输出对外部的磁偏转质谱计中心计算机的安全性不能保证；不能满足便携式气体成分检测以及空间环境探测的磁偏转质谱计高可靠、小型化、轻量化的整机需求。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种高可靠磁偏转质谱计多路输出高压电源的电路，具有输入电压范围宽、电子线路简单、体积小、质量轻、满足28V、42V的低压母线空间应用的高可靠要求等特点。

为解决上述技术问题，本发明具体方法如下：

一种磁偏转质谱计多路输出高压电源电路，包括输入滤波电路、一次稳压变换电路、同步固定占空比集中驱动电路、二次隔离高压功率变换电路；所述一次稳压变换电路由隔离辅助供电电路、PWM脉宽调制器、隔离驱动电路、一次功率变换电路、整流电路、第一滤波电路、稳压反馈电路和电流监测电路组成；

输入滤波电路，用于接收外部输入一定范围的电压并进行滤波，将滤波得到的直流电压V₀输出给一次功率变换电路和隔离辅助供电电路；

隔离辅助供电电路，用于将直流电压V₀变换成隔离的供电电压，提供给PWM脉宽调制器和同步固定占空比集中驱动电路；

一次功率变换电路，用于将直流电压V₀进行斩波处理，形成隔离的交流方波电压V₀₁，交流方波电压V₀₁的占空比由隔离驱动电路输出的驱动信号Q1的占空比决定；

整流电路将所述交流方波电压V₀₁变换为单向脉动的方波电压V₀₂，经第一滤波电路变换为二次直流电压V_二次，输出给稳压反馈电路和二次隔离高压功率变换电路；

稳压反馈电路产生用于反映二次直流电压V_二次大小的电压信号V1，反馈给PWM脉宽调制器；

电流监测电路监测交流方波电压V₀₁信号的电流信息，产生表征该电流信号大小的电压信号V2反馈给PWM脉宽调制器；

PWM脉宽调制器，用于在电压信号V2小于或等于电压信号V1时，将电压信号V1与设定电压阈值V_th进行比较，根据二者误差调整输出PMW信号的占空比，以稳定二次直流电压V_二次的输出；当电压信号V2大于电压信号V1时，将电压信号V2与所述设定电压阈值V_th进行比较，根据二者误差调整输出PMW信号的占空比；

隔离驱动电路对所述PWM信号进行隔离驱动，产生驱动信号Q1，驱动一次功率变换电路做功率变换；同时，PWM信号作为同步信号输出给同步固定占空比集中驱动电路；

同步固定占空比集中驱动电路，产生与PWM信号频率相同、占空比为预设固定值的驱动信号Q2，以及与驱动信号Q2的相位相差180度的驱动信号Q3；将驱动信号Q2和Q3输出给二次隔离高压功率变换电路；

二次隔离高压功率变换电路利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行变换处理，并经过整流滤波后，产生磁偏转质谱计所需的各级电压。

其中，所述同步固定占空比集中驱动电路采用一片UC1825芯片实现，PWM信号接入UC1825芯片的CLK端，隔离辅助供电电路(3)提供的12V供电电压接入UC1825芯片的VCC端；OutB和OutA端分别输出所述驱动信号Q2和所述驱动信号Q3。

较佳地，所述电流监测电路由电流变压器T4、电阻R19～R23、钽电容CA6、陶瓷电容C21、整流管V10、三极管V11和隔离二极管V12组成；电流变压器T4从整流电路的输入线路上感测电流信号，电流变压器T4的次级一端接地，另一端通过并联的电阻R19和R20的同时，还通过整流管V10和电阻R21接入三极管V11的基极；整流管V10的阴极通过钽电容CA6滤波，三极管V11的基极与地之间连接电阻R22、电阻R23和电容C21；三极管V11的集电极接PWM脉宽调制器中PWM芯片U1的参考电压端V_ref；三极管V11的发射极通过隔离二极管V12输出电压信号V2；

稳压反馈电路为由电阻R5、R6、R7构成的分压电路；电阻R6和R7并联后一端接地，另一端接电阻R5，电阻R5的另一端从滤波电路获取二次直流电压V_二次；所述分压电路的分压点P1产生电压信号V1连接PWM芯片U1的误差放大器反相输入端，同时，电流监测电路输出的电压信号V2也接入所述分压点P1；

