CN103166449B - 一种交流-直流功率变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种交流-直流功率变换器,包括第一储能元件,第二储能元件和第三储能元件;其中,在第一工作状态时,第一路径接收所述正弦半波直流输入电压,并对所述第一储能元件进行储能,流过所述第一储能元件的第一电流连续上升;第二路径接收第二直流电压,并对所述第二储能元件进行储能,流过所述第二储能元件的第二电流持续上升;在第二工作状态时,所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件,以在所述第二储能元件上产生所述第二直流电压,并且,所述第一电流连续下降;所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至一负载,并且保证所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定,交流-直流功率变换器具有较高功率因数。

Description

一种交流-直流功率变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及电子技术领域,尤其涉及一种交流-直流功率变换器。
背景技术
[0002] 交流-直流功率变换器(AC/DCconverter)用以将交流电压转换为一恒定的直流 电信号(例如直流电压或者直流电流)。由于交流-直流功率变换器的功率较高,因此广泛 应用于驱动大功率的负载,例如电机、LED灯等。交流-直流功率变换器通常包括一整流桥, 以将外部交流电压转换为一正弦半波直流电压来提供给后续变换电路。为了减小对交流电 网的谐波污染,交流_直流功率变换器通常需要具有功率因数校正电路(PFC)来实现功率 因数校正功能,获得一较高的功率因数。
[0003] 现有技术中,单级变换电路或者两级变换电路均可以实现功率因数校正功能以及 获得恒定的输出电信号。
[0004] 参考图1,所示为一种采用现有技术的单级交流-直流功率变换器的一具体实施 例。在该实施方式中,单级交流-直流功率变换器包括单级PFC主电路10和单级PFC控制 电路20两部分。其中,单级PFC主电路为反激式(flyback)拓扑结构,单级PFC控制电路 包括电流闭环控制电路21,电流控制电路22,过零触发电路23,隔离电路和乘法器U5。
[0005] 电流闭环控制电路21采样单级PFC主电路的输出电流,其输出信号经隔离电路后 与输入电压经乘法器U5运算后得到的信号,作为基准信号输入至电流控制电路22的同相 输入端,反相输入端采样输入电流,输出端连接至过零触发电路23。过零触发电路23包括 电压比较器U3和RS触发器U4,电流控制电路22的输出端和电压比较器U3的输出端分别 连接至RS触发器的复位端R和置位端S。RS触发器的输出信号通过控制开关管S的导通 或者截止的状态,使输入电流跟随输入电压变化,以此提高单级PFC电路的功率因数。
[0006] 但是,采用这种实现方式,输出电流存在纹波,并且当纹波较大时,输出电流的误 差较大,因此,输入端的电流存在较大误差,不能准确跟随输入电压的变化,功率因数大大 降低。
[0007] 参考图2,所示为另一种采用现有技术的两级变换电路的交流-直流功率变换器 的原理框图。在该实施方式中,交流-直流功率变换器包括两级功率级电路203和205,以 及第一级控制电路204和第二级控制电路205。第一级功率级电路203接收正弦半波直流 输入电压,第一级控制电路204控制第一级功率级电路203,使得输入电流的波形跟随所述 正弦半波直流输入电压,从而实现功率因数校正。与第一级功率级电路级联的第二级功率 级电路205用以接收第一级功率级电路203的输出电压Vtjutl,根据LED灯207所需的驱动 电压,第二级控制电路206控制第二级功率级电路205,以获得基本恒定的输出电流和输出 电压,使之能够正常驱动LED灯207。
[0008] 采用图2所示的交流-直流功率变换器,对谐波的处理效果较好,可以达到较高的 功率因数;具有独立的PFC级,可以对输入DC/DC级的直流电压进行预调节,输出电压比较 精确;带载能力比较高,适合于功率较高的场合。但是,它至少需要两套控制电路和至少两 个功率开关管,所需的元器件较多,成本较高;功率密度低,损耗比较大;尤其对于中小功 率的电子设备,很不经济。
发明内容
[0009] 有鉴于此,本发明的目的在于提供一种简化的交流-直流功率变换器,以利用最 简化的变换器结构来同时获得较高的功率因数以及稳定的输出电信号。
[0010] 依据本发明一实施例的交流-直流功率变换器,包括一整流桥和滤波电容,以将 外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压,还包括第一储能元件,第二储能元件和第三 储能元件;
[0011] 在每一开关周期内,在第一工作状态时,第一路径接收所述正弦半波直流输入电 压,并对所述第一储能元件进行储能,流过所述第一储能元件的第一电流连续上升;
[0012] 第二路径接收第二直流电压,并对所述第二储能元件进行储能,流过所述第二储 能元件的第二电流持续上升;所述第一路径和所述第二路径共用一开关管;
[0013] 在第二工作状态时,所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元 件,以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压,并且,所述第一电流连续下降;
