CN107786092A - 变换器与其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种变换器及其控制方法，变换器包含变压器、主要开关、主动箝位电路以及控制电路。变压器包含一次侧主绕组与二次侧主绕组，用以接收输入电压并输出输出电压至负载。主要开关电性耦接于一次侧主绕组及一次侧接地端之间。主动箝位电路包括辅助开关及箝位电容。辅助开关与箝位电容串联耦接，且主动箝位电路并联耦接于一次侧主绕组或主要开关的两端，用以在主要开关截止时箝位主要开关的跨电压。控制电路输出辅助开关控制信号以控制辅助开关于主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。

Description

变换器与其控制方法
技术领域
本发明内容是关于一种变换器，特别是关于一种反激型变换器(FlybackConverter)。
背景技术
反激变换器(Flyback Converter)，因具有电路结构简单、输入输出级电气隔离、成本低廉等特点，广泛应用于小功率领域，尤其是常见于功率在100W以下的电源设备当中。
随着近年来切换式电源广泛用于笔记本电脑、平板计算机、智能型手机等可携式移动设备，切换式电源逐渐有朝向小型化、高效率以及高频化的方向发展的趋势。
然而，现有技术的反激变换器的变压器漏感损耗及开关损耗等，限制了其小型化、高频化的发展趋势。
发明内容
本发明的一态样为一种变换器。变换器包含：一变压器，包含一一次侧主绕组与一二次侧主绕组，用以接收一输入电压并输出一输出电压至一负载；一主要开关，该主要开关电性耦接于该一次侧主绕组及一一次侧接地端之间；一主动箝位电路，包括一辅助开关及一箝位电容，该辅助开关与该箝位电容串联耦接，且该主动箝位电路并联耦接于该一次侧主绕组或该主要开关的两端，用以在该主要开关截止时箝位该主要开关的跨电压；以及一控制电路，输出一辅助开关控制信号以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
在本发明内容部分实施例中，当该变换器的一负载状态处于重载时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
在本发明内容部分实施例中，变换器更包含一二次侧整流单元，该二次侧整流单元电性连接该二次侧主绕组，其中一二次侧电流于该二次侧整流单元导通期间流经该二次侧整流单元，其中该二次侧电流降到零时，该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值。
在本发明内容部分实施例中，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关的控制信号由高电平转为低电平的时刻再延时该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间的时刻导通。
在本发明内容部分实施例中，当该变换器的该负载状态处于中等负载时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。
在本发明内容部分实施例中，该变压器更包含一一次侧辅助绕组，该控制电路根据该一次侧辅助绕组两端的跨电压从负到正的零交越点计算该主要开关两端跨电压处于电压峰值时的时刻，并相应输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个电压峰值其中之一者时导通。
在本发明内容部分实施例中，当该变换器的该负载状态处于轻载时，该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该变换器操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FF mode)。
在本发明内容部分实施例中，该变换器包括一检测单元，该控制电路包括一计算单元，该检测单元用于检测该变换器的一电压信号和\或一电流信号以得到一检测信号，该计算单元接收该检测信号，并计算出该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间。
在本发明内容部分实施例中，该检测信号包括该输入电压和一一次侧辅助绕组电压，该计算单元根据该变压器的一次侧和二次侧主绕组匝数比、该变压器二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝比、输入电压和一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值的比值以及该主要开关的一导通时间计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间，并根据该二次侧电流下降时间输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
在本发明内容部分实施例中，该计算单元包括第一引脚、第二引脚、第三引脚，以及一第一电流源，该第一引脚接收该检测单元输出的一输入电压信号，该第二引脚接收该检测单元输出的该一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值，该第三引脚连接一第一电阻与该第一电流源，该计算单元根据该第一引脚、该第二引脚、该第三引脚的值及该主要开关的该导通时间计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间。
在本发明内容部分实施例中，该检测信号包括一一次侧电流峰值和一一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值，该计算单元根据该变压器的一次侧和二次侧主绕组匝数比、该变压器二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝数比、该一次侧电流峰值、该一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值以及一磁化电感计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间，并根据该二次侧电流下降时间输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
在本发明内容部分实施例中，该计算单元包括一第一引脚、一第二引脚、一第三引脚、一第四引脚、一第一电流源以及一第二电流源，该第一引脚接收该检测单元输出的一一次侧电流峰值，该第二引脚接收该检测单元输出的该一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值，该第三引脚连接一第一电阻与该第一电流源，该第四引脚连接一第二电阻与该第二电流源，该计算单元根据该第一引脚、该第二引脚、该第三引脚及该第四引脚的值计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间。
本发明的另一态样为一种变换器的控制方法，包含：由一控制电路接收一检测信号；由该控制电路根据该检测信号计算出一二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间以确定一主要开关两端跨电压的第一个谐振峰值；以及由该控制电路输出一辅助开关控制信号以控制一辅助开关于该第一个谐振峰值时导通。
在本发明内容部分实施例中，控制方法更包含：由该控制电路接收一反馈电压信号；以及根据该反馈电压信号判断该变换器的一负载状态。
在本发明内容部分实施例中，控制方法更包含：当该变换器的该负载状态处于重载时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通；以及当该变换器的该负载状态处于中等负载时，由该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。
在本发明内容部分实施例中，控制方法更包含：当该变换器的该负载状态处于轻载时，由该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该变换器操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FF mode)。