PWM脉宽调制器由PWM芯片U1实现，输出的PWM信号通过变压器耦合方式输出给隔离驱动电路；PWM芯片U1的VCC端连接隔离辅助供电电路，参考电压端V_ref通过电容C11接地，且通过电阻R12和R11构成的分压网络接地，R12和R11的分压端接入PWM芯片U1误差放大器同相输入端。

较佳地，所述一次功率变换电路(6)由电阻R14、R15、R16和R18、陶瓷电容C14和C15、变压器T3、开关管V6和V7组成；其中，变压器T3初级的中心抽头接直流电压V₀、两端分别接开关管V6和V7的漏极，开关管V6的漏极进一步通过串联在一起的电容C14和电阻R15接地，开关管V7的漏极进一步通过串联在一起的电容C15和电阻R18接地；开关管V6和V7的源极接地，开关管V6的栅极通过电阻R14接地，开关管V7的栅极通过电阻R16接地，开关管V6和V7的栅极共同连接驱动信号Q1；变压器T3的次级输出交流方波电压V₀₁。

较佳地，所述二次隔离高压功率变换电路包括四路电压通道分别为：正高压通道、负高压通道、灯丝电压通道和低电压通道；

正高压通道，利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行直流/交流变换处理，继而进行峰值整流和滤波，得到2500V正高压输出，同时对2500V正高压输出进行分压，得到聚焦极高压输出；

负高压通道，利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行直流/交流变换处理，继而进行峰值整流和滤波，得到-2000V倍增器高压输出；

灯丝电压通道，利用驱动信号Q2对二次直流电压V_二次进行单端正激变换处理，继而进行整流和滤波，得到灯丝电压输出；

低电压通道，利用驱动信号Q3对二次直流电压V_二次进行单端正激变换处理，得到48V输出对应的交流方波电压和-72V输出对应的交流方波电压，分别通过峰值整流和滤波后，一路引出+48V收集极电压输出，另一路引出-72V偏置极电压输出；对+48V收集极电压输出分压进一步获得+6V推斥极电压输出。

较佳地，所述正高压通道包括依次连接的第一二次推挽功率变换电路、五级倍压整流电路和第二滤波电路，第二滤波电路输出2500V正高压；第二滤波电路进一步连接第一电阻分压电路，输出聚焦极高压；

负高压通道包括依次连接的第二二次推挽功率变换电路、四级倍压整流电路和第三滤波电路，第三滤波电路输出-2000V倍增器高压；

灯丝电压通道包括依次连接的第一二次单端正激功率变换电路、第一半波整流电路和第四滤波电路，第四滤波电路输出灯丝电压；

低电压通道包括依次连接的第二二次单端正激功率变换电路，第二半波整流电路和第五滤波电路，第五滤波电路输出+48V收集极电压；第五滤波电路进一步连接第二电阻分压电路，输出+6V推斥极电压；第二二次单端正激功率变换电路进一步依次连接第三半波整流电路和第六滤波电路，第六滤波电路输出-72V偏置极电压。

优选地，所述五级倍压整流电路和四级倍压整流电路均采用多级倍压整流电路叠加的形式，前一级倍压整流电路的输出正端连接下一级倍压整流电路的输出负端。

有益效果

(1)设计了功率变换电路对一次母线进行变换，实现了宽范围输入母线电压的二次直流电压稳压输出；采用模块化设计方法，设计了多个二次功率变换拓扑对二次母线进行功率变换，实现高压的分拓扑输出，便于调试和维修；

(2)电流监测电路嵌入在了一次稳压变换电路中，多路输出高压电源都由一次稳压变换电路变换后的电压供电，多路输出高压电源的任何一路输出过载，都会被电流监测电路检测，每一路输出过流都会导致高压电源的自我保护，实现磁偏转质谱计多路输出高压电源各路输出的总功率过流保护，保证了高压电源自身工作的可靠性；

(3)采用了同步固定占空比集中驱动电路对二次功率变换拓扑的开关管进行驱动，实现了一个芯片驱动多个功率变换拓扑，减少了无用的EMI发射和驱动芯片的数量，简化了电路；

(4)该设计的高压电源电子线路简单、体积小、质量轻、满足空间应用的高可靠要求等特点。

附图说明

图1本发明的原理框图。

图2为本发明输入滤波电路和一次功率变换电路的电路原理图。其中，X1、X2为空间用宽范围的28V或者42V一次母线输入电压正线和回线，X3为正高压输出端，X4为聚焦极高压输出，X5、X8为高压输出回线，X9为倍增器高压输出。