[0014] 所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至一负载;
[0015] 其中,所述第一工作状态的持续时间维持不变,并且,所述第一电流的峰值与所述 正弦半波直流输入电压成正比例关系;以及保证所述交流-直流功率变换器的输出电信号 维持恒定。
[0016] 进一步的,所述交流-直流功率变换器,还包括位于所述第二路径中的电流采样 电路,以在所述第一工作状态时,采样所述第二电流产生一反馈信号。
[0017] 优选的,所述第一储能元件包括第一感性元件,所述第二储能元件包括第二感性 元件,所述第三储能元件包括一容性元件。
[0018] 进一步的,所述交流-直流功率变换器还包括一控制和驱动电路,用以根据接收 到的所述反馈信号产生一驱动信号来驱动所述开关管。
[0019] 优选的,在第一工作状态时,所述开关管处于导通状态;在第二工作状态时,所述 开关管处于关断状态。
[0020] 优选的,所述第一储能元件、所述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组 成第一级功率级电路。
[0021] 优选的,所述第二储能元件、所述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电 路。
[0022] 优选的,所述第一级功率级电路为升压型或者反激式或者升压_降压型拓扑结 构,所述第二级功率级电路为降压型或者反激式拓扑结构或者升压-降压型拓扑结构。
[0023] 优选的,所述输出电信号包括一恒定的输出电流,用以驱动LED负载。
[0024] 依据本发明实施例的交流-直流功率变换器,集合了两级功率级电路,包含第一 储能元件和第三储能元件的第一级功率级电路通过控制不同的路径控制第一储能元件和 第三储能元件的储存能量以及释放能量的时间区间来实现功率因数校正功能,并给第二级 功率级电路提供电源电压;包含第二储能元件的第二级功率级电路用以获得稳定的输出电 信号。根据第一级功率级电路和第二级功率级电路的拓扑结构的类型,两者至少共用一开 关管以及一控制和驱动电路,根据拓扑结构的类型,两者还可以共用其他的元器件。通过这 种元器件共用的实现方式,来最大程度的简化电路结构,减小成本;并且提高变换器的功率 因数以及获得对输出电信号的良好的控制效果。
附图说明
[0025] 图1所示为采用现有技术的一种单级交流-直流功率变换器的原理框图;
[0026] 图2所示为采用现有技术的一种两级交流-直流功率变换器的原理框图;
[0027] 图3A所示为依据本发明第一实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0028] 图3B所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径 图;
[0029] 图3C所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径 图;
[0030] 图4A所示为依据本发明第二实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0031] 图4B所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径 图;
[0032] 图4C所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径 图;
[0033] 图4D所示为图4A所示的交流-直流功率变换器的工作波形图;
[0034] 图5A所示为依据本发明第三实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0035] 图5B所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径 图;
[0036] 图5C所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径 图;
[0037] 图6A所示为依据本发明第四实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0038] 图6B所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径 图;
[0039] 图6C所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径 图;
[0040] 图7A所示为依据本发明第五实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0041] 图7B所示为电感上电流和原边绕组上电流的波形图;
[0042] 图7C所示为图7A所示的交流-直流功率变换器在功率开关管和一二极管同时导 通时的导电路径图;
[0043] 图7D所示为图7A所示的交流-直流功率变换器在功率开关管和另一二极管同时 导通时的导电路径图;
[0044] 图7E所示为图7A所示的交流-直流功率变换器在功率开关管关断时的导电路径 图;
[0045] 图8A所示为依据本发明第六实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0046] 图8B所示为图8A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径 图;
