CN203858288U - 过零检测电路及功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

提供了一种过零检测电路及功率因数校正电路。所述过零检测电路包括：变压器，其包括初级绕组和次级绕组，次级绕组的第二端接地；限流电阻，其第一端与次级绕组的第一端连接；电压转换模块，其输入端与限流电阻的第二端连接；以及偏置电阻，其第一端与限流电阻的第二端连接，其第二端连接偏置电压源。所述功率因数校正电路包括：所述过零检测电路；以及控制开关，其第一端与电压转换模块的输出端连接，其第二端与初级绕组的第二端连接，其第三端接地；其中，限流电阻的第二端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块输出第一电压以导通控制开关；在限流电阻的第二端的电压高于第一电压阈值时，所述电压转换模块输出第二电压以断开控制开关。

Description

过零检测电路及功率因数校正电路

技术领域

本实用新型涉及功率因数校正技术领域，并且更具体地涉及一种过零检测电路及功率因数校正电路。

背景技术

目前，对电网的品质要求越来越高，这相应地对电气产品的功率因数提出了更高的要求。功率因数校正通常可以分为有源功率因数校正（APFC）和无源功率因数校正（PPFC）。有源功率因数校正通常可以采用临界导通模式（CRM）和连续导通模式（CCM），并且有源功率因数校正的控制方式通常可以包括峰值电流控制方式、固定导通时间方式、以及固定频率控制方式。

现有技术中，对于小功率场合，诸如电子镇流器应用中，经常采用临界导通模式。如在图1中所示，示出了现有技术中一种升压型有源功率因数校正电路的示意图，其中，DB1为全波整流桥，C1为第一电容，L1为升压电感，Q1为控制开关，D1为二极管，C2为储能电容，U1为有源功率因数校正控制芯片，其操作于临界导通模式下并且采用峰值电流控制方式。为了简化描述，在图1中没有示出U1的周边元件。

如图2所示，示出了图1所示的升压型有源功率因数校正电路在控制开关Q1导通时的示意图，其中，用箭头示出了电流方向，具体地，流过升压电感L1的电流流过控制开关Q1，没有电流流过二极管D1，在此阶段中，升压电感L1进行储能（即充电），并且流过升压电感L1的电流满足以下公式：

$\frac{\mathrm{di}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{U\left(t\right)}{L}---\left(1\right)$

其中，U(t)为升压电感L1两端的瞬时电压，L为升压电感L1的电感值，t表示时间，i(t)表示流过升压电感L1的电流。

由于在图2所示的电路中，控制开关Q1导通，因此，U(t)在此阶段中等于输入电压Ui(t)，即第一电容C1两端的电压，在此阶段中，可以近似认为Ui(t)和U(t)均恒定为Vi，因此，上述公式（1）可以变形为：

$\frac{\mathrm{di}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{Vi}}{L}---\left(2\right)$

在升压电感L1的导通时间为ton的情况下，流过升压电感L1的电流达到：

$i\left(\mathrm{ton}\right)=\frac{\mathrm{Vi}}{L}\×\mathrm{ton}---\left(3\right)$

在峰值电流控制方式下，有源功率因数校正芯片U1检测流过升压电感L1是否达到预设峰值电流i_max，并且在检测到流过升压电感L1达到预设峰值电流的情况下，有源功率因数校正芯片U1使控制开关Q1断开。

如图3所示，示出了图1所示的升压型有源功率因数校正电路在控制开关Q1断开时的示意图，其中，用箭头示出了电流方向，具体地，流过升压电感L1的电流流过二极管D1，没有电流流过控制开关Q1，在此阶段中，升压电感L1释能（即放电），并且流过升压电感L1的电流仍满足上述公式（1）。

此时，U(t)仍为升压电感L1两端的瞬时电压，由于在图3所示的电路中，控制开关Q1断开并且二极管D1导通，因此，U(t)在此阶段中等于输出电压Uo(t)与输入电压Ui(t)之差，在此阶段中，近似认为输出电压Uo(t)恒定为Vo和输入电压Ui(t)恒定为Vi，相应地U(t)也恒定为Vo－Vi。

因此，在此阶段中，上述公式（1）可以变形为：

$\frac{\mathrm{di}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi}}{L}---\left(4\right)$