图3为本发明同步固定占空比集中驱动电路的电路原理图。

图4为本发明二次隔离高压功率变换电路中正高压通道和负高压通道的电路原理图。

具体实施方式

下面将参照附图来说明本发明的实施例。

本发明的技术方案是设计一种用于磁偏转质谱计多路输出的高压电源电路，该高压电源电路的前置一次稳压变换电路，实现了磁偏转质谱计高压电源的宽范围输入；一次稳压变换电路集成了电流监测电路，实现磁偏转质谱计多路输出高压电源各路输出的总功率过流保护，每一路输出过流都会导致高压电源的自我保护，保证了高压电源自身工作的可靠性；二次隔离高压功率变换电路，实现了高压输出和低压电路的高压隔离，保证了高压输出对外部质谱计中心计算机等电路的安全性；同步固定占空比集中驱动电路，实现了一个芯片驱动多个功率变换拓扑，省略了三个驱动芯片和对应的外围电路，大大简化了电路设计，并且由于电路只有一个振荡频率，减小了高压电源的EMI发射；高压遥测电路，返回高压电源输出的信息，并实现了高压输出和遥测电路的隔离。

图1为本发明的原理框图，如图1所示，包括输入滤波电路1、一次稳压变换电路2、同步固定占空比集中驱动电路11、多路二次隔离高压功率变换电路31四大部分。所述一次稳压变换电路2由隔离辅助供电电路3、PWM脉宽调制器4、隔离驱动电路5、一次功率变换电路6、整流电路7、第一滤波电路8、稳压反馈电路9和电流监测电路10组成。

输入滤波电路1，用于接收外部输入一定范围的电压并进行滤波，将滤波得到的直流电压V₀输出给一次功率变换电路6和隔离辅助供电电路3。

隔离辅助供电电路3，用于直流电压V₀变换成隔离的供电电压，提供给PWM脉宽调制器4和同步固定占空比集中驱动电路11。

一次功率变换电路6，用于将直流电压V₀进行斩波处理，形成隔离的交流方波电压V₀₁，交流方波电压V₀₁的占空比由隔离驱动电路5输出的驱动信号Q1的占空比决定。

整流电路7将所述交流方波电压V₀₁变换为单向脉动的方波电压V₀₂，经第一滤波电路8变换为二次直流电压V_二次，输出给稳压反馈电路9和二次隔离高压功率变换电路31。

稳压反馈电路9产生用于反映二次直流电压V_二次大小的电压信号V1，反馈给PWM脉宽调制器4。

电流监测电路10监测交流方波电压V₀₁信号的电流信息，产生表征该电流信号大小的电压信号V2反馈给PWM脉宽调制器4。

PWM脉宽调制器4，接收稳压反馈电路9的信号和电流监测电路10的信号，进行误差放大，形成PWM信号。具体来说：

稳压反馈电路9输出的电压信号V1反映滤波电路8输出的二次直流电压V_二次的大小，而该二次直流电压V_二次的大小是由一次功率变换电路6输出的功率信号幅值和占空比共同决定的。其中，功率信号幅值是由输入电压和一次功率变换电路6的变压器的匝比决定的，而占空比由PWM脉宽调制器4输出的PWM信号的占空比决定，因此这里构成一个闭环控制电路，稳压反馈电路9将二次直流电压的大小反馈给PWM脉宽调制器4，当二次直流电压变化时，PWM脉宽调制器4通过调整输出给隔离驱动电路5的PWM信号的占空比，实现二次直流电压的稳定控制。

同时，电流监测电路10监测输入整流电路7的交流方波电压信号的电流信息，产生表征该电流信号大小的电压信号V2反馈给PWM脉宽调制器4。该电流信号大小反应了二次直流电压的电流大小，当任何一路输出过流时，都会导致二次直流电压电流的上升乃至过流，需要在前端进行抑制，因此电流监测电路7将表征二次直流电压电流量的电压信号V2反馈给PWM脉宽调制器4。

在通常情况下，电压幅值调节优先，当过流情况发生时，需要优先处理过流。而当二次直流电压V_二次过流时，V1降低，V2相对V1增大，因此V2大于V1是体现过流的一个明显标志。因此，PWM脉宽调制器4在电压信号V2小于或等于电压信号V1时，将电压信号V1与设定电压阈值V_th进行比较，根据二者误差调整输出PMW信号的占空比，以稳定二次直流电压V_二次的稳定输出；当电压信号V2大于电压信号V1时，将电压信号V2与所述设定电压阈值V_th进行比较，根据二者误差调整输出PMW信号的占空比——减小占空比，以致减小二次直流电压V_二次，从而实现磁偏转质谱计多路输出高压电源各路输出的总功率过流保护。