[0047] 图8C所示为图8A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径 图;
[0048] 图9A所示为依据本发明第七实施例的交流-直流功率变换器的原理框图;
[0049] 图9B所示为图9A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径 图;
[0050] 图9C所示为图9A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径 图。
具体实施方式
[0051] 以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述,但本发明并不仅仅限于 这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方 案。为了使公众对本发明有彻底的了解,在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细 节,而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
[0052] 参考图3A,所示为依据本发明第一实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 在该实施例中,外部交流电压Va。经过整流桥BR和电容C:进行整流和滤波处理后,在电容 C1的两端产生正弦半波直流输入电压Vin。交流-直流功率变换器300还包括第一储能元 件即电感L2,第二储能元件即电感L3和第三储能元件即电容C6。通过不同的路径来控制第 一储能元件,第二储能元件和第三储能元件的储存能量和释放能量的时间区间以及储能元 件的自身特性,以同时获得较高的功率因数以及稳定的输出电信号。
[0053] 参考图3B所示的图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路 径图,在第一工作状态时,控制开关管Q2导通,在由电感L2,开关管Q2和电容Ci组成的第一 路径①中,流过电感L2的电感电流iu持续上升,电感L2进行储能。同时,在由电感L3,开关 管Q2,电容C6组成的第二路径②中,流过电感L3的电感电流持续上升,电感L3储存能量。
[0054] 参考图3C所示的图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路 径图,在第二工作状态时,控制开关管Q2关断,在由电感L2,二极管D6和电容C6组成的第三 路径③中,流过电感L2的电感电流1。持续下降,电容C6被充电,电感L2释放能量,并储存 至电容(:6中。当电容C6的电容值较大时,电容C6两端的电压Vbus波动很小,基本恒定。同 时,电感L3中的电感电流持续下降,电感L3中储存的能量通过由电感L3,二极管D6,电容C5 组成的第四路径④传递至负载。
[0055] 这里,第一路径①和第三路径③组成一升压型(boost)功率级电路,接收正弦半波 直流输入电压Vin以在具有较大电容值的电容C6的两端产生一基本恒定的电压Vbus。
[0056] 第二路径②和第四路径④组成一降压型(buck)功率级电路,接收电容(:6两端的电 压Vbus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V。,以及一基本恒定的输出电流I。来 驱动负载,如LED灯。
[0057] 采用图3A所示的交流-直流功率变换器,升压型功率级电路中的第一路径①和降 压型功率级电路中的第二路径②共用开关管%。升压型功率级电路中的第三路径③和降压 型功率级电路中的第四路径④共用输出二极管D6。
[0058] 图3A所示的交流-直流功率变换器还包括一保护电路,用以防止在第二工作状态 时,第二路径中的电流回流至输入端。具体的,保护电路包括一二极管D5,其连接在第一路 径中的电感L2和开关管Q2之间。所述保护电路还可以进一步包括位于第二路径中的连接 在二极管D5和电感L3之间的二极管D7,以防止电感1^会出现负电流。
[0059] 电流采样电路位于第二路径②中,以在开关管Q2导通时,采样第二路径中的电流, 即流过电感L3的电感电流,来进一步的获得输出电流的信息。具体的,电流采样点路包括一 采样电阻Rsm,根据采样电阻Rsm上的压降获得电流峰值信息,进而获得输出电流信息。控 制和驱动电路303根据采样得到的输出电流信息,产生相应的控制和驱动信号,来控制开 关管Q2的开关动作,以实现功率因数校正,以及获得一基本恒定的输出电流。
[0060] 以上详细说明了图3A所示的交流-直流功率变换器的电路结构,以及不同工作状 态时的导电路径。以下将详细说明图3A所示的交流-直流功率变换器的功率因数校正以 及恒定输出电信号的实现原理。
[0061] 根据降压型功率级电路的工作原理,在电感电流工作于临界导通模式时(BCM),输 出电流如下公式(1)计算得到:
Figure CN103166449BD00071
[0063] 其中,I。表示降压型功率级电路的输出电流;Lm3表示电感1^3的电感值;D表示降 压型功率级电路的占空比;Vbus表示电容C6两端的电压,即降压型功率级电路的输入电压; V。表示降压型功率级电路的输出电压;表示开关管Q2的导通时间;Ts表示开关管Q2的开 关周期。
[0064] 由公式(1)可以看出,由于电感L3的电感值L,输入电压Vbus,输出电压V。维持恒 定,因此,只要控制开关管Q2的导通时间t亘定,就可以保证输出电流I。恒定。
[0065] 根据升压型功率级电路的工作原理,输入电流峰值Iinpk可以由下公式(2)计算得 到:
Figure CN103166449BD00072
[0067] 这里,Iinpk表示输入电流峰值,Vin表示正弦半波直流输入电压,Lm2表示电感L2的 电感值,tm表示开关管Q2的导通时间。
[0068] 由公式(2)可以得出,电感1^2的电感值Lni2和导通时间tm均为固定值,因此,输入 电流峰值Iinpk与正弦半波直流输入电压Vin成正比例关系,实现了输入电流峰值Iinpk跟随 正弦半波直流输入电压Vin,从而获得了较高的功率因数。
[0069] 本领域技术人员可以得知,根据采样得到的输出电流信息Ifb,选择合适形式的恒 定导通时间控制和驱动电路,控制开关管92的导通时间恒定。控制和驱动电路303可以为 任何合适形式的已知的或者改进的电路,在此不再列举实施例进行详细说明。
[0070] 在该实施例中,当开关管Q2导通时,用于功率因数校正的第一路径和用以实现输 出恒定电信号的第二路径共用开关管Q2;而当开关管Q2关断时,第三路径和第四路径共用 二极管D6。升压型功率级电路和降压型功率级电路共用一控制和驱动电路303。这样的电 路结构,在大大简化电路结构的同时,实现了很好的控制效果。不仅可以获得较高的功率因 数,输出电流的稳定性更高,纹波很小,很好的适用于大功率的应用场合,例如LED灯驱动 等。
[0071] 参考图4A,所示为依据本发明第二实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 进一步的,交流-直流功率变换器300包括第一储能元件(电感Ll),第二储能元件(包括原 边绕组Wp和副边绕组Ws的变压器TP和第三储能元件(电容C2),以及第一路径①,第二路 径②,第三路径③和第四路径④。
[0072] 参考图4B所示的图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路 径图,在第一工作状态时,控制开关管Q1导通,在由电感Li,开关管Q1和电容Ci组成的第一 路径①中,流过电感L1的电感电流i^^寺续上升,电感L:进行储能。同时,在由变压器T的 原边绕组Wp,开关管Q1,电容C2组成的第二路径②中,流过原边绕组Wp的电感电流iWp持续 上升,变压器T1储存能量。
[0073] 参考图4C所示的图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路 径图,在第二工作状态时,控制开关管Q1关断,在由电感Li,二极管D2和电容C2组成的第三 路径③中,流过电感L1的电感电流i0持续下降,电容C2被充电,电感L:释放能量,并储存 至电容(:2中。当电容(: 2的电容值较大时,电容C2两端的电压Vbus波动很小,基本恒定。同 时,副边绕组Ws中电流iWs持续下降,变压器Ti中储存的能量通过由副边绕组Ws,二极管D3, 电容C3组成的第四路径④传递至负载。
[0074] 这里,第一路径①和第三路径③组成一升压型功率级电路,接收正弦半波直流输 入电压Vin以在电容C2的两端产生一基本恒定的电压Vbus。
[0075] 第二路径②和第四路径④组成一反激式功率级电路,接收电容C2两端的电压Vbus 以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V。,以及一基本恒定的输出电流I。来驱动负 载,如LED灯。
[0076] 升压型功率级电路中的第一路径和反激式功率级电路中的第二路径共用开关管 Q1以及控制和驱动电路403。
[0077] 图4A所示的交流-直流功率变换器还包括一保护电路,用以防止在第二工作状态 时,第二路径中的电流回流至输入端,以及防止变压器的原边绕组短路。具体的,保护电路 302包括一二极管D1,其连接在第一路径中的电感L1和开关管Qi之间。
[0078] 以上详细说明了图4A所示的交流-直流功率变换器的电路结构,以及不同工作状 态时的导电路径。以下将详细说明图4A所示的交流-直流功率变换器的功率因数校正以 及恒定输出电信号的控制原理。
[0079] 根据反激式功率级电路的工作原理,可以得知,交流-直流功率变换器的输出电 流I。由下公式(3)计算得到:
Figure CN103166449BD00081
[0081] 其中,I。表示反激式功率级电路的输出电流;Ipk表示变压器T1的原边绕组Wp的峰 值电流;n表示变压器T1的副边绕组Ws和原边绕组Wp的匝数比;t表示开关管Qi的关断 时间;ts表示开关管Qi的开关周期。
[0082] 其中,开关管Q1的关断时间可以由下公式(4)计算得到:
Figure CN103166449BD00091
[0084] 这里,tm表示开关管Q1的导通时间;V。表示交流-直流功率变换器的输出电压; Vbus表示电容C2两端的电压,即反激式功率级电路的输入电压。
[0085] 另外,公式(3)中的变压器T1的原边绕组Wp的峰值电流Ipk可以由下公式(5)计 算得到:
Figure CN103166449BD00092
[0087]其中,Lp表示变压器Ti的原边绕组Wp的电感值。
[0088] 将公式(4)和公式(5)代入公式(3),可以推导得出下公式(6):
Figure CN103166449BD00093
[0090] 由公式(6)可以看出,由于电压Vbus和输出电压V。维持基本恒定,电感L1的电感 值LjP匝数比n为常数,只要控制开关管Qi的导通时间t亘定,就可以保证输出电流I。 恒定。
[0091] 根据升压型功率级电路的工作原理,交流-直流功率变换器的输入电流Iin可以由 下公式(7)计算得到:
Figure CN103166449BD00094