在本发明内容部分实施例中，控制方法更包含：当该反馈电压信号大于一第一临界值时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通；以及当该反馈电压信号介于该第一临界值与一轻载临界值之间时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通。
在本发明内容部分实施例中，控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通的步骤更包含：当该反馈电压信号介于第(P-1)个临界值与第P个临界值时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第P个谐振峰值时导通，其中P为小于或等于N的正整数。
在本发明内容部分实施例中，控制方法更包含：当该反馈电压信号小于该轻载临界值时，由该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该变换器操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FF mode)。
在本发明内容部分实施例中，该变压器包含一一次侧辅助绕组，该控制方法更包含：当该变换器的该负载状态处于中等负载时，由该控制电路根据该一次侧辅助绕组两端跨电压的零交越点计算该主要开关两端跨电压处于谐振峰值的时刻。
综上所述，在本发明的各个实施例中，通过检测相应的电压或电流信号，控制电路可依据负载状态决定并控制辅助开关于振荡电压波形的第几个峰值处导通，以配合负载状态提升变换器的转换效率。
附图说明
图1为根据本发明内容部分实施例所绘示的变换器的示意图。
图2为根据本发明内容部分实施例所绘示的变换器的电压电流信号波形图。
图3为根据本发明内容部分实施例所绘示的变换器的电压电流信号波形图。
图4A与图4B为根据本发明内容部分实施例所绘示的控制电路的示意图。
图5为根据本发明内容部分实施例所绘示的反馈电压信号对辅助开关导通时机的关系图。
图6为根据本发明内容部分实施例所绘示的控制方法的流程图。
其中，附图标记：
100 变换器
110 变压器
130 主动箝位电路
150 控制电路
152 检测单元
154 计算单元
600 控制方法
Co 输出电容
Cr 箝位电容
CTa 辅助开关控制信号
CTm 主要开关控制信号
D1 二次侧整流单元
Ip、Isr、Iref、Iref_m 电流
Ipk 一次侧电流峰值
Lk 漏感
Lm 磁化电感
Load 负载
N1 节点
P1～P6 期间
Pin1～Pin4 引脚
R1～R6 电阻
Sa 辅助开关
Sm 主要开关
S610～S650 步骤
T1～T4 电压峰值
TH1～TH12 临界值
Ton 导通时间
Toff 二次侧电流下降时间
Tdelay 延时时间
Vaux、Vref、Vref_m、V1、V2 电压
Vds1 跨电压
Vfb 反馈电压信号
Vin 输入电压
Vo 输出电压
ZCD 零点
具体实施方式
下文举实施例配合所附图式作详细说明，以更好地理解本发明内容的态样，但所提供的实施例并非用以限制本揭露所涵盖的范围，而结构操作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等功效的装置，皆为本揭露所涵盖的范围。此外，根据业界的标准及惯常做法，图式仅以辅助说明为目的，并未依照原尺寸作图，实际上各种特征的尺寸可任意地增加或减少以便于说明。下述说明中相同元件将以相同的符号标示来进行说明以便于理解。
在全篇说明书与申请专利范围所使用的用词(terms)，除有特别注明外，通常具有每个用词使用在此领域中、在此揭露的内容中与特殊内容中的平常意义。某些用以描述本揭露的用词将于下或在此说明书的别处讨论，以提供本领域技术人员在有关本揭露的描述上额外的引导。
在本文中所使用的用词“包含”、“包括”、“具有”、“含有”等等，均为开放性的用语，即意指“包含但不限于”。此外，本文中所使用的“和/或”，包含相关列举项目中一或多个项目的任意一个以及其所有组合。再者，于本文中，当一元件被称为“连接”或“耦接”时，可指“电性连接”或“电性耦接”。“连接”或“耦接”亦可用以表示二或多个元件间相互搭配操作或互动。此外，虽然本文中使用“第一”、“第二”、…等用语描述不同元件，该用语仅是用以区别以相同技术用语描述的元件或操作。除非上下文清楚指明，否则该用语并非特别指称或暗示次序或顺位，亦非用以限定本发明。
请参考图1。图1为根据本发明内容部分实施例所绘示的变换器100的示意图。如图1所示，变换器100用以将自输入电压源接收的输入电压Vin转换为输出电压Vo输出至负载Load。在部分实施例中，变换器100可为反激型变换器(Flyback Converter)。具体地说，在部分实施例中，变换器100为有源箝位反激型变换器(Active Clamp Flyback Converter)。
如图1所示，在部分实施例中，变换器100包含变压器110、主动箝位电路130、控制电路150、主要开关Sm、二次侧整流单元D1以及输出电容Co。
如图1所绘示，变压器110包含一次侧主绕组、二次侧主绕组以及一次侧辅助绕组。在结构上，一次侧主绕组的第一端电性耦接至输入电压Vin的正极端，一次侧主绕组的第二端通过主要开关Sm电性耦接至一一次侧接地端(即：输入电压Vin的负极端)。二次侧主绕组的第一端通过二次侧整流单元D1电性耦接至输出电容Co的第一端，二次侧主绕组的第二端电性耦接至输出电容Co的第二端。
值得注意的是，在其他部分实施例中，二次侧整流单元D1亦可设置于二次侧主绕组的第二端与输出电容Co的第二端之间。此外，在部分实施例中，二次侧整流单元D1可由如图1中所绘示的整流二极管实现。在其他部分实施例中，二次侧整流单元D1亦可由不同晶体管开关作为同步整流开关实现。因此，图1中所绘示的电路仅为本发明多个可能的实施方式之一，并非用以限制本发明。
如图1所示，变压器110用以将所接收的电能自一次侧主绕组传输至二次侧主绕组，并配合主要开关Sm、二次侧整流单元D1等电路元件的协同操作将输入电压Vin转换为输出电压Vo，以将输出电压Vo输出至负载Load。
在部分实施例中，主要开关Sm于节点N1电性耦接于变压器110的一次侧主绕组。具体来说，在部分实施例中，主要开关Sm的第一端电性耦接变压器110的一次侧主绕组的第二端。主要开关Sm的第二端电性耦接至输入电压Vin的负极端。换言之，主要开关Sm电性耦接于一次侧主绕组与一次侧接地端之间。主要开关Sm的控制端用以接收主要开关控制信号CTm，用以选择性地导通或关断主要开关Sm。举例来说，在部分实施例中，当主要开关控制信号CTm具有第一准位(如：高准位时)，主要开关Sm导通。相对地，当主要开关控制信号CTm具有第二准位(如：低准位时)，主要开关Sm关断。
具体来说，当主要开关Sm导通时，变压器110会逐渐产生初级电流Ip流经一次侧主绕组，并相应地将能量储存于变压器110中。此时变压器110的一次侧主绕组和二次侧主绕组极性相反，二次侧整流单元D1维持关断，因此没有能量自一次侧主绕组转移至二次侧主绕组，负载Load所接收到的输出电压Vo是由输出电容Co所提供。换言之，输出电容Co电性耦接于二次侧主绕组以及二次侧整流单元D1，并用以在二次侧整流单元D1关断时提供能量输出至负载Load。
相对地，当主要开关Sm关断时，绕组的极性反转，二次侧整流单元D1导通，使得磁化电流自一次侧主绕组转移至二次侧主绕组。随着电流Isr流经二次侧整流单元D1，储存于变压器110的能量经由导通的二次侧整流单元D1传递至负载Load以及输出电容Co。此期间即为二次侧整流单元D1的主导通期间。
主动箝位电路130用以在主要开关Sm截止时箝位主要开关Sm的跨电压Vds1。在部分实施例中，主动箝位电路130电性耦接于输入电压Vin的正极端以及节点N1。
具体来说，主动箝位电路130可包含辅助开关Sa以及箝位电容Cr，且辅助开关Sa与该箝位电容Cr彼此以串联耦接。在部分实施例中，辅助开关Sa的第一端于节点N1电性耦接于主要开关Sm。箝位电容Cr的第一端电性耦接于输入电压Vin的正极端与一次侧主绕组。箝位电容Cr的第二端电性耦接于辅助开关Sa的第二端。换言之，主动箝位电路130与一次侧主绕组的两端以并联形式电性连接。辅助开关Sa的控制端用以接收辅助开关控制信号CTa。在辅助开关Sa导通的状态下，箝位电容Cr以并联形式电性连接一次侧主绕组的两端，如此一来，当主要开关Sm截止时，节点N1与输入电压Vin正极端之间的电压被箝位电容Cr箝制，藉此，箝位电容Cr可箝制主要开关Sm的跨电压Vds1。