在临界电流控制模式下，有源功率因数校正芯片U1检测流过升压电流L1的电流的过零点，并且在检测到该过零点时将控制开关Q1导通。

在理想情况下，控制开关Q1的断开时间可以为：

$\mathrm{toff}=\frac{i_{\max }}{\left(\frac{\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi}}{L}\right)}=\frac{L\×i_{\max }}{\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi}}---\left(5\right)$

如图1和图3所示，在传统的有源功率因数校正芯片中，利用变压器的初级绕组作为升压电感L1，并且利用变压器的次级绕组进行电流过零检测，并且在检测到电流过零时将控制开关Q1导通。

然而，已经发现，在传统的有源功率因数校正电路中，在上电初期，由于储能电容C2两端的电压尚未达到预期值而且与输入电压比较接近，在此情况下，在控制开关Q1断开期间，升压电感L1两端的电压为：Vo－Vi，该电压值比较小，在变压器的初级和次级匝数比为n的情况下，次级绕组上的电压相应地是升压电感L1两端的电压的1/n并且因此更小。由于在有源功率因数校正芯片U1中采用了正电压参考值，因此，在上电初期，在控制开关Q1断开期间，在升压电感L1的电流尚未真正降低到零时，有源功率因数校正芯片U1会输出控制信号以将控制开关Q1导通，导致流过升压电感L1的电流重新上升。

因此，需要一种能够准确进行电流过零检测的过零检测电路以及功率因数校正电路。

实用新型内容

考虑到上述问题而提出了本实用新型。本实用新型提供了一种过零检测电路以及功率因数校正电路，其通过在过零检测点处添加偏置电压，使得在流过升压电感L1的电流真正下降到零时才产生过零检测信号并相应地导通控制开关Q1，从而保证所述过零检测电路以及功率因数校正电路真正工作在有源功率因数校正的临界导通模式下，避免了有源功率因数校正中流过升压电感的电流连续。

根据本实用新型一方面，提供了一种过零检测电路，包括：变压器，其包括初级绕组和次级绕组，所述次级绕组的第二端接地；限流电阻，其第一端与所述次级绕组的第一端连接；电压转换模块，其输入端与所述限流电阻的第二端连接；以及偏置电阻，其第一端与所述限流电阻的第二端连接，其第二端连接偏置电压源；其中，在所述限流电阻的第二端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块输出第一电压；在所述限流电阻的第二端的电压高于所述第一电压阈值时，所述电压转换模块输出第二电压。

在一个示例中，所述初级绕组具有第一端和第二端，所述初级绕组的第一端与所述次级绕组的第二端为同名端。

在一个示例中，所述初级绕组在充电时其第一端的电压高于其第二端的电压，并且在放电时其第一端的电压低于其第二端的电压。

在一个示例中，所述第一电压指示所述初级绕组的第一端的电压高于所述初级绕组的第二端的电压，所述第二电压指示所述初级绕组的第一端的电压低于所述初级绕组的第二端的电压。

在一个示例中，所述限流电阻的第二端的电压满足：

$\mathrm{VC}=\frac{\mathrm{VCC}\×R2}{R1+R2}+\frac{\mathrm{VA}\×R1}{R1+R2}$

其中，VCC为所述偏置电压源提供的偏置电压，R1为所述偏置电阻的电阻值，R2为所述限流电阻的电阻值，VA为所述次级绕组的第一端的电压。

在一个示例中，所述第一电压阈值为小于或等于的正电压阈值。

在一个示例中，所述电压转换模块包括电压比较器，所述电压比较器的同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平；或者所述电压比较器的非同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平。

根据本实用新型另一方面，提供了一种功率因数校正电路，包括：变压器，其包括初级绕组和次级绕组，所述次级绕组的第二端接地；限流电阻，其第一端与所述次级绕组的第一端连接；电压转换模块，其输入端与所述限流电阻的第二端连接；控制开关，其第一端与所述电压转换模块的输出端连接，其第二端与所述初级绕组的第二端连接，其第三端接地；以及偏置电阻，其第一端与所述限流电阻的第二端连接，其第二端连接偏置电压源；其中，在所述限流电阻的第二端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块的输出端输出第一电压，以导通所述控制开关；在所述限流电阻的第二端的电压高于所述第一电压阈值时，所述电压转换模块的输出端输出第二电压，以断开所述控制开关。