[0093] 这里,Iinpk表示输入电流峰值,Vin表示正弦半波直流输入电压,Lml表示电感L亦 电感值。
[0094] 由公式(7)可以得出,电感以勺电感值Lnil为常数,当导通时间t亘定时,输入电 流峰值Iinpk与正弦半波直流输入电压Vin成正比例关系,实现了输入电流峰值Iinpk跟随正 弦半波直流输入电压Vin,从而获得了较高的功率因数。因此,如果能控制开关管Ql的导通 时间恒定,则能够实现图4A所示的交流-直流功率变换器的输出电流恒定,则交流-直流 功率变换器同时实现了功率因数校正功能。
[0095] 参考图4D所示的图4A中的交流-直流功率变换器的工作波形图,以电感电流为 临界导通模式(BCM)为例,输入电流1^的峰值包络线成正弦半波形状,交流-直流功率变 换器具有很高的功率因数。变压器T1的原边绕组Wp和副边绕组Ws中的电流波形如波形iwp 和iws所示,原边绕组Wp中的电流峰值维持基本不变,原边绕组Wp中的电流的上升时间为开 关管Q1的导通时间,维持基本不变。
[0096] 控制和驱动电路403用以根据交流-直流功率变换器的输出电流信息Ifb产生相 应的驱动信号\,来控制开关管Q1的开关状态,以保证开关管Ql的导通时间维持不变,在 获得稳定的输出电流的同时,获得较高的功率因数。
[0097] 其中,输出电流信息的获得可以通过多种不同的实现方式,例如可以采用与原边 绕组耦合的辅助绕组来获得;或者直接采样输出电流,然后通过光耦方式传递至位于变压 器的原边侧的控制和驱动电路;或者直接采用原边控制方式。本领域技术人员可以得知,根 据采样得到的输出电流信息,选择合适形式的恒定导通时间控制和驱动电路,来实现以上 所述的对开关管Q1的开关状态的控制。控制和驱动电路403可以为任何合适形式的已知 的或者改进的电路,在此不再列举实施例进行详细说明。
[0098] 在该实施例中,电流采样电路位于第二路径中。由于电流采样电路包括于对变压 器T1的原边绕组11)进行储能的第二路径中,因此,电流采样电路可以准确采样流过原边绕 组Wp的电感电流,而不受第一路径中的电感电流的影响。然后,采用原边控制的控制和驱动 电路403根据采样得到的电流信息来进行相应的控制,以保证开关管Q1的导通时间恒定, 从而实现功率因数校正功能以及输出电信号的恒定控制。
[0099] 具体的,电流采样电路包括一采样电阻Rsm,其连接在开关管Q1和一地电位之间, 电容C2的一端连接至原边绕组Wp,另一端连接至所述地电位。采样电阻Rsm上的压降可以 表征开关管%导通时的流过原边绕组电感电流信息,从而获得输出电流信息IFB。
[0100] 参考图5A,所示为依据本发明第三实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 在该实施例中,交流-直流功率变换器500还包括第一储能元件即电感Wp2,第二储能元件 即电感LjP第三储能元件即电容C8。
[0101] 参考图5B所示的图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路 径图,在第一工作状态时,控制开关管Q3导通,在由电感Wp2,开关管%和电容Ci组成的第一 路径①中,流过电感Wp2的电感电流持续上升,电感Wp2进行储能。同时,在由电感L5,开关管 Q3,电容C8组成的第二路径②中,流过电感L5的电感电流持续上升,电感L5储存能量。
[0102] 参考图5C所示的图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路 径图,在第二工作状态时,控制开关管Q3关断,在由电感Ws2,二极管D8和电容C8组成的第 三路径③中,流过电感Ws2的电感电流持续下降,电容C8被充电,电感Ws2释放能量,并储存 至电容(:8中。当电容C8的电容值较大时,电容C8两端的电压Vbus波动很小,基本恒定。同 时,电感L#的电感电流持续下降,电感L5中储存的能量通过由电感L5,二极管Dltl,电容C9 组成的第四路径④传递至负载。
[0103] 这里,第一路径①和第三路径③组成隔离型反激式功率级电路,接收正弦半波直 流输入电压Vin以在具有较大电容值的电容C8的两端产生一基本恒定的电压Vbus。
[0104] 第二路径②和第四路径④组成一降压型(buck)功率级电路,接收电容(:8两端的电 压Vbus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V。,以及一基本恒定的输出电流I。来 驱动负载,如LED灯。
[0105] 采用图5A所示的交流-直流功率变换器,第一路径①和第二路径②共用开关管Q2 和控制和驱动电路503。
[0106] 图5A所示的交流-直流功率变换器还包括一保护电路。具体的,所述保护电路包 括连接在电容C1和原边绕组Wp2之间的二极管D8和连接在原边绕组Wp2和副边绕组Ws2之 间的二极管D11。二极管队用于当输入电压较低时,防止电流回流至输入端。二极管D11用 于在开关管Q3关断后,防止输入电压直接接地。本领域技术人员根据上文中结合具体实施 例(图3A至图4D)对本发明内容的详细描述,可以推知图5A所示的交流-直流功率变换器 的控制原理。
[0107] 参考图6A,所示为依据本发明第四实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 在该实施例中,交流-直流功率变换器600还包括第一储能元件即电感L6,第二储能元件即 包括原边绕组Wp3和副边绕组Ws3的变压器T3,和第三储能元件即电容C1(l。