值得注意的是，在其他部分实施例中，主动箝位电路130亦可与主要开关Sm的两端彼此以并联形式电性连接，并用以在主要开关Sm截止时箝制主要开关Sm的跨电压。换言之，主动箝位电路130可并联耦接于一次侧主绕组或是主要开关Sm的两端。此外，在不同实施例中，辅助开关Sa以及箝位电容Cr亦可互换位置。
举例来说，在部分实施例中，箝位电容Cr的第一端于节点N1电性耦接于主要开关Sm。辅助开关Sa的第一端电性耦接于输入电压Vin的正极端与一次侧主绕组。箝位电容Cr的第二端电性耦接于辅助开关Sa的第二端。辅助开关Sa的控制端用以接收辅助开关控制信号CTa。因此，图1中所绘示的电路仅为本发明多个可能的实施方式之一，并非用以限制本发明。
如此一来，当辅助开关控制信号CTa控制辅助开关Sa导通时，变换器100中所存在的磁化电感Lm和漏感Lk两端的电压会被钳位至箝位电容Cr的电压。此时，二次侧整流单元D1再次导通。电流Isr再次流经二次侧整流单元D1。藉此，漏感Lk中的能量便被回收利用并传递至负载Load以及输出电容Co。此期间即为二次侧整流单元D1的次导通期间。
为进一步说明变换器100的具体操作，请一并参考图2。图2为根据本发明内容部分实施例所绘示的变换器100的电压电流信号波形图。于图2中，与图1的实施例有关的相似元件以相同的参考标号表示以便于理解。为方便及清楚说明起见，图2中所绘示的变换器100的电压电流信号将搭配图1所示实施例进行说明，但不以此为限。
如图2所示，在部分实施例中，在一开关周期内，包含期间P1～P6。于期间P1时，主要开关控制信号CTm处于高准位，主要开关Sm导通，因此主要开关Sm两端(即：源极端与汲极端)的跨电压Vds1接近为零。此时二次侧整流单元D1维持关断，因此电流Isr为零。
接着，于期间P2时，主要开关控制信号CTm自高准位切换至低准位，主要开关Sm相应关断，因此主要开关Sm两端(即：源极端与汲极端)开始承受跨电压，跨电压Vds1从低准位切换至高准位。此期间二次侧整流单元D1导通，电流Isr迅速抬升为正值。
接着，于期间P3时，随着储存于变压器110上的能量转移至负载Load，电流Isr会由最大值逐渐下降至零。
接着，于期间P4时，主要开关控制信号CTm、辅助开关控制信号CTa皆处于低准位，此时，电流Isr为零。由于主要开关Sm本身存在寄生电容和激磁电感谐振，造成跨电压Vds1会相应振荡。
接着，于期间P5时，主要开关控制信号CTm维持在低准位，此时辅助开关控制信号CTa相应自低准位切换至高准位，辅助开关Sa导通，主动箝位电路130箝制主要开关Sm的跨电压。换言之，主动箝位电路130根据箝位电容Cr的电压值和输入电压Vin将跨电压Vds1箝位于高准位。二次侧整流单元D1导通，电流Isr为正。
接着，于期间P6时，辅助开关控制信号CTa自高准位切换至低准位，辅助开关Sa相应关断，跨电压Vds1逐渐由高准位下降至零。
如此重复以上期间P1～P6的操作，便可通过控制主要开关Sm与辅助开关Sa的导通或关断，以控制变换器100将输入电压Vin转换为输出电压Vo输出至负载Load。
如图2所示的电压波形所示，在期间P4中跨电压Vds1会相应振荡。当辅助开关Sa不在主要开关Sm两端(即：跨电压Vds1)的振荡波形峰值导通时，会使得辅助开关Sa以硬切换(Hard Switching)的状态导通，进而导致开关损耗大、电磁干扰严重等问题。
换言之，为了使辅助开关Sa提高效率，以软切换(Soft Switching)的状态导通，在部分实施例中，变换器100可检测主要开关Sm两端(即：跨电压Vds1)的振荡波形的第一个峰值，作为辅助开关Sa导通的时间点。
此外，在部分实施例中，变换器100更可依据负载状态决定辅助开关Sa于跨电压Vds1振荡波形的第几个峰值处导通，以配合负载状态提升变换器100的转换效率。举例来说，在部分实施例中，控制电路150更用以接收反馈电压信号Vfb，并根据反馈电压信号Vfb判断变换器100的负载状态。
当变换器100的负载状态处于重载时，变换器100的控制电路150控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值时导通。相对地，当变换器100的负载减轻，即变换器100的负载状态处于中等负载时，控制电路150控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。此外，在部分实施例中，当变换器100的负载状态处于轻载时，控制电路150输出辅助开关控制信号CTa，以控制变换器100操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FF mode)。
请参考图3。图3为根据本发明内容部分实施例所绘示的变换器100的电压电流信号波形图。于图3中，与图1、图2的实施例有关的相似元件以相同的参考标号表示以便于理解。为方便及清楚说明起见，图3中所绘示的变换器100的电压电流信号将搭配图1、图2所示实施例进行说明，但不以此为限。
如图3所示，跨电压Vds1的波形中T1代表第一个谐振峰值，T2代表第二个谐振峰值，T3代表第三个谐振峰值。当跨电压Vds1波形处于第一个谐振峰值T1时，就是对应变换器100中流经二次侧主绕组与二次侧整流单元D1中的二次侧电流Isr刚好到达零的时刻。通过电子电路学与伏秒平衡(Volt-Second balance)原理，二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff(即：图2中期间P3的时间长度)可以通过以下公式计算：
Toff＝(1/(n*k))*(Vin/Vaux_1)*Ton
其中n代表变压器110一次侧和二次侧主绕组的匝数比，k代表变压器110二次侧主绕组匝数和一次侧辅助绕组匝数比。Vin代表输入电压Vin的值。Vaux_1代表一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值。Ton代表主要开关Sm的导通时间。本领域具通常知识者可明白如何由伏秒平衡(Volt-Second balance)原理推导以上公式，故不再于此赘述。
此外，在部分实施例中，以上公式经改写后，二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff(即：图2中期间P3的时间长度)亦可以通过以下公式计算：
Toff＝Lm*Ipk/(n*k*Vaux_1)
其中Lm代表变换器100中所存在的磁化电感，Ipk代表一次侧电流峰值。n代表变压器110一次侧和二次侧主绕组的匝数比，k代表变压器110二次侧主绕组匝数和一次侧辅助绕组匝数比。Vaux_1代表一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值。Ton代表主要开关Sm的导通时间。本领域具通常知识者可明白如何由变换器100的操作原理推导以上公式，故不再于此赘述。
具体来说，变压器110的一次侧和二次侧主绕组匝数比n、变压器110二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝比k与磁化电感Lm取决于变压器110的设计。故对于设计完成的变压器110而言，1/(n*k)与磁化电感Lm的值为已知值。
此外，输入电压Vin和一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1可以通过相应的电压检测单元检测，藉此计算出输入电压Vin和一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1的比值(Vin/Vaux_1)的值。一次侧电流峰值Ipk可以通过相应的电流检测单元检测。主要开关Sm的导通时间Ton可以由变换器100内部的芯片检测而得。