在一个示例中，所述电压转换模块包括电压比较器，所述电压比较器的同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平，所述控制开关为PMOS管。

在另一示例中，所述电压转换模块包括电压比较器，所述电压比较器的非同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平，所述控制开关为NMOS管。

在一个示例中，所述电压转换模块为操作于临界导通模式的并且使用峰值电流控制方式的有源功率因数校正集成芯片。

根据本实用新型实施例的过零检测电路和功率因数校正电路，通过在过零检测点处添加偏置电压，使得在流过升压电感L1的电流真正下降到零时才产生过零检测信号并相应地导通控制开关Q1，从而保证所述过零检测电路以及功率因数校正电路真正工作在有源功率因数校正的临界导通模式下，避免了有源功率因数校正中流过升压电感的电流连续。

附图说明

通过结合附图对本实用新型的实施例进行详细描述，本实用新型的上述和其它目的、特征、优点将会变得更加清楚，其中：

图1示出了现有技术中一种升压型有源功率因数校正电路的示意图；

图2示出了图1所示的升压型有源功率因数校正电路在控制开关导通时的示意图；

图3示出了图1所示的升压型有源功率因数校正电路在控制开关断开时的示意图；

图4示出了根据本实用新型实施例的过零检测电路的示意图；

图5示出了根据本实用新型实施例的过零检测电路的一种实现方式的示意图；

图6示出了根据本实用新型实施例的功率因数校正电路的示意图；

图7示出了根据本实用新型实施例的功率因数校正电路的一种实现方式的示意图；

图8示出了现有技术的功率因数校正电路中的信号波形图；以及

图9示出了图7所示的功率因数校正电路中的信号波形图。

具体实施方式

下面将参考附图来说明根据本实用新型实施例的过零检测电路以及功率因数校正电路。

如图4所示，示出了根据本实用新型实施例的过零检测电路1的示意图，其中，所述过零检测电路1包括：变压器2、电压转换模块3、限流电阻R2、以及偏置电阻R1。

变压器2包括初级绕组21和次级绕组22，所述初级绕组21包括第一端211和第二端212，所述次级绕组22包括第一端221和第二端222。所述次级绕组22的第二端222接地。

限流电阻R2的第一端与所述次级绕组的第一端221连接，用于限制流入电压转换模块3的电流。

偏置电阻R1的第一端与所述限流电阻R2的第二端连接，并且偏置电阻R1的第二端连接偏置电压源VCC。

电压转换模块3的输入端与所述限流电阻R2的第二端以及所述偏置电阻R1的第一端连接。

在所述电压转换模块3的输入端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块3输出第一电压；而在所述电压转换模块3的输入端的电压高于或等于所述第一电压阈值时，所述电压转换模块3输出第二电压。

所述第一电压指示所述初级绕组的第一端的电压高于所述初级绕组的第二端的电压，所述第二电压指示所述初级绕组的第一端的电压低于所述初级绕组的第二端的电压。

在如图4所示的电路中，所述限流电阻R2的第二端与所述偏置电阻R1的第一端的连接点（即C点）处的电压VC可以表示为：

$\mathrm{VC}=\frac{\mathrm{VCC}\×R2}{R1+R2}+\frac{\mathrm{VA}\×R1}{R1+R2}---\left(6\right)$

其中，R1表示所述偏置电阻R1的电阻值，R2表示所述限流电阻R2的电阻值，VCC表示所述偏置电压源VCC的电压值，VA表示所述限流电阻R2的第一端与所述次级绕组22的第一端221的连接点（即A点）处的电压。

所述第一电压阈值可以为大于零的正电压阈值，并且可以为很小的正电压，例如0.7V等。

上述公式（6）中的第一项可以被设置为等于所述第一电压阈值，在此情况下，在所述次级绕组22的第一端221（即A点）处的电压VA等于零并继续降低时，所述电压转换模块3的输出从第二电压跳变到第一电压，从而提供过零检测信号。

另一方面，上述公式（6）中的第一项可以被设置为稍高于所述第一电压阈值，在此情况下，在所述次级绕组22的第一端221（即A点）处的电压VA等于预定负电压（其绝对值等于上述公式（6）中的第一项的值与所述第一电压阈值之差）并继续降低时，所述电压转换模块3的输出才从第二电压跳变到第一电压，从而提供过零检测信号。在此情况下，可以更进一步保证所述升压电感L1能够彻底放电，避免了所述升压电感L1的电荷累积情况。