隔离驱动电路5对所述PWM信号进行隔离驱动，产生驱动信号Q1，驱动一次功率变换电路6做功率变换；同时，PWM信号作为同步信号输出给同步固定占空比集中驱动电路11。

一次稳压变换电路2的作用之一是实现宽范围电压输入，一次稳压变换电路的输出电压为二次隔离高压功率变换电路31提供高稳定的输入电压，避免了多路输出作为独立的电源设计导致多路单独稳压；一次稳压变换电路2的作用之二为同步固定占空比集中驱动电路11提供时钟信号，使得整个多路高压电源只有一个振荡源，减小高压电源的EMI干扰；一次稳压变换电路2的作用之三是其隔离辅助供电电路3为同步固定占空比集中驱动电路11的驱动芯片隔离供电，从而减小电路体积。

同步固定占空比集中驱动电路11，产生与PWM信号频率相同、占空比为预设固定值的驱动信号Q2，以及与驱动信号Q2相位相差180度的驱动信号Q3；将驱动信号Q2和Q3输出给二次隔离高压功率变换电路31。

二次隔离高压功率变换电路31利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行变换处理，并经过整流滤波后，产生磁偏转质谱计所需的各级电压。

其中，二次隔离高压功率变换电路31中包括四路电压通道分别为：正高压通道、负高压通道、灯丝电压通道和低电压通道。

正高压通道，利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行直流/交流变换处理，继而进行峰值整流和滤波，得到2500V正高压输出，同时对2500V正高压输出进行分压，得到聚焦极高压输出。本实施例中，正高压通道包括依次连接的第一二次推挽功率变换电路12、五级倍压整流电路13和第二滤波电路14，第二滤波电路14输出2500V正高压。第二滤波电路14进一步连接第一电阻分压电路15，输出聚焦极高压。第一二次推挽功率变换电路12进一步连接正高压遥测电路16，产生正高压遥测信号。其中，五级倍压整流电路13采用五级倍压整流电路叠加的形式，前一级倍压整流电路的输出正端连接下一级倍压整流电路的输出负端。

负高压通道，利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行直流/交流变换处理，继而进行峰值整流和滤波，得到-2000V倍增器高压输出。本实施例中，负高压通道包括依次连接的第二二次推挽功率变换电路17、四级倍压整流电路18和第三滤波电路19，第三滤波电路19输出-2000V倍增器高压。第二二次推挽功率变换电路17进一步连接倍增器高压遥测电路20，产生倍增器高压遥测信号。其中，四级倍压整流电路18采用四级倍压整流电路叠加的形式，前一级倍压整流电路的输出正端连接下一级倍压整流电路的输出负端。

灯丝电压通道，利用驱动信号Q2对二次直流电压V_二次进行单端正激变换处理，继而进行整流和滤波，得到灯丝电压输出。本实施例中，灯丝电压通道包括依次连接的第一二次单端正激功率变换电路21、第一半波整流电路22和第四滤波电路23，第四滤波电路23输出灯丝电压。第四滤波电路23进一步连接灯丝电流遥测电路24，产生灯丝电流遥测信号。

低电压通道，利用驱动信号Q3对二次直流电压V_二次进行单端正激变换处理，得到48V输出对应的交流方波电压和-72V输出对应的交流方波电压，分别通过整流和滤波后，一路引出+48V收集极电压输出，另一路引出-72V偏置极电压输出；对+48V收集极电压输出分压进一步获得+6V推斥极电压输出。本实施例中，低电压通道包括依次连接的第二二次单端正激功率变换电路25，第二半波整流电路26和第五滤波电路27，第五滤波电路27输出+48V收集极电压；第五滤波电路27进一步连接第二电阻分压电路28，输出+6V推斥极电压；第二二次单端正激功率变换电路25进一步依次连接第三半波整流电路29和第六滤波电路30，第六滤波电路30输出-72V偏置极电压。

上述电路中，第一滤波电路8和第四滤波电路23采用二阶LC平均值滤波电路，第二滤波电路14、第三滤波电路19、第五滤波电路29和第六滤波电路30采用一阶电容峰值滤波电路。