如此一来，变换器100便可根据变压器110的一次侧和二次侧主绕组匝数比n、变压器110二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝比k、磁化电感Lm、输入电压Vin、一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1、一次侧电流峰值Ipk以及主要开关Sm的导通时间Ton分别按如上两公式计算二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff，并根据二次侧电流下降时间Toff输出辅助开关控制信号CTa，以在变换器100为重载时控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值时导通，藉此实现辅助开关Sa的软导通，提高变换器100的效率。
如图3所绘示，一次侧辅助绕组电压Vaux相应于主要开关Sm两端跨电压Vds1。控制电路150可根据一次侧辅助绕组电压Vaux从负到正的零交越点(Zero-crossing point)计算主要开关Sm两端跨电压Vds1处于电压峰值T2、T3、T4…等等的时刻，并相应输出辅助开关控制信号CTa，以控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。
具体来说，控制电路150可对一次侧辅助绕组电压Vaux执行电压过零点检测，以得知电压过零点ZCD的时刻。在部分实施例中，控制电路150只要检测到振荡波形从负值过渡到正值时经过零点ZCD，控制电路150便执行计数动作。当计数值与设定的峰值数相等时，控制电路150便可在延迟一固定延时时间Tdelay后输出导通辅助开关Sa的辅助开关控制信号CTa。由于固定延时时间Tdelay被设置为延迟90度的相位角，因此辅助开关控制信号CTa便可在主要开关Sm两端跨电压Vds1处于谐振峰值时导通，以在变换器100为中等负载时控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值时导通，藉此实现辅助开关Sa的软导通，提高变换器100的效率。
为了详细说明控制电路150的具体操作，请再次参考图1。如图1所示，在结构上，变换器100还包含电阻R1～R5，其中电阻R1与电阻R2彼此以串联形式耦接，并且并联在输入电压Vin的两端。具体来说，电阻R1的第一端电性耦接至输入电压Vin的正极端，电阻R1的第二端电性耦接至电阻R2的第一端。电阻R2的第二端电性耦接至输入电压Vin的负极端。如此一来，电阻R1与电阻R2便可对输入电压Vin进行分压，以输出电压V1至控制电路150。
如图1所示，在结构上，电阻R3与电阻R4彼此以串联形式耦接，并且并联在一次侧辅助绕组的两端。具体来说，电阻R3的第一端电性耦接至辅助绕组的第一端，电阻R3的第二端电性耦接至电阻R4的第一端。电阻R4的第二端电性耦接至辅助绕组的第二端以及电阻R2的第二端。辅助绕组的第二端电性耦接至输入电压Vin的负极端。其中，一次侧主绕组的第一端、二次侧主绕组的第二端与辅助绕组的第二端为同名端。如此一来，电阻R3与电阻R4便可对辅助绕组两端的跨电压进行分压，以输出电压V2至控制电路150。
由于输入电压Vin与一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1都是高压，因此分别通过电阻R1、R2以及电阻R3、R4分压后，便可提供适当的电压准位以供控制电路150进行检测。具体来说，电压V1的大小为Vin*R2/(R1+R2)，电压V2的大小为Vaux_1*R4/(R3+R4)。如此一来，通过设置合理的电阻参数值，使得电阻R1与R2的比值和电阻R3与R4的比值相同，即R1/R2＝R3/R4，便可通过电压V1与电压V2的比值计算出输入电压Vin和一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1的比值(即：V1/V2＝Vin/Vaux_1)。
此外，如先前段落中所述，变压器110设计确定后，参数值1/(n*k)便为一固定常数。因此控制电路150便可通过外接高精度电阻R5，并藉由控制电路150内部的恒定电流源的参考电流Iref流过电阻R5得到恒定的电压Vref，以代表参数值1/(n*k)。
此外，控制电路150可于每一周期主要开关Sm开启的时间点，也就是上一周期辅助开关Sa关断后再延时一极短固定时间后开始计时，直到流经一次侧主绕组初级电流Ip的电流达到峰值，对应的电压值达到反馈电压时结束计时，以计算出一次侧主要开关Sm导通时间Ton。
如此一来，控制电路150得知主要开关Sm导通时间Ton、参数值1/(n*k)、输入电压Vin和代表一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1的比值(Vin/Vaux_1)后，控制电路150便可将数值相乘以获得二次侧电流下降时间Toff，计算出主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值的时刻。此外，在部分实施例中，控制电路150亦可以根据实测波形来微调电阻值，使得辅助开关Sa精确在跨电压Vds1的第一波峰处导通。
由于电压V2的大小为Vaux_1*R4/(R3+R4)，因此，控制电路150亦可对电压V2执行电压过零点检测，以检测跨电压Vds1的第二波峰、第三波峰，以至于第N波峰，并使辅助开关Sa于其中一者导通，实现软切换。
请参考图4A。图4A为根据本发明内容部分实施例所绘示的控制电路150的示意图。如图4A所示，在部分实施例中，控制电路150包含计算单元154。变换器100的检测单元152用于检测变换器100的电压信号和/或电流信号以得到检测信号。计算单元154接收检测信号，并根据检测信号计算出二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff。
如先前段落中所述，在部分实施例中，检测信号包括反应输入电压Vin的V1和一次侧辅助绕组于二次侧电流下降时间Toff期间的电压值Vaux_1。计算单元154根据变压器110的一次侧和二次侧主绕组匝数比n、二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝比k、输入电压Vin和一次侧辅助绕组于二次侧电流下降时间Toff期间的电压值Vaux_1的比值(Vin/Vaux_1)以及主要开关Sm的导通时间Ton计算二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff，并根据二次侧电流下降时间Toff输出辅助开关控制信号CTa，以控制辅助开关Sa于主要开关Sm的控制信号由高电平转为低电平的时刻再延时二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff的时刻导通，即主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值时导通。
具体来说，在部分实施例中，计算单元154包括第一引脚Pin1接收检测单元152输出的输入电压信号(即：电压V1)，第二引脚Pin2接收检测单元152输出的一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1(即：电压V2)。第三引脚Pin3连接电阻R5及第一电流源，并通过第一电流源提供一电流Iref流过电阻R5以得到恒定的电压Vref，藉以代表参数值1/(n*k)。
如此一来，计算单元154便可根据第一引脚Pin1、第二引脚Pin2、第三引脚Pin3的值以及其内部计时得到的主要开关Sm的导通时间Ton计算二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff。