[0108] 参考图6B所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路 径图,在第一工作状态时,控制开关管Q4导通,在由二极管D12,电感L6,开关管Q4和电容C1 组成的第一路径①中,流过电感L6的电感电流持续上升,电感16进行储能。同时,在由原边 绕组Wp3,开关管Q4,电容Cltl组成的第二路径②中,流过电感Wp3的电感电流持续上升,电感 Wp3储存能量。
[0109] 参考图6C所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路 径图,在第二工作状态时,控制开关管Q4关断,在由电感L6,二极管D13和电容Cltl组成的第三 路径③中,流过电感L6的电感电流持续下降,电容Cltl被充电,电感1^释放能量,并储存至电 容Cltl中。当电容Cltl的电容值较大时,电容Cltl两端的电压Vbus波动很小,基本恒定。同时, 副边绕组Ws3中的电感电流持续下降,变压器T3中储存的能量通过由电感Ws3,二极管D14,电 容C11组成的第四路径④传递至负载。
[0110] 这里,第一路径①和第三路径③组成升压-降压型功率级电路,接收正弦半波直 流输入电压Vin以在具有较大电容值的电容C1(|的两端产生一基本恒定的电压Vbus。
[0111] 第二路径②和第四路径④组成一反激式功率级电路,接收电容Cltl两端的电压Vbus 以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V。,以及一基本恒定的输出电流I。来驱动负 载,如LED灯。
[0112] 采用图6A所示的交流-直流功率变换器,第一路径①和第二路径②共用开关管Q4 和控制和驱动电路603。
[0113] 而二极管D27用于防止电感L6上的电感电流在第二工作状态时流向原边绕组Wp3.
[0114] 参考图7A,所示为依据本发明第五实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 在该实施例中,交流-直流功率变换器700还包括第一储能元件即电感L7,第二储能元件即 包括原边绕组Wp4和副边绕组Ws4组成的变压器T4,和第三储能元件即电容C12。
[0115] 参考图7B至图7E,所示为交流-直流功率变换器700在不同工作状态下的导电路 径。交流-直流功率变换器700的两级功率级共用功率开关管Q5,控制和驱动电路703等。 其中一功率级用于实现功率因数校正,并使通过电感1^的电流峰值包络线为正弦波;另一 功率级用于获得基本恒定的输出电流给负载(如LED灯)。电容C12两端的电压可用于给其 他功率级供电。二极管D16和二极管D17的工作状态由电感L7上的电流和原边绕组Wp4上的 电流决定。
[0116] 参考图7B,所示为电感L7上的电流和原边绕组Wp4上的电流Iwp4的波形图。功 率开关管95的导通时间在每个开关周期内基本保持恒定,电流匕 7的峰值与正弦半波直流 输入电压Vin成比例关系,电流i_为具有恒定峰值的三角波。在t^ 12区间,电流ijc 于电流iwp4,二极管D17导通。在t^ti区间和12~13区间,电流込7小于电流iwp4,二极管 D16导通。
[0117] 参考图7C,所不为功率管开关〇5和二极管D17同时导通时的导电路径图。在第一 路径①中,电容C12通过功率开关管Q5和二极管D17充电,电感L7上的电流持续上升。同时, 原边绕组Wp4上的电流也持续上升,并通过第二路径②储存能量,其中,第二路径②包括二 极管D17和电容C12。此处,由于第二路径②的电流独立于第一路径①,第二路径②中的电阻 Rsm用于精确检测流过原边绕组Wp4的电流。电阻R和原边绕组Wp4的公共端连接至系统 的一个等电位点,电阻Rsm另一端上的电压用于表征流过原边绕组Wp4的电流。
[0118] 参考图7D,所不为功率开关管〇5和二极管D16同时导通时的导电路径图。在第一 路径①中,电感L7上的电流持续上升,其中,第一路径①包括二极管D15,功率开关管Q5,电阻 Rsm,原边绕组Wp4和电感L7。原边绕组Wp4上的电流包括第一路径①和第二路径②上的电 流,其中,第二路径②包括二极管D16,功率开关管Q5,电阻Rsm,原边绕组Wp4和电容C12。电 容C12可通过第二路径②放电。
[0119] 参考图7E,所示为图7A所示的交流-直流功率变换器在功率开关管〇5关断时的 导电路径图。在此工作模式下,电感L7I的电感电流将持续下降并通过第三路径③以释放 能量给电容C12,其中,第三路径③包括电感L7,二极管D18和电容C12。当电容C12的容量足 够大时,电容C12两端的电压Vbus具有较小的波动并基本维持恒定。同时,副边绕组Ws4上的 电感电流将持续下降并通过第四路径④释放能量给负载,其中,第四路径④包括电感Ws4,二 极管D19和电容C13。
[0120] 此处,第一路径①和第三路径③可形成一个buck拓扑的功率级用于接收正弦半 波直流输入电压Vin以在电容C12两端产生基本恒定的电压Vbus。由于电容C12两端的电压 Vbus由buck拓扑的功率级产生,其值较小,因而电容C12可采用具有较小容值和成本较低的 电容构成。第二路径②和第四路径④可形成一个flyback拓扑的功率级用于接收电压Vbus, 并通过第四路径④产生基本恒定的输出电压V。和基本恒定的输出电流I。以驱动负载(如 LED灯)。如图7A所示的交流-直流功率变换器,第一路径①和第二路径②共用功率开关管 Q5和控制和驱动电路703。二极管D15用于防止当直流输入电压Vin较低时,电流回流到输 入端。