下面结合图2～图4对本发明关键电路的实现进行详细描述。

◆输入滤波电路1

参见图2，一次母线输入电压经过电感器L1、片式陶瓷电容C1～C4、钽电容CA1和CA2滤波后进行功率变换。

◆隔离辅助供电电路3

电阻R1～R4、陶瓷电容C5～C6、钽电容CA3～CA4、三极管V1、二极管V2～V5和变压器T1构成了RCC隔离辅助供电电路，用于给PWM芯片SG1525、驱动芯片UC1825隔离供电。

工作原理是输入电压经过R1～R2给三极管V1供电，V1的集射极几乎完全导通，压降接近0V，输入电压加在变压器T1的绕组N_p1上，基极绕组N_P2上产生的电压V_B与N_p1同相，将维持三极管V1导通，三极管集电极电流I_C为一次单增函数，经过一段时间T_on后达到I_C，集电极电流与三极管V1的直流放大倍数h_FE之间将呈现关系式“h_FE≤(I_C/I_B)”，此时，三极管V1基极电流不足以维持其开通，三极管V1集电极电压由饱和区域迅速向不饱和区域转移，Np1线圈的电压下降，导致Np2线圈的电压V_B下降，三极管V1基极电流不足状态不断加深，三极管V1截止，绕组Ns的电压使整流二极管V5导通，RCC电流输出能量，Ns残存的能力返回Np2，使三极管继续导通，三极管重复前面的开关动作。

◆一次功率变换电路6

参见图2，电阻R14、R15、R16和R18、陶瓷电容C14和C15、变压器T3、开关管V6和V7组成一次功率变换电路。其中，变压器T3初级的中心抽头接直流电压V₀、两端分别接开关管V6和V7的漏极，开关管V6的漏极进一步通过串联在一起的电容C14和电阻R15接地，开关管V7的漏极进一步通过串联在一起的电容C15和电阻R18接地；开关管V6和V7的源极接地，开关管V6的栅极通过电阻R14接地，开关管V7的栅极通过电阻R16接地，开关管V6和V7的栅极共同连接驱动信号Q1；变压器T3的次级输出交流方波电压V₀₁。

两个开关管V6、V7在幅值相等、脉宽可调、相位反相的驱动信号Q1作用下每半个周期交替导通，经过变压器T3将直流输入逆变成交流方波脉冲，脉冲的频率由驱动信号频率决定，变压器T3二次侧输出交流脉冲电压，即V₀₁。

◆整流电路7

参见图2，整流电路7由整流管V8、V9构成。变压器T3二次侧输出的高频交流脉冲电压经整流管V8、V9交替整流成单一的正向脉冲，即V₀₂。

◆滤波电路8

参见图2，滤波电路8由电感器L2和L3、钽电容CA5、陶瓷电容C16～C20实现，如图所示，V₀₂由L2、CA5、C16、C20组成的滤波电路平滑正向脉冲Vo2，形成二次直流输出电压V_二次，在本电路中设置为30V。

◆PWM脉宽调制器4

参见图2，PWM脉宽调制器4采用低功耗的PWM芯片U1——SG1525，其输出的PWM信号(OutA和OutB)通过变压器(T2)耦合方式输出给隔离驱动电路5。SG1525的VCC端连接隔离辅助供电电路，接受其供电。

◆电流监测电路10

参见图2，电流监测电路10由电流变压器T4、电阻R19～R23、钽电容CA6、陶瓷电容C21、整流管V10、三极管V11和隔离二极管V12组成。电流变压器T4从整流电路7的输入线路上感测电流信号，电流变压器T4的次级一端接地，另一端通过并联的电阻R19和R20的同时，还通过整流管V10和电阻R21接入三极管V11的基极；整流管V10的阴极通过反向接入的钽电容CA6滤波，三极管V11的基极与地之间连接电阻R22、电阻R23和电容C21；三极管V11的集电极接PWM脉宽调制器中PWM芯片U1的参考电压端Vref，同时进一步通过电容C11接地，且通过电阻R12和R11构成的分压网络接地，R12和R11的分压端接入PWM芯片U1误差放大器同相输入端(②脚)；三极管V11的发射极通过隔离二极管V12输出电压信号V2。