请参考图4B。图4B为根据本发明内容部分实施例所绘示的控制电路150的示意图。如图4B所示，在部分实施例中，检测信号包括一次侧电流峰值Ipk和一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1。计算单元154根据变压器110的一次侧和二次侧主绕组匝数比n、变压器110的二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝数比k、一次侧电流峰值Ipk、一次侧辅助绕组电压Vaux以及磁化电感Lm计算二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff，并根据二次侧电流下降时间Toff输出辅助开关控制信号CTa，以控制辅助开关Sa于主要开关Sm的控制信号由高电平转为低电平的时刻再延时二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff的时刻导通，即主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值时导通。
具体来说，如图4B所绘示，在部分实施例中，计算单元154包括第一引脚Pin1接收检测单元152输出的一次侧电流峰值Ipk，第二引脚Pin2接收检测单元152输出的一次侧辅助绕组于Toff期间的电压值Vaux_1(即：电压V2)。第三引脚Pin3连接电阻R5与第一电流源，并通过第一电流源提供一电流Iref流过电阻R5以得到恒定的电压Vref，藉以代表参数值1/(n*k)，第四引脚Pin4连接电阻R6与第二电流源，并通过第二电流源提供一电流Iref_m流过电阻R6以得到恒定的电压Vref_m，藉以代表参数值Lm。
如此一来，计算单元154便可根据第一引脚Pin1、第二引脚Pin2、第三引脚Pin3以及第四引脚Pin4的值计算二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff。
值得注意的是，上述实施例中的检测单元152不限于图1所示的具体实施例。此外，计算单元154也可根据实际设计需求改变。
请参考图5。图5为根据本发明内容部分实施例所绘示的反馈电压信号Vfb对辅助开关Sa导通时机的关系图。如图5所示，反馈电压信号Vfb可用以代表变换器100的负载状态。
当变换器100的负载状态处于重载时，变换器100的控制电路150控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值T1时导通。
如图所示，当变换器100的负载逐渐减轻，使得反馈电压信号Vfb低于临界值TH1时，控制电路150控制辅助开关Sa导通时机自第一个谐振峰值T1切换至第二个谐振峰值T2。相似地，反馈电压信号Vfb低于临界值TH2时，控制电路150控制辅助开关Sa导通时机自第二个谐振峰值T2切换至第三个谐振峰值T3，并以此类推。
如此一来，当变换器100的负载状态处于中等负载时，控制电路150便可控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。
此外，当反馈电压信号Vfb低于临界值TH6时，变换器100的负载状态处于轻载。此时，控制电路150输出辅助开关控制信号CTa，以控制变换器100操作在固定频率模式(fixedFrequency mode，FF mode)。
相似地，当变换器100的负载状态自轻载逐步提高回重载时，控制电路150亦可控制变换器100操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FF mode)，到辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，再到辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值T1时导通。
如图所示，当变换器100的负载逐渐增加，使得反馈电压信号Vfb高于临界值TH7时，控制电路150控制变换器100跳出固定频率模式，并控制辅助开关Sa导通时机切换至第六个谐振峰值T6。相似地，反馈电压信号Vfb高于临界值TH8时，控制电路150控制辅助开关Sa导通时机自第六个谐振峰值T2切换至第五个谐振峰值T5。反馈电压信号Vfb高于临界值TH9时，控制电路150控制辅助开关Sa导通时机自第五个谐振峰值T5切换至第四个谐振峰值T4，并以此类推。
最后，当反馈电压信号Vfb高于临界值TH12时，控制电路150控制辅助开关Sa导通时机自第二个谐振峰值T2切换至第一个谐振峰值T1。
值得注意的是，如图5中所绘示，当负载从重载状态减轻至轻载状态时，与负载从轻载状态加重至重载状态时，可分别选用不同的临界值TH1～TH12进行切换。举例来说，当负载从重载状态减轻至轻载状态时可根据临界值TH1～TH6进行切换。相对地，当负载从轻载状态加重至重载状态时可根据临界值TH7～TH12进行切换。且TH1～TH12的具体值也可根据实际设计需求调整。
此外，上述各实施例中的各个元件可以由各种类型的数字或模拟电路实现，亦可分别由不同的集成电路芯片实现。各个元件亦可整合至单一的数字控制芯片。各个控制电路150亦可由各种处理器或其他集成电路芯片实现。上述仅为例示，本发明内容并不以此为限。
请参考图6。图6为根据本发明内容部分实施例所绘示的控制方法600的流程图。为方便及清楚说明起见，下述控制方法600是配合图1～图5所示实施例进行说明，但不以此为限，任何熟悉本领域的相关技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可对作各种更动与润饰。如图6所示，控制方法600包含步骤S610、S620、S630、S640以及S650。
首先，在步骤S610中，由控制电路150接收一检测信号。举例来说，在部分实施例中，检测信号包括输入电压Vin和一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值Vaux_1。在其他部分实施例中，检测信号包含一次侧电流峰值Ipk和一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值Vaux_1。换言之，检测信号包含一第一信号和一第二信号。
举例来说，在部分实施例中，变换器100包含电阻R1、R2与电阻R3、R4，电阻R1与电阻R2于第一节点电性耦接，并彼此串联于输入电压Vin的正极端与负极端。电阻R3与电阻R4于第二节点电性耦接，并彼此串联于一次侧辅助绕组的第一端与第二端。步骤S610更包含根据电阻R1与电阻R2电性连接的第一节点的电压值接收第一信号(如：输入电压Vin)，以及由控制电路150根据一次侧辅助绕组电压Vaux接收第二信号。具体来说，控制电路150根据电阻R3与电阻R4电性连接的第二节点的电压值接收第二信号(如：一次侧辅助绕组电压Vaux)。
接着，在步骤S620中，由控制电路150接收反馈电压信号Vfb。
接着，在步骤S630中，根据反馈电压信号Vfb判断变换器100的负载状态。
接着，在步骤S640、S650中，当变换器100的负载状态处于重载时，由控制电路150根据二次侧电流下降时间Toff输出辅助开关控制信号CTa，以控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值时导通。
具体来说，在步骤S640中，由控制电路150根据检测信号计算出二次侧电流Isr从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间Toff，以确定主要开关Sm两端跨电压Vds1的第一个谐振峰值。接着，在步骤S650中，由控制电路150输出辅助开关控制信号CTa以控制辅助开关Sa于第一个谐振峰值时导通。
值得注意的是，在部分实施例中，控制方法600更包含当变换器100的负载状态处于中等负载时，由控制电路150输出辅助开关控制信号CTa，以控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。在部分实施例中，控制方法600更包含当变换器100的负载状态处于轻载时，由控制电路150输出辅助开关控制信号CTa，以控制变换器100操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FFmode)。
具体来说，在部分实施例中，当反馈电压信号Vfb大于第一临界值(如：第5图中的临界值TH1)时，控制电路150控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第一个谐振峰值时导通。当反馈电压信号Vfb介于第一临界值(如：第5图中的临界值TH1)与轻载临界值(如：第5图中的临界值TH6)之间时，控制电路150控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通。相似地，当反馈电压信号Vfb小于轻载临界值(如：第5图中的临界值TH6)时，由控制电路150输出辅助开关控制信号CTa，以控制变换器100操作在固定频率模式(fixed Frequency mode，FF mode)。