在一个示例中，所述初级绕组21的第一端211和所述次级绕组22的第二端222为同名端，已经通过在所述初级绕组21的第一端211施加充电电压并且使其第二端212接地而在初级绕组21中储存了电能，并且上述公式（6）中的第一项被设置为等于所述第一电压阈值。在此情况下，在所述初级绕组21释能时，其第一端211处的电压低于其第二端212处的电压，并且电流从其第一端211流到第二端212，此时，所述A点的电压为正电压，相应地所述C点的电压高于所述第一电压阈值，因此，所述电压转换模块3的输出端输出第二电压；随着所述初级绕组21继续释能，流过所述初级绕组21的电流逐渐减小到零，并且继而反向直至其第一端211处的电压变得与第二端212处的电压相等，此时，所述A点的电压也降到零，相应地所述C点的电压变得等于所述第一电压阈值，继而小于所述第一电压阈值，因此，所述电压转换模块3的输出端输出第一电压，所述电压转换模块3的输出端从第二电压到第一电压的切换相当于输出了过零检测信号，以指示所述初级绕组21的电流的过零点出现。

在另一示例中，所述初级绕组21的第一端211和所述次级绕组22的第二端222为同名端，已经通过在所述初级绕组21的第一端211施加充电电压并且使其第二端212接地而在初级绕组21中储存了电能，并且上述公式（6）中的第一项被设置为稍高于所述第一电压阈值。在此情况下，在所述初级绕组21释能时，其第一端211处的电压低于其第二端212处的电压，并且电流从其第一端211流到第二端212，此时，所述A点的电压为正电压，相应地所述C点的电压高于所述第一电压阈值，因此，所述电压转换模块3的输出端输出第二电压；随着所述初级绕组21继续释能，流过所述初级绕组21的电流逐渐减小到零，并且继而反向直至其第一端211处的电压变得与第二端212处的电压相等，然后所述A点的电压继续降低到VA’（其绝对值为公式（6）中第一项与第一电压阈值之差），相应地所述C点的电压此时变得等于所述第一电压阈值，因此，所述电压转换模块3的输出端输出第一电压，所述电压转换模块3的输出端从第二电压到第一电压的切换相当于输出了过零检测信号，以指示所述初级绕组21的电流的过零点出现。另一方面，在所述初级绕组21正向储能时，其第一端211处的电压高于其第二端212处的电压，并且电流从其第一端211流到第二端212，此时，所述A点的电压为负电压，相应地所述C点的电压小于所述第一电压阈值，因此，所述电压转换模块3的输出端输出第一电压。

所述偏置电压源VCC可以为独立的直流电源，或者也可以通过次级绕组提供。

在一个示例中，如图5所示，所述电压转换模块3可以包括电压比较器31，所述电压比较器31的同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的非同向输入端接收所述第一电压阈值，在所述电压比较器31的同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）不高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器31输出第一电压；而在所述电压比较器31的同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器输出第二电压。所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平。

在一个示例中（未图示），所述电压转换模块3可以包括电压比较器31和反向器，所述电压比较器31的同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述电压比较器31的输出端连接所述反向器的输入端，在所述电压比较器31的同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）不高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器31的输出端输出第二电压，所述反向器输出第一电压；而在所述电压比较器31的同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器的输出端输出第一电压，所述反向器输出第二电压。所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平。

在另一示例中（未图示），所述电压转换模块3可以包括电压比较器31，所述电压比较器31的非同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的同向输入端接收所述第一电压阈值，在所述电压比较器31的非同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）不高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器31输出第一电压；而在所述电压比较器31的非同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器输出第二电压。所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平。

在另一示例中（未图示），所述电压转换模块3可以包括电压比较器31和反向器，所述电压比较器31的非同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的同向输入端接收所述第一电压阈值，在所述电压比较器31的非同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）不高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器31的输出端输出第二电压，所述反向器输出第一电压；而在所述电压比较器31的非同向输入端接收的输入电压（即所述C点的电压）高于所述第一电压阈值时，所述电压比较器31的输出端输出第一电压，所述反向器输出第二电压。所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平。