工作原理为：电流变压器T4通过整流电路的整流管感应输出一个约(3～5)V的电压脉冲，该电压脉冲经过V10整流、CA6滤波后形成一个直流电压，经过电阻R21、R22、R23分压后驱动三极管V11放大过流保护信号。脉宽调制器U1的参考电压通过三极管V11的集射极和隔离二极管V12直接加在PWM芯片误差放大器的反相输入端(①脚)，与PWM芯片误差放大器的同相输入端(②脚)的设定信号进行比较。

◆稳压反馈电路9

参见图2，稳压反馈电路9为由电阻R5、R6、R7构成的分压电路。电阻R6和R7并联后一端接地，另一端接电阻R5，电阻R5的另一端从滤波电路(8)获取二次直流电压V_二次；所述分压电路的分压点P1产生电压信号V1连接PWM芯片U1的误差放大器反相输入端(①脚)，同时，电流监测电路10输出的电压信号V2也接入所述分压点P1。V1和V2形成线与的关系，哪个电压值大，哪个电压有效作用在PWM芯片误差放大器的同相输入端(②脚)。

当高压电源内部供电电路出现过载时，电流变压器T4上的感应电压将变大，加在PWM芯片①脚上的电压也将升高。当此电压大于PWM芯片误差放大器的同相输入端的设定电压时，PWM芯片输出脉冲变窄，整个高压电源的二次直流电压减小，以致高压输出降低，实现过流保护功能；当输出过流现象消除后，高压电源恢复正常。

◆同步固定占空比集中驱动电路11

如图3所示，同步固定占空比集中驱动电路11采用一片2路输出的UC1825芯片实现，PWM信号接入UC1825芯片的CLK端，占空比固定，为45％，隔离辅助供电电路(3)提供的12V供电电压接入UC1825芯片的VCC端；OutB和OutA端分别输出所述驱动信号Q2和所述驱动信号Q3。

驱动信号Q2驱动第一二次推挽功率变换电路12和第二二次推挽功率变换电路17的一只开关管和第一二次单端正激功率变换电路21的开关管，共3只；驱动信号Q3驱动第一二次推挽功率变换电路12和第二二次推挽功率变换电路17的另一只开关管和第二二次单端正激功率变换电路25的开关管，共3只；一个同步固定占空比集中驱动电路11的两路驱动信号各驱动3只开关管，共6只开关管4个功率变换拓扑，简化了驱动电路。

◆二次隔离高压功率变换电路31

参见图4，正高压电路和倍增器高压电路的工作原理相似，现以倍增器高压电路为例说明其工作原理。倍增器高压采用的是推挽拓扑结合四级串联的Delen-Greinacher倍压整流滤波电路获得，由高压变压器T6、电容器C44～C55、电阻器R36～R42、MOSFET开关管V26～V27、整流二极管V28～V35组成。T6、C44～C47、R36～R41和V26、V27组成的推挽电路将一次稳压变换而来的30V二次母线电压在T6的副绕组端逆变成正负脉冲。以高压变压器T6的副绕组Ns2为例，假设C50、C51容量足够大，R42足够大以及负载足够轻，正脉冲时，电流经V30回到线圈的负端，这时对电容C50充电，C50到达正脉冲的峰值；同样，负脉冲时，电流经V31对电容C51充电，C51到达正脉冲的峰值；这样C50、C51串联后输出电压为2倍的脉冲峰值。经过4组倍压整流电路后得到-2000V输出。其中，如图所示，前一级倍压整流电路的输出正端连接下一级倍压整流电路的输出负端，图4中虚线框中是一级倍压整流电路。

高压电阻R42对提高倍增器高压输出负载调整率和高压电容安全性具有举足轻重的意义，在此高压电阻按其流经的电流为负载的0.3倍取值。R38和C45为MOSFET开关管V26的RC缓冲电路，同样，R41和C47为MOSFET开关管V27的RC缓冲电路。R37、R40为MOSFET开关管V26、V27的静电泄放电阻，提高高压电源的静电放电敏感度等级。

聚焦极高压与正高压呈比例关系，受到磁偏转质谱计物理部分离子光学系统的加工精度影响，比例关系需要调整。聚焦极高压输出电流为微安培量级，聚焦极高压采用高压电阻R31、R32分压获得。

偏置极、收集极和推斥极电压与灯丝电压输出电路的工作原理相似，区别在于偏置极、收集极和推斥极电压输出为峰值整流滤波输出，而灯丝电压输出为均值整流滤波输出。收集极、推斥极电压采用的单端正激变换、峰值整流滤波的电路结构。