举例来说，在部分实施例中，控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压Vds1处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通的步骤包含：当反馈电压信号Vfb介于第(P-1)个临界值(如：第5图中的临界值TH1、TH2、TH3、TH4或TH5)与第P个临界值(如：第5图中的临界值TH2、TH3、TH4、TH5或TH6)时，控制电路150控制辅助开关Sa于主要开关Sm两端跨电压处于第P个谐振峰值时导通，其中P为小于或等于N的正整数。具体来说，在部分实施例中，当变换器100的负载状态处于中等负载时，由控制电路150根据一次侧辅助绕组电压Vaux的零交越点计算主要开关Sm两端跨电压处于第P个谐振峰值的时刻。
所属技术领域具有通常知识者可直接了解此控制方法600如何基于上述多个不同实施例中的变换器100以执行该等操作及功能，故不再此赘述。
此外，虽然本文将所公开的方法示出和描述为一系列的步骤或事件，但是应当理解，所示出的这些步骤或事件的顺序不应解释为限制意义。例如，部分步骤可以以不同顺序发生和/或与除了本文所示和/或所描述的步骤或事件以外的其他步骤或事件同时发生。另外，实施本文所描述的一个或多个态样或实施例时，并非所有于此示出的步骤皆为必需。此外，本文中的一个或多个步骤亦可能在一个或多个分离的步骤和/或阶段中执行。
综上所述，在本发明的各个实施例中，通过检测相应的电压或电流信号，控制电路150可控制辅助开关Sa于振荡电压波形的第一个峰值处导通，以提升变换器100的转换效率。此外，通过检测相应的电压或电流信号，控制电路150可控制辅助开关Sa依据负载状态决定于振荡电压波形的第2～N个峰值处导通，以提升变换器100的整体转换效率。
虽然本发明内容已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明内容，任何熟悉本领域的相关技术人员，在不脱离本发明内容的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，但这些更动与润饰皆应包含于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (20)

1.一种变换器，其特征在于，包含：
一变压器，包含一一次侧主绕组与一二次侧主绕组，用以接收一输入电压并输出一输出电压至一负载；
一主要开关，该主要开关电性耦接于该一次侧主绕组及一一次侧接地端之间；
一主动箝位电路，包括一辅助开关及一箝位电容，该辅助开关与该箝位电容串联耦接，且该主动箝位电路并联耦接于该一次侧主绕组或该主要开关的两端，用以在该主要开关截止时箝位该主要开关的跨电压；以及
一控制电路，输出一辅助开关控制信号以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
2.如权利要求1所述的变换器，其中当该变换器的一负载状态处于重载时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
3.如权利要求2所述的变换器，其特征在于，更包含一二次侧整流单元，该二次侧整流单元电性连接该二次侧主绕组，其中一二次侧电流于该二次侧整流单元导通期间流经该二次侧整流单元，其中该二次侧电流降到零时，该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值。
4.如权利要求3所述的变换器，其特征在于，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关的控制信号由高电平转为低电平的时刻再延时该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间的时刻导通。
5.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，当该变换器的该负载状态处于中等负载时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。
6.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，该变压器更包含一一次侧辅助绕组，该控制电路根据该一次侧辅助绕组两端的跨电压从负到正的零交越点计算该主要开关两端跨电压处于谐振峰值时的时刻，并相应输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通。
7.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，当该变换器的该负载状态处于轻载时，该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该变换器操作在固定频率模式。
8.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，该变换器包括一检测单元，该控制电路包括一计算单元，该检测单元用于检测该变换器的一电压信号和/或一电流信号以得到一检测信号，该计算单元接收该检测信号，并计算出该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间。
9.如权利要求8所述的变换器，其特征在于，该检测信号包括该输入电压和一一次侧辅助绕组电压，该计算单元根据该变压器的一次侧和二次侧主绕组匝数比、该变压器二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝比、输入电压和一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值的比值以及该主要开关的一导通时间计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间，并根据该二次侧电流下降时间输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
10.如权利要求9所述的变换器，其特征在于，该计算单元包括第一引脚、第二引脚、第三引脚，以及一第一电流源，该第一引脚接收该检测单元输出的一输入电压信号，该第二引脚接收该检测单元输出的该一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值，该第三引脚连接一第一电阻与该第一电流源，该计算单元根据该第一引脚、该第二引脚、该第三引脚的值及该主要开关的该导通时间计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间。
11.如权利要求8所述的变换器，其特征在于，该检测信号包括一一次侧电流峰值和一一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值，该计算单元根据该变压器的一次侧和二次侧主绕组匝数比、该变压器二次侧主绕组和一次侧辅助绕组匝数比、该一次侧电流峰值、该一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值以及一磁化电感计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间，并根据该二次侧电流下降时间输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通。
12.如权利要求11所述的变换器，其特征在于，该计算单元包括一第一引脚、一第二引脚、一第三引脚、一第四引脚、一第一电流源以及一第二电流源，该第一引脚接收该检测单元输出的一一次侧电流峰值，该第二引脚接收该检测单元输出的该一次侧辅助绕组于该二次侧电流下降期间的电压值，该第三引脚连接一第一电阻与该第一电流源，该第四引脚连接一第二电阻与该第二电流源，该计算单元根据该第一引脚、该第二引脚、该第三引脚及该第四引脚的值计算该二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间。