尽管在图5的示例中仅示出了电压比较器31作为所述电压转换模块3，但是本领域技术人员应了解，还可以添加所述电压比较器31的外围元件，只要保留了所述电压转换模块3的电压转换功能即可。例如，可以在所述C点添加箝位元件，以便在所述C点的电压高于第二电压阈值时将所述电压比较器31的同向输入端的电压箝位于所述第二电压阈值，并且在所述C点的电压低于第三电压阈值时将所述电压比较器31的同向输入端的电压箝位于所述第三电压阈值。

接下来，将参考图6来描述根据本实用新型实施例的功率因数校正电路。

如图6所示，所述功率因数校正电路包括：全波整流桥DB1、第一电容C1、变压器2、电压转换模块3、控制开关Q1、二极管D1、偏置电阻R1、限流电阻R2、输出电阻R3、以及储能电容C2。

变压器2包括初级绕组21和次级绕组22，所述初级绕组21包括第一端211和第二端212，所述次级绕组22包括第一端221和第二端222。所述次级绕组22的第二端222接地。

限流电阻R2的第一端与所述次级绕组22的第一端221连接。

电压转换模块3的输入端与所述限流电阻R2的第二端连接。

控制开关Q1的第一端与所述电压转换模块3的输出端连接，其第二端与所述初级绕组21的第二端212连接，其第三端接地。控制开关Q1可以为场效应管或其他开关管。

偏置电阻R1的第一端与所述限流电阻R2的第二端连接，其第二端连接偏置电压源VCC。

在所述限流电阻R2的第二端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块3的输出端输出第一电压，以导通所述控制开关Q1；在所述限流电阻R2的第二端的电压高于所述第一电压阈值时，所述电压转换模块3的输出端输出第二电压，以断开所述控制开关Q1。

此外，所述第一电压指示所述初级绕组的第一端的电压高于所述初级绕组的第二端的电压，所述第二电压指示所述初级绕组的第一端的电压低于所述初级绕组的第二端的电压。

在一个示例中，所述初级绕组具有第一端和第二端，所述初级绕组的第一端与所述次级绕组的第二端为同名端，所述初级绕组在充电时其第一端的电压高于其第二端的电压，并且在放电时其第一端的电压低于其第二端的电压。

基于上面参考图4和图5所描述的过零检测电路，利用所述电压转换模块的输出电压来控制所述控制开关Q1的导通。具体地，在所述变压器2的初级绕组21释能并且其电流尚未过零时，所述电压转换模块输出第二电压，以断开所述控制开关Q1；而在所述变压器2的初级绕组21继续释能并且其电流过零后，所述电压转换模块3输出第一电压，以导通所述控制开关Q1。

在一个示例中，如图5所示，所述电压转换模块3可以包括电压比较器31，所述电压比较器31的同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平，所述控制开关Q1为PMOS管。

在一个示例中（未图示），所述电压转换模块3可以包括电压比较器31和反向器，所述电压比较器31的同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述电压比较器31的输出端连接所述反向器的输入端，所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平，所述控制开关Q1为NMOS管。

在另一示例中（未图示），所述电压转换模块3可以包括电压比较器31，所述电压比较器31的非同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平，所述控制开关Q1为NMOS管。

在另一示例中（未图示），所述电压转换模块3可以包括电压比较器31和反向器，所述电压比较器31的非同向输入端连接所述C点，所述电压比较器31的同向输入端接收所述第一电压阈值，所述电压比较器31的输出端连接所述反向器的输入端，所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平，所述控制开关Q1为PMOS管。

此外，所述电压转换模块3可以被实现为现有的操作于临界导通模式下并采用峰值电流控制方式的有源功率因数校正芯片。例如，美国摩托罗拉公司生产的MC33262专用集成控制芯片，美国意法ST半导体公司生产的L6561/L6562/6562A专用集成控制芯片，美国仙童公司生产的FAN7527/FAN7528专用集成控制芯片，西门子公司生产的TDA4817/TDA4862专用集成控制芯片，以及昂宝电子公司生产的SN03A专用集成控制芯片等等。应了解，尽管这里给出了一些专用集成控制芯片的示例，然而本实用新型不限于此，而是可以应用于现有的或将来开发的操作于临界导通模式下并采用峰值电流控制方式的其它有源功率因数校正芯片。