变压器T5～T6为高压隔离功率变压器，高压输出副绕组和原边绕组、遥测副绕组必须实现高压隔离，隔离电压值依据磁偏转质谱计具体应用场合而定。为了避免开关状态工作、强EMI发射的高压电源对磁偏转质谱计中心控制器小信号采集的干扰，输出高压引线采用高压屏蔽导线。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种磁偏转质谱计多路输出高压电源电路，其特征在于，包括输入滤波电路(1)、一次稳压变换电路(2)、同步固定占空比集中驱动电路(11)、二次隔离高压功率变换电路(31)；所述一次稳压变换电路(2)由隔离辅助供电电路(3)、PWM脉宽调制器(4)、隔离驱动电路(5)、一次功率变换电路(6)、整流电路(7)、第一滤波电路(8)、稳压反馈电路(9)和电流监测电路(10)组成；

输入滤波电路(1)，用于接收外部输入一定范围的电压并进行滤波，将滤波得到的直流电压V₀输出给一次功率变换电路(6)和隔离辅助供电电路(3)；

隔离辅助供电电路(3)，用于将直流电压V₀变换成隔离的供电电压，提供给PWM脉宽调制器(4)和同步固定占空比集中驱动电路(11)；

一次功率变换电路(6)，用于将直流电压V₀进行斩波处理，形成隔离的交流方波电压V₀₁，交流方波电压V₀₁的占空比由隔离驱动电路(5)输出的驱动信号Q1的占空比决定；

整流电路(7)将所述交流方波电压V₀₁变换为单向脉动的方波电压V₀₂，经第一滤波电路(8)变换为二次直流电压V_二次，输出给稳压反馈电路(9)和二次隔离高压功率变换电路(31)；

稳压反馈电路(9)产生用于反映二次直流电压V_二次大小的电压信号V1，反馈给PWM脉宽调制器(4)；

电流监测电路(10)监测交流方波电压V₀₁信号的电流信息，产生表征该电流信号大小的电压信号V2反馈给PWM脉宽调制器(4)；

PWM脉宽调制器(4)，用于在电压信号V2小于或等于电压信号V1时，将电压信号V1与设定电压阈值V_th进行比较，根据二者误差调整输出PMW信号的占空比，以稳定二次直流电压V_二次的输出；当电压信号V2大于电压信号V1时，将电压信号V2与所述设定电压阈值V_th进行比较，根据二者误差调整输出PMW信号的占空比；

隔离驱动电路(5)对所述PWM信号进行隔离驱动，产生驱动信号Q1，驱动一次功率变换电路(6)做功率变换；同时，PWM信号作为同步信号输出给同步固定占空比集中驱动电路(11)；

同步固定占空比集中驱动电路(11)，产生与PWM信号频率相同、占空比为预设固定值的驱动信号Q2，以及与驱动信号Q2的相位相差180度的驱动信号Q3；将驱动信号Q2和Q3输出给二次隔离高压功率变换电路(31)；

二次隔离高压功率变换电路(31)利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行变换处理，并经过整流滤波后，产生磁偏转质谱计所需的各级电压。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述同步固定占空比集中驱动电路(11)采用一片UC1825芯片实现，PWM信号接入UC1825芯片的CLK端，隔离辅助供电电路(3)提供的12V供电电压接入UC1825芯片的VCC端；OutB和OutA端分别输出所述驱动信号Q2和所述驱动信号Q3。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电流监测电路(10)由电流变压器T4、电阻R19～R23、钽电容CA6、陶瓷电容C21、整流管V10、三极管V11和隔离二极管V12组成；电流变压器T4从整流电路(7)的输入线路上感测电流信号，电流变压器T4的次级一端接地，另一端通过并联的电阻R19和R20的同时，还通过整流管V10和电阻R21接入三极管V11的基极；整流管V10的阴极通过钽电容CA6滤波，三极管V11的基极与地之间连接电阻R22、电阻R23和电容C21；三极管V11的集电极接PWM脉宽调制器中PWM芯片U1的参考电压端V_ref；三极管V11的发射极通过隔离二极管V12输出电压信号V2；

稳压反馈电路(9)为由电阻R5、R6、R7构成的分压电路；电阻R6和R7并联后一端接地，另一端接电阻R5，电阻R5的另一端从滤波电路(8)获取二次直流电压V_二次；所述分压电路的分压点P1产生电压信号V1连接PWM芯片U1的误差放大器反相输入端，同时，电流监测电路(10)输出的电压信号V2也接入所述分压点P1；