13.一种变换器的控制方法，其特征在于，包含：
由一控制电路接收一检测信号；
由该控制电路根据该检测信号计算出一二次侧电流从最大值下降到零所需的二次侧电流下降时间以确定一主要开关两端跨电压的第一个谐振峰值；以及
由该控制电路输出一辅助开关控制信号以控制一辅助开关于该第一个谐振峰值时导通。
14.如第13项所述的控制方法，其特征在于，更包含：
由该控制电路接收一反馈电压信号；以及
根据该反馈电压信号判断该变换器的一负载状态。
15.如第14项所述的控制方法，其特征在于，更包含：
当该变换器的该负载状态处于重载时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振峰值时导通；以及
当该变换器的该负载状态处于中等负载时，由该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通，其中N为正整数。
16.如第15项所述的控制方法，其特征在于，更包含：
当该变换器的该负载状态处于轻载时，由该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该变换器操作在固定频率模式。
17.如第15项所述的控制方法，其特征在于，更包含：
当该反馈电压信号大于一第一临界值时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第一个谐振压峰值时导通；以及
当该反馈电压信号介于该第一临界值与一轻载临界值之间时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通。
18.如第17项所述的控制方法，其特征在于，控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第2～N个谐振峰值其中之一者时导通的步骤更包含：
当该反馈电压信号介于第(P-1)个临界值与第P个临界值时，该控制电路控制该辅助开关于该主要开关两端跨电压处于第P个谐振峰值时导通，其中P为小于或等于N的正整数。
19.如第17项所述的控制方法，其特征在于，更包含：
当该反馈电压信号小于该轻载临界值时，由该控制电路输出该辅助开关控制信号，以控制该变换器操作在固定频率模式。
20.如第15项所述的控制方法，其特征在于，该变压器包含一一次侧辅助绕组，该控制方法更包含：
当该变换器的该负载状态处于中等负载时，由该控制电路根据该一次侧辅助绕组两端跨电压的零交越点计算该主要开关两端跨电压处于谐振峰值的时刻。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110445355A (zh) * 2019-07-26 2019-11-12 成都芯源系统有限公司 开关电源及其驱动电路和驱动方法
CN110460239A (zh) * 2019-08-14 2019-11-15 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位反激变换器
CN111190039A (zh) * 2018-11-14 2020-05-22 台达电子工业股份有限公司 功率变换器的电流检测电路
CN112003476A (zh) * 2020-08-06 2020-11-27 东南大学 一种减小acf功率管体二极管导通时间的控制方法
CN112130049A (zh) * 2020-09-15 2020-12-25 昆明理工大学 功率开关器件的软开关检测电路和开关损耗动态优化方法
TWI733552B (zh) * 2020-08-11 2021-07-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源轉換電路及其主動箝位緩衝器

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9774270B2 (en) 2015-06-15 2017-09-26 Apple Inc. Systems and methods of operation for power converters having series-parallel mode active clamps
US20180205311A1 (en) 2017-01-17 2018-07-19 Apple Inc. Control of Series-Parallel Mode (SPM) Clamped Flyback Converter
KR102445377B1 (ko) * 2016-10-11 2022-09-20 애펄스 파워 인코포레이티드 스위치-모드 파워 공급원 제어기
DE102017126696A1 (de) * 2017-11-14 2019-05-16 Infineon Technologies Austria Ag Spannungswandlersteuerung, Spannungswandler und Verfahren zum Betreiben eines Spannungswandlers
US10461627B2 (en) 2018-02-14 2019-10-29 Silanna Asia Pte Ltd Fractional valley switching controller
KR102075470B1 (ko) * 2018-05-25 2020-02-10 한국항공우주연구원 플라이백 컨버터
EP3591826B1 (en) * 2018-07-03 2021-02-24 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Method and apparatus for controlling a flyback converter
JP6853851B2 (ja) * 2018-07-03 2021-03-31 台達電子企業管理（上海）有限公司 フライバックコンバータの制御方法及び装置
CN108988652A (zh) * 2018-09-10 2018-12-11 杰华特微电子（张家港）有限公司 反激有源钳位电路及其控制方法
CN109302075A (zh) * 2018-11-02 2019-02-01 杰华特微电子（杭州）有限公司 检测电路和方法、开关控制电路以及反激变换电路
CN109768711A (zh) * 2019-02-28 2019-05-17 深圳市西林电气技术有限公司 一种同步整流控制电路及方法
US11606036B2 (en) 2019-06-11 2023-03-14 Champion Microelectronic Corporation Switching power converter and controller for a switching power converter
CN112117905B (zh) * 2019-06-20 2021-12-21 东南大学 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
US10855192B1 (en) * 2019-08-13 2020-12-01 Apple Inc. Voltage slew rate limiters for transformer-based switching power converters
CN110581651B (zh) * 2019-10-12 2020-09-08 无锡芯朋微电子股份有限公司 高度集成的开关电源及控制电路
TWI729585B (zh) * 2019-11-22 2021-06-01 亞源科技股份有限公司 雙模式主動箝制返馳式轉換器
US11005364B1 (en) 2019-12-18 2021-05-11 Silanna Asia Pte Ltd Frequency jitter utilizing a fractional valley switching controller