在此情况下，根据本实用新型实施例的功率因数校正电路可以如图7所示，其中，所述有源功率因数校正芯片的第1脚为反馈电压输入端、第2脚为补偿信号输入端，第3脚为乘法器输入端，第4脚为电流检测信号输入端，第5脚为零电流检测信号输入端，第6脚为接地端，第7脚为驱动信号输出端，第8脚为偏置电源接入端。

为了不混淆本实用新型提出的技术方案，下面仅描述图7的功率因数校正电路中与本实用新型实施例的零电流检测方案相关的电路部分。

在图6所示的功率因数校正电路中，以变压器2的初级绕组21（下文中称为升压电感L1）的第一端和次级绕组22的第二端为同名端为例，然而，应了解本实用新型不限于此，本领域技术人员可以在本实用新型公开内容的基础上，将变压器2的初级绕组21的第一端和次级绕组22的第一端作为同名端，并且相应地改变所述电压转换模块3中的第一电压阈值以及所述电压转换模块3中电压比较器的同向输入端和非同向输入端的连接方式。

下面，将具体描述图6和图7所示的功率因数校正电路的各工作阶段，在上电初期，所述储能电容C2尚未被充电到稳定的输出电压Vo（例如400V）。

升压电感L1的一个充放电周期可以被划分为两个阶段：储能阶段和释能阶段。本实用新型实施例的零电流检测技术方案不涉及储能阶段到释能阶段的过渡，因此，在下面的描述中也不对储能阶段到释能阶段的过渡进行过多描述，以免混淆本实用新型实施例的零电流检测技术方案。

在储能阶段中，所述升压电感L1（即，变压器的初级绕组）储能，整流桥输出的电压对所述升压电感L1充电，充电电流从所述升压电感L1的第一端流到第二端，并且所述升压电感L1的第一端的电压高于第二端的电压。此时，所述变压器的次级绕组的第一端的电压低于第二端的电压，即所述变压器的次级绕组的第一端的电压为负电压，使得所述限流电阻R2的第二端的电压低于所述第一电压阈值，从而所述电压转换模块或所述有源功率因数校正芯片的第7脚输出第一电压，以便继续导通所述控制开关Q1。例如，所述第一电压为高电平，所述控制开关Q1为NMOS管。可替代地，所述第一电压为低电平，所述控制开关Q1为PMOS管。

在释能阶段中，所述升压电感L1（即，变压器的初级绕组）释能，电流仍从所述升压电感L1的第一端流到第二端，然而，与所述储能阶段不同，在释能阶段中所述升压电感L1的第一端的电压低于第二端的电压。此时，所述变压器的次级绕组的第一端的电压高于第二端的电压，即所述变压器的次级绕组的第一端的电压为正电压，使得所述限流电阻R2的第二端的电压高于所述第一电压阈值，从而所述电压转换模块或所述有源功率因数校正芯片的第7脚输出第二电压，以便继续断开所述控制开关Q1。例如，所述第二电压为低电平，所述控制开关Q1为NMOS管。替代地，所述第二电平为高电平，所述控制开关Q1为PMOS管。

在上电初期，由于输出电压尚未上升到预定电压，并且输出电压与输入电压接近，在所述升压电感L1释能时，在没有添加所述偏置电阻R1的情况下，所述C点的电压即为A点的电压，并且可以被表示为：(VC2(t)－Vi(t))/n，其中，VC2(t)表示储能电容C2两端的瞬时电压，Vi(t)表示第一电容C1两端的瞬时电压，n表示所述变压器的初级绕组与次级绕组的匝数比。

如前所述，在上电初期，由于输出电压与输入电压接近，因此VC2(t)－Vi(t)为较小的值，并且进而(VC2(t)－Vi(t))/n更小，因此导致此时C点的电压小于所述第一电压阈值，所述第一电压阈值为大于零的正电压，例如0.7V。相应地，导致错误的电流过零检测，并且所述电压转换模块或所述有源功率因数校正芯片错误地产生将所述控制开关Q1导通的控制信号。