[0121] 参考图8A,所示为依据本发明第六实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 交流-直流功率变换器800包括第一储能元件即电感L8,第二储能元件即包括电感L91和电 感L92,和第三储能元件即电容C15。第一路径①,第二路径②,第三路径③和第四路径④将通 过结合图8B和图8C进行描述。
[0122] 此处,第一路径①和第三路径③可形成一个boost拓扑的功率级用于接收正弦半 波直流输入电压Vin以在电容C15两端产生基本恒定的电压Vbus。第二路径②和第四路径④ 可形成一个buck拓扑的功率级用于接收电压Vbus,并产生基本恒定的输出电流I。以驱动负 载(如LED灯)。其中,boost功率级和buck功率级共用功率开关管Q6和驱动和控制电路 803〇
[0123] 参考图8B,所示为图8A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态下的导电 路径。在第一工作状态下,功率开关管Q6为导通状态。电感L8上的电感电流、持续上升 并通过第一路径①储存能量,其中,第一路径①包括电感L8,二极管D21和功率开关管Q6。同 时,流过耦合电感L91和电感L92的电感电流通过第二路径②持续上升,其中,所述第二路径 ②包括电容C15,电容C14,耦合电感L91和电感L92,以及功率开关管Q6。同时,电阻Rsm设置 在功率开关管Q6和整流桥BR-输出端的公共端以及第二路径②中的一个等效电位之间, 用于精确检测流过电感L91和电感L92之间的电感电流。
[0124] 参考图8C,所示为图8A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态下的导电 路径。在第二工作状态下,功率开关管Q6为关断状态。第三路径③包括电感L8,二极管Dm 和电容C15,电感L8上的电感电流将持续下降并通过对电容C15充电来释放能量。当电容C15 的容值较大时,电容C15两端的电压Vbus具有较小的波动并保持基本恒定。同时,耦合电感 L91和电感L92上的电感电流将持续下降,并通过第四路径④释放能量给负载,第四路径④包 括电感L92,二极管D22和电容C14。
[0125] 由于电感L91和电感L92的结构,电感电流的下降率明显增大,导致开关周期的持续 时间减小。以上描述了图8A所示的交流-直流功率变换器在不同工作状态下的电路结构 和导电路径。下面将描述图8A所示的交流-直流功率变换器的功率因数校正和恒定输出 电信号的控制原理。
[0126] 参考图9A,所示为依据本发明第七实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。 交流-直流功率变换器900包括第一储能元件即一个耦合电感包括电感Lltll和电感L1(12,第 二储能元件即变压器T5包括原边绕组Wp5和副边绕组Ws5,和第三储能元件即电容C17。以下 将结合图9对第一路径①,第二路径②,第三路径③和第四路径④进行描述。
[0127] 此处,第一路径①和第三路径③可形成一个boost拓扑的功率级用于接收正弦半 波直流输入电压Vin以在电容C15两端产生基本恒定的电压Vbus。第二路径②和第四路径④ 可形成一个flyback拓扑的功率级用于接收电压Vbus,并产生基本恒定的输出电流I。以驱 动负载(如LED灯)。其中,boost功率级和flyback功率级共用功率开关管Q7和驱动和控 制电路903。
[0128] 参考图9B,所示为图9A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态下的导电 路径。在第一工作状态下,功率开关管Q7为导通状态。耦合电感L1(11和11(12上的电流将持 续上升,并通过第一路径①储存能量,其中,第一路径①包括耦合电感Llt^PL1(12,二极管D23 和功率开关管Q7。同时,在第二路径②中,原边绕组Wp5上的电流将持续上升,其中,第二路 径②包括电容C17,二极管D25,原边绕组Wp5和功率开关管Q7。此外,在第二路径②中,电阻 Rsm可设置于功率开关管Q6和整流桥BR-输出端的公共端和一个等效电位之间,用于精确 检测流过原边绕组Wp5的电流。
[0129] 参考图9C,所示为图9A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态下的导电 路径。在第二工作状态下,功率开关管Q7为关断状态。第三路径③包括电感Lltll,二极管D24 和电容C7,电感Lltll上的电感电流将持续下降并通过对电容C17充电释放能量。当电容C17 的容值足够大时,电容C17两端的电压Vbus具有较小的波动并基本维持恒定。同时,副边绕 组Ws5上的电感电流将持续下降并通过第四路径④释放能量给负载,其中,第四路径④包括 副边绕组Ws5,二极管D26和电容C16。
[0130] 根据以上对依据本发明实施例的多个交流_直流功率变换器的详细说明,可以看 出,所述交流-直流功率变换器通过第一级功率级电路来实现功率因数校正功能,通过与 第一级功率级电路级联的第二级功率级电路来实现对输出电信号的恒定控制。第一级功率 级电路和第二级功率级电路中的部分导电路径共用一开关管;第一级功率级电路和第二级 功率级电路共用一控制和驱动电路;第一级功率级电路和第二级功率级电路可以为任何合 适形式的拓扑结构,例如升压型、降压型、升压-降压型、反激式或者正激式。根据选择的 拓扑结构的类型,第一级功率电路和第二级功率电路的导电路径中还可以共用其他的元器 件,例如图3A所示的实施例中的二极管D6。