US11050350B1 (en) * 2020-03-20 2021-06-29 Huayuan Semiconductor (Shenzhen) Limited Company Controlling an active clamp switching power converter circuit based on a sensed voltage drop on an auxiliary winding
TWI732581B (zh) * 2020-06-03 2021-07-01 亞源科技股份有限公司 具減震控制之轉換裝置及其減震控制的操作方法
US11606040B2 (en) * 2020-06-16 2023-03-14 Champion Microelectronic Corporation Power converter and controller for a power converter and manners of operation thereof
CN111917301A (zh) * 2020-06-17 2020-11-10 广州金升阳科技有限公司 一种正反激辅助电路及包含该辅助电路的开关电源电路
TWI743916B (zh) * 2020-07-31 2021-10-21 大陸商艾科微電子（深圳）有限公司 電源轉換裝置、控制模組及其操作方法
CN115566904A (zh) * 2021-07-02 2023-01-03 台达电子工业股份有限公司 功率转换电路

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080170419A1 (en) * 2007-01-16 2008-07-17 Spi Electronic Co., Ltd. Active peak voltage-limiting clamp circuit
CN101572490A (zh) * 2009-06-15 2009-11-04 浙江大学 零电压开关反激式直流-直流电源转换装置
CN102307017A (zh) * 2011-09-16 2012-01-04 浙江大学 一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法
CN102651615A (zh) * 2011-02-23 2012-08-29 全汉企业股份有限公司 电源转换器以及电源转换器的控制方法
CN103023352A (zh) * 2012-12-11 2013-04-03 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种交流-直流功率变换器
US20150016153A1 (en) * 2013-07-12 2015-01-15 Solantro Semiconductor Corp. Pulse mode active clamping

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5943200A (en) 1998-01-06 1999-08-24 Lucent Technologies Inc. Peak voltage clamping circuit for high frequency boost converter and method of operation thereof
TW200828745A (en) 2006-12-29 2008-07-01 Spi Electronic Co Ltd Active latching circuit for constraining peak voltage
TWI358188B (en) 2008-09-17 2012-02-11 Delta Electronics Inc Forward-flyback converter with active-clamp circui
TWI521851B (zh) 2014-05-07 2016-02-11 光寶科技股份有限公司 混合模式主動箝位電源轉換器
CN104300795B (zh) 2014-10-11 2017-08-11 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
CN104485831B (zh) 2014-12-29 2017-01-04 杭州禾迈电力电子技术有限公司 反激变压器漏感能量吸收回馈电路的控制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080170419A1 (en) * 2007-01-16 2008-07-17 Spi Electronic Co., Ltd. Active peak voltage-limiting clamp circuit
CN101572490A (zh) * 2009-06-15 2009-11-04 浙江大学 零电压开关反激式直流-直流电源转换装置
CN102651615A (zh) * 2011-02-23 2012-08-29 全汉企业股份有限公司 电源转换器以及电源转换器的控制方法
CN102307017A (zh) * 2011-09-16 2012-01-04 浙江大学 一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法
CN103023352A (zh) * 2012-12-11 2013-04-03 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种交流-直流功率变换器
US20150016153A1 (en) * 2013-07-12 2015-01-15 Solantro Semiconductor Corp. Pulse mode active clamping

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111190039A (zh) * 2018-11-14 2020-05-22 台达电子工业股份有限公司 功率变换器的电流检测电路
CN111190039B (zh) * 2018-11-14 2022-06-28 台达电子工业股份有限公司 功率变换器的电流检测电路
US11525848B2 (en) 2018-11-14 2022-12-13 Delta Electronics, Inc. Current detecting circuit of power converter
CN110445355A (zh) * 2019-07-26 2019-11-12 成都芯源系统有限公司 开关电源及其驱动电路和驱动方法
CN110460239A (zh) * 2019-08-14 2019-11-15 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位反激变换器
CN110460239B (zh) * 2019-08-14 2020-06-16 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位反激变换器
CN112003476A (zh) * 2020-08-06 2020-11-27 东南大学 一种减小acf功率管体二极管导通时间的控制方法
CN112003476B (zh) * 2020-08-06 2022-02-15 东南大学 一种减小acf功率管体二极管导通时间的控制方法
TWI733552B (zh) * 2020-08-11 2021-07-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源轉換電路及其主動箝位緩衝器
CN112130049A (zh) * 2020-09-15 2020-12-25 昆明理工大学 功率开关器件的软开关检测电路和开关损耗动态优化方法
CN112130049B (zh) * 2020-09-15 2021-09-03 昆明理工大学 功率开关器件的软开关检测电路和开关损耗动态优化方法

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