根据本实用新型实施例，即在添加了所述偏置电阻R1的情况下，C点的电压满足上述公式（6）。即使在上电初期，只要A点的电压大于零，C点的电压就一定大于所述第一电压阈值，从而所述电压转换模块或所述有源功率因数校正芯片可以正确地产生继续保持所述控制开关Q1断开的控制信号。此后，随着所述升压电感L1继续释能，流过所述升压电感L1的电流逐渐减小直至减小到零，所述A点的电压也降低至零。在所述第一电压阈值等于上述公式（6）中的第一项时，在所述A点的电压降低至零时，所述电压转换模块或所述有源功率因数校正芯片产生过零检测信号，并且将所述控制开关Q1导通。在所述第一电压阈值小于上述公式（6）中的第一项时，在从所述升压电感L1的第一端流到第二端的电流减小至零时，由于所述控制开关Q1中存在寄生电容，所述升压电感L1和所述控制开关Q1开始振荡，直至所述升压电感L1的第一端的电压开始变得高于第二端的电压，相应地，所述A点的电压变为负电压，在所述A点的电压达到预定负电压时，所述C点的电压变得小于所述第一电压阈值，从而所述电压转换模块或所述有源功率因数校正芯片产生过零检测信号，从而将所述控制开关Q1导通。在后者情况下，可以进一步避免所述变压器的初级绕组的电流叠加的情况，能够更有效地避免所述变压器饱和。

在图8中示出了在没有添加所述偏置电阻的情况下，利用示波器采集的在上电初期输出电压与输入电压接近时有源功率因数校正电路中各点的电压波形。在图8中，801指示图7中B点的电压波形，802指示图7中D的电压波形，803表示图7中升压电感L1的电流，804表示图7中C点电压的波形。

如图8所示，按照四个阶段来描述操作。

在第一阶段I中，升压电感L1释能，并且升压电感L1的电流逐渐减小。

在第二阶段II中，储能电容C2独自给负载供电，因此储能电容C2两端的电压（即D点电压）出现跌落，升压电感L1储能。

在第三阶段III中，升压电感L1释能，并且升压电感L1的电流逐渐减小，如前所述，由于在上电初期输出电压和输入电压接近，在升压电感L1的电流尚未真正到零时，所述有源功率因数校正芯片即产生控制所述控制开关Q1导通的控制信号，从而使得升压电感L1的电流出现叠加，即尚未减小到零又开始继续上升。

在第四阶段IV中，储能电容C2独自给负载供电，因此储能电容C2两端的电压（即D点电压）出现跌落，升压电感L1储能。

在图9中示出了在添加了所述偏置电阻R1的情况下，利用示波器采集的在上电初期输出电压与输入电压接近时有源功率因数校正电路中各点的电压波形。在图9中，901指示图7中B点的电压波形，902指示图7中D的电压波形，903表示图7中升压电感L1的电流，904表示图7中C点电压的波形。

如图9所示，按照两个阶段来描述操作。

在第一阶段I中，升压电感L1释能，并且升压电感L1的电流逐渐减小。

在第二阶段II中，储能电容C2独自给负载供电，因此储能电容C2两端的电压（即D点电压）出现跌落，升压电感L1储能。

如图9所示，由于添加了偏置电阻R1，使得所述C点的电压为：

在升压电感L1的电流真正降低到零或者甚至反向时，所述有源功率因数校正芯片才产生控制所述控制开关Q1导通的控制信号，从而有效地避免了升压电感L1的电流出现叠加的情况。

根据本实用新型实施例的过零检测电路以及功率因数校正电路，其通过在过零检测点处添加偏置电压，使得在流过升压电感L1的电流真正下降到零时才产生过零检测信号并相应地导通控制开关Q1，从而保证所述过零检测电路以及功率因数校正电路真正工作在有源功率因数校正的临界导通模式下，避免了有源功率因数校正中流过升压电感的电流连续。

尽管这里已经参考附图描述了示例实施例，应理解上述示例实施例仅仅是示例性的，并且不意图将本实用新型的范围限制于此。本领域普通技术人员可以在其中进行各种改变和修改，而不偏离本实用新型的范围和精神。所有这些改变和修改意在被包括在所附权利要求所要求的本实用新型的范围之内。

Claims (16)