[0131] 需要说明的是,本发明各个实施例间名称相同的器件功能也相同,且改进行性的 实施例可分别与上述多个相关实施例进行结合,但说明时仅已在上一实施例的基础上举例 说明。但电路结构包括但并不限定于以上公开的形式,只要能够实现本发明实施例所述的 相关电路的功能即可,因此,本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的 相关的改进,也在本发明实施例的保护范围之内。
[0132] 另外,还需要说明的是,在本文中,诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将 一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来,而不一定要求或者暗示这些实体或操作 之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且,术语"包括"、"包含"或者其任何其他变体 意在涵盖非排他性的包含,从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括 那些要素,而且还包括没有明确列出的其他要素,或者是还包括为这种过程、方法、物品或 者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下,由语句"包括一个……"限定的要素,并 不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0133] 依照本发明的实施例如上文所述,这些实施例并没有详尽叙述所有的细节,也不 限制该发明仅为所述的具体实施例。显然,根据以上描述,可作很多的修改和变化。本说明 书选取并具体描述这些实施例,是为了更好地解释本发明的原理和实际应用,从而使所属 技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利 要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (8)

1. 一种交流-直流功率变换器,包括一整流桥和滤波电容,以将外部交流电压转换为 正弦半波直流输入电压,其特征在于,还包括第一储能元件,第二储能元件、第三储能元件 和电流米样电路; 在每一开关周期内,在第一工作状态时,第一路径接收所述正弦半波直流输入电压,并 对所述第一储能元件进行储能,流过所述第一储能元件的第一电流连续上升; 第二路径接收第二直流电压,并对所述第二储能元件进行储能,流过所述第二储能元 件的第二电流持续上升;所述第一路径和所述第二路径共用一开关管; 在第二工作状态时,所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件, 以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压,并且,所述第一电流连续下降; 所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至一负载;所述电流采样电路位于所述第 二路径中的电流采样电路,以在所述第一工作状态时,采样所述第二电流来获取所述第二 电流的峰值信息,并产生一反馈信号; 其中,所述第一工作状态的持续时间维持不变,并且,所述第一电流的峰值与所述正弦 半波直流输入电压成正比例关系;以及保证所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持 恒定以及实现功率因数校正。
2. 根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,所述第一储能元件包括 第一感性元件,所述第二储能元件包括第二感性元件,所述第三储能元件包括一容性元件。
3. 根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,还包括一控制和驱动电 路,用以根据接收到的所述反馈信号产生一驱动信号来驱动所述开关管。
4. 根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,在第一工作状态时,所 述开关管处于导通状态;在第二工作状态时,所述开关管处于关断状态。
5. 根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,所述第一储能元件、所 述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组成第一级功率级电路。
6. 根据权利要求5所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,所述第二储能元件、所 述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电路。
7. 根据权利要求6所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,所述第一级功率级电路 为升压型或者反激式或者升压-降压型拓扑结构,所述第二级功率级电路为降压型或者反 激式拓扑结构或者升压-降压型拓扑结构。
8. 根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器,其特征在于,所述输出电信号包括一 恒定的输出电流,用以驱动LED负载。
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