PWM脉宽调制器(4)由PWM芯片U1实现，输出的PWM信号通过变压器耦合方式输出给隔离驱动电路(5)；PWM芯片U1的VCC端连接隔离辅助供电电路(3)，参考电压端V_ref通过电容C11接地，且通过电阻R12和R11构成的分压网络接地，R12和R11的分压端接入PWM芯片U1误差放大器同相输入端。

4.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述一次功率变换电路(6)由电阻R14、R15、R16和R18、陶瓷电容C14和C15、变压器T3、开关管V6和V7组成；其中，变压器T3初级的中心抽头接直流电压V₀、两端分别接开关管V6和V7的漏极，开关管V6的漏极进一步通过串联在一起的电容C14和电阻R15接地，开关管V7的漏极进一步通过串联在一起的电容C15和电阻R18接地；开关管V6和V7的源极接地，开关管V6的栅极通过电阻R14接地，开关管V7的栅极通过电阻R16接地，开关管V6和V7的栅极共同连接驱动信号Q1；变压器T3的次级输出交流方波电压V₀₁。

5.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述二次隔离高压功率变换电路(31)包括四路电压通道分别为：正高压通道、负高压通道、灯丝电压通道和低电压通道；

正高压通道，利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行直流/交流变换处理，继而进行峰值整流和滤波，得到2500V正高压输出，同时对2500V正高压输出进行分压，得到聚焦极高压输出；

负高压通道，利用驱动信号Q2和Q3对二次直流电压V_二次进行直流/交流变换处理，继而进行峰值整流和滤波，得到-2000V倍增器高压输出；

灯丝电压通道，利用驱动信号Q2对二次直流电压V_二次进行单端正激变换处理，继而进行整流和滤波，得到灯丝电压输出；

低电压通道，利用驱动信号Q3对二次直流电压V_二次进行单端正激变换处理，得到48V输出对应的交流方波电压和-72V输出对应的交流方波电压，分别通过峰值整流和滤波后，一路引出+48V收集极电压输出，另一路引出-72V偏置极电压输出；对+48V收集极电压输出分压进一步获得+6V推斥极电压输出。

6.如权利要求5所述的电路，其特征在于，所述正高压通道包括依次连接的第一二次推挽功率变换电路(12)、五级倍压整流电路(13)和第二滤波电路(14)，第二滤波电路(14)输出2500V正高压；第二滤波电路(14)进一步连接第一电阻分压电路(15)，输出聚焦极高压；

负高压通道包括依次连接的第二二次推挽功率变换电路(17)、四级倍压整流电路(18)和第三滤波电路(19)，第三滤波电路(19)输出-2000V倍增器高压；

灯丝电压通道包括依次连接的第一二次单端正激功率变换电路(21)、第一半波整流电路(22)和第四滤波电路(23)，第四滤波电路(23)输出灯丝电压；

低电压通道包括依次连接的第二二次单端正激功率变换电路(25)，第二半波整流电路(26)和第五滤波电路(27)，第五滤波电路(27)输出+48V收集极电压；第五滤波电路(27)进一步连接第二电阻分压电路(28)，输出+6V推斥极电压；第二二次单端正激功率变换电路(25)进一步依次连接第三半波整流电路(29)和第六滤波电路(30)，第六滤波电路(30)输出-72V偏置极电压。

7.如权利要求6所述的电路，其特征在于，第一二次推挽功率变换电路(12)进一步连接正高压遥测电路(16)，产生正高压遥测信号；

第二二次推挽功率变换电路(17)进一步连接倍增器高压遥测电路(20)，产生倍增器高压遥测信号；

第四滤波电路(23)进一步连接灯丝电流遥测电路(24)，产生灯丝电流遥测信号。

8.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述五级倍压整流电路(13)和四级倍压整流电路(18)均采用多级倍压整流电路叠加的形式，前一级倍压整流电路的输出正端连接下一级倍压整流电路的输出负端。

9.如权利要求6所述的电路，其特征在于，第一滤波电路(8)和第四滤波电路(23)采用二阶LC平均值滤波电路，第二滤波电路(14)、第三滤波电路(19)、第五滤波电路(29)和第六滤波电路(30)采用一阶电容峰值滤波电路。