1.一种过零检测电路，包括： 

变压器，其包括初级绕组和次级绕组，所述次级绕组的第二端接地； 

限流电阻，其第一端与所述次级绕组的第一端连接； 

电压转换模块，其输入端与所述限流电阻的第二端连接；以及 

偏置电阻，其第一端与所述限流电阻的第二端连接，其第二端连接偏置电压源； 

其中，在所述限流电阻的第二端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块输出第一电压；在所述限流电阻的第二端的电压高于所述第一电压阈值时，所述电压转换模块输出第二电压。 

2.如权利要求1所述的过零检测电路，其特征在于：所述初级绕组具有第一端和第二端，所述初级绕组的第一端与所述次级绕组的第二端为同名端。 

3.如权利要求1所述的过零检测电路，其中，所述初级绕组在充电时其第一端的电压高于其第二端的电压，并且在放电时其第一端的电压低于其第二端的电压。 

4.如权利要求3所述的过零检测电路，其特征在于：所述第一电压指示所述初级绕组的第一端的电压高于所述初级绕组的第二端的电压，所述第二电压指示所述初级绕组的第一端的电压低于所述初级绕组的第二端的电压。 

5.如权利要求1所述的过零检测电路，其特征在于：所述限流电阻的第二端的电压VC满足： 

其中，VCC为所述偏置电压源提供的偏置电压，R1为所述偏置电阻的电阻值，R2为所述限流电阻的电阻值，VA为所述次级绕组的第一端的电压。 

6.如权利要求5所述的过零检测电路，其特征在于：所述第一电压阈值为小于或等于的正电压阈值。 

7.如权利要求1所述的过零检测电路，其特征在于：所述电压转换模块包括电压比较器， 

所述电压比较器的同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较 器的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平；或者 

所述电压比较器的非同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平。 

8.一种功率因数校正电路，包括： 

变压器，其包括初级绕组和次级绕组，所述次级绕组的第二端接地； 

限流电阻，其第一端与所述次级绕组的第一端连接； 

电压转换模块，其输入端与所述限流电阻的第二端连接； 

控制开关，其第一端与所述电压转换模块的输出端连接，其第二端与所述初级绕组的第二端连接，其第三端接地；以及 

偏置电阻，其第一端与所述限流电阻的第二端连接，其第二端连接偏置电压源； 

其中，在所述限流电阻的第二端的电压低于第一电压阈值时，所述电压转换模块的输出端输出第一电压，以导通所述控制开关；在所述限流电阻的第二端的电压高于所述第一电压阈值时，所述电压转换模块的输出端输出第二电压，以断开所述控制开关。 

9.如权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述初级绕组具有第一端和第二端，所述初级绕组的第一端与所述次级绕组的第二端为同名端。 

10.如权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述初级绕组在充电时其第一端的电压高于其第二端的电压，并且在放电时其第一端的电压低于其第二端的电压。 

11.如权利要求10所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述第一电压指示所述初级绕组的第一端的电压高于所述初级绕组的第二端的电压，所述第二电压指示所述初级绕组的第一端的电压低于所述初级绕组的第二端的电压。 

12.如权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述限流电阻的第二端的电压VC满足： 

其中，VCC为所述偏置电压源提供的偏置电压，R1为所述偏置电阻的电阻值，R2为所述限流电阻的电阻值，VA为所述次级绕组的第一端的电压。 

13.如权利要求12所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述第一电压阈值为小于或等于的正电压阈值。 

14.如权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述电压转换模块包括电压比较器， 

所述电压比较器的同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的非同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为低电平，所述第二电压为高电平，所述控制开关为PMOS管；或者 

所述电压比较器的非同向输入端连接所述限流电阻的第二端，所述电压比较器的同向输入端接收所述第一电压阈值，所述第一电压为高电平，所述第二电压为低电平，所述控制开关为NMOS管。 

15.如权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述电压转换模块为操作于临界导通模式的并且使用峰值电流控制方式的有源功率因数校正集成芯片。 

16.如权利要求15所述的功率因数校正电路，其特征在于：所述有源功率因数校正集成芯片为以下至少之一：美国摩托罗拉公司的MC33262专用集成控制芯片，美国意法ST半导体公司的L6561/L6562/6562A专用集成控制芯片，美国仙童公司的FAN7527/FAN7528专用集成控制芯片，西门子公司的TDA4817/TDA4862专用集成控制芯片，以及昂宝电子公司的SN03A专用集成控制芯片。