TWI733552B - 返馳式電源轉換電路及其主動箝位緩衝器 - Google Patents

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Abstract

一種返馳式電源轉換電路，包含功率變壓器、一次側控制電路、二次側控制電路以及主動箝位緩衝器。其中，主動箝位緩衝器包括緩衝器開關與控制訊號產生電路。控制訊號產生電路用以於切換訊號的開關週期中之一次側開關的不導通時段中的一段柔性切換期間，控制緩衝器開關導通，使一次側開關達成柔性切換。其中柔性切換期間之起始時點根據電流閾值而決定，使得二次側電流於起始時點不低於電流閾值，進而使得二次側控制電路於起始時點保持同步整流開關導通。其中，二次側控制電路於二次側電流低於電流閾值時，不導通同步整流開關。

Description

返馳式電源轉換電路及其主動箝位緩衝器
本發明係有關一種返馳式電源轉換電路，特別是指一種使一次側開關達成柔性切換之返馳式電源轉換電路。本發明也有關於返馳式電源轉換電路之主動箝位緩衝器。
圖1A與1B揭示一種先前技術之具主動箝位(active clamping)之返馳式電源轉換電路(返馳式電源轉換電路1)。返馳式電源轉換電路1用以將輸入電壓VI轉換為輸出電壓VO，其包含變壓器10、一次側開關S1、緩衝器開關S2以及緩衝電容Cr。如圖1A所示，一次側開關S1根據一次側開關控制訊號S1C而操作，以切換變壓器10中之一次側繞組W1，而將輸入電源轉換為輸出電源。其中，輸入電源包括輸入電壓VI與輸入電流IIN，輸出電源包括輸出電壓VO與輸出電流IOUT。其中，二次側繞組W2於輸出節點OUT產生輸出電壓VO與輸出電流IOUT，以供應輸出電源予負載電路40。當一次側開關S1導通時，電能儲存於一次側繞組W1；當一次側開關S1不導通時，儲存於一次側繞組W1的電能將由一次側繞組W1轉移至二次側繞組W2，而在輸出節點OUT產生輸出電壓VO。
其中，緩衝器開關S2以及緩衝電容Cr形成一主動箝位支路。請同時參閱圖1B，顯示一次側開關控制訊號S1C與緩衝器控制訊號S2C的訊號波形示意圖。如圖1B所示意，該主動箝位支路於一次側開關S1不導通時(一次側開關控制訊號S1C為低電位時)導通(緩衝器控制訊號S2C為高電位時)，使一次側繞組W1之漏感Lr於一次側開關S1導通時(一次側開關控制訊號S1C為高電位時)所儲存之能量，可藉由此主動箝位支路洩放並儲存於緩衝電容Cr之中，以避免一次側開關S1切換時造成的脈衝電壓過高，損壞電路元件。此外，在一次側開關S1導通之前，可藉由儲存於緩衝電容Cr中之能量，對一次側開關S1之寄生電容Coss放電，使得該一次側開關S1導通時達成柔性切換，本先前技術中，一次側開關S1與緩衝器開關S2之切換大致上互為反相，如圖1B所示。
需說明的是，激磁電感Lm為一次側繞組W1中的理想電感，亦即排除漏感Lr之電感，激磁電流Im為流經激磁電感Lm的電流。此外，一次側電流IP為流經一次側繞組(包括激磁電感Lm與漏感Lr)之電流。一次側繞組W1與二次側繞組W2的圈數比為n:1。一次側開關之跨壓VDS為一次側開關S1之汲極端與源極端間之電壓差。
圖1A與1B圖中所示之先前技術，其缺點在於，由於緩衝器開關S2與一次側開關S1導通之間之空滯時間Td(dead time)一般而言為一固定之時間，因此一次側開關S1之導通時間可能並未落在零電壓切換的時間點（即寄生電容Coss放電完畢的時間點），可能超前或延後，在激磁電感Lm與緩衝電容Cr間形成循環諧振，而造成功率損失。
其他相關的先前技術，請參閱US5570278、CN101572490B以及US9954456。
本發明相較於前技術，可調整緩衝器開關S2於柔性切換期間中，對應導通之起始時點與結束時點，以確保一次側開關S1在緩衝期間可達成緩衝效果，而在柔性切換期間達成柔性切換，因而可降低功率損失，而提高電源轉換效率。
此外，本發明相較於於圖1A與1B之先前技術，更根據相關於不導通二次側同步整流開關的電流閾值，而調整柔性切換期間的起始時點與結束時點，以降低輸出電流IOUT，在一次側開關S1不導通時，所造成的功率損耗。
有鑑於此，本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種返馳式電源轉換電路及其中之主動箝位緩衝器，在以緩衝電容避免損壞電路元件的情況下，又可以降低輸出電流所造成的功率損失，以提高功率轉換效率。
就其中一個觀點言，本發明提供了一種返馳式電源轉換電路用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源轉換電路包含：一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制一一次側開關，而切換該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓；一二次側控制電路，用以根據流經該功率變壓器的一二次側繞組之一二次側電流，而控制與該二次側繞組串聯之一同步整流開關，且該二次側控制電路於該二次側電流低於一電流閾值時，不導通該同步整流開關；以及一主動箝位緩衝器，包括一緩衝器開關與一控制訊號產生電路，其中該控制訊號產生電路用以於該切換訊號的一開關週期中之該一次側開關的一不導通時段中的一段柔性切換期間，控制該緩衝器開關導通，使該一次側開關達成柔性切換；其中該緩衝器開關與一緩衝電容串聯後，與該一次側繞組並聯；其中，該功率變壓器於該一次側開關導通時感磁，且於該一次側開關轉為不導通時將感磁時所獲得的能量傳送到該輸出電壓；其中，該段柔性切換期間之一起始時點根據該電流閾值而決定，使得該二次側電流於該起始時點不低於該電流閾值，進而使得該二次側控制電路於該起始時點保持該同步整流開關導通。
就另一觀點言，本發明提供了一種主動箝位緩衝器，用於一返馳式電源轉換電路之中 ，該返馳式電源轉換電路用以產生一切換訊號，以控制一一次側開關，而切換其中一功率變壓器的一一次側繞組，以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，該主動箝位緩衝器包含：一緩衝器開關，與一緩衝電容串聯後，與該一次側繞組並聯；以及一控制訊號產生電路，用以於該切換訊號的一開關週期中之該一次側開關的一不導通時段中的一段柔性切換期間，控制該緩衝器開關導通，使該一次側開關達成柔性切換；其中，該返馳式電源轉換電路中之一二次側控制電路，用以根據流經該功率變壓器的一二次側繞組之一二次側電流，而控制與該二次側繞組串聯之一同步整流開關，且該二次側控制電路於該二次側電流低於一電流閾值時，不導通該同步整流開關；其中，該段柔性切換期間之一起始時點根據該電流閾值而決定，使得該二次側電流於該起始時點不低於該電流閾值，進而使得該二次側控制電路於該起始時點保持該同步整流開關導通。
在一種較佳的實施型態中，該返馳式電源轉換電路操作於一邊界導通模式(boundary conduction mode, BCM)或一非連續導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)。
在一種較佳的實施型態中，該緩衝電容用以於該切換訊號的該開關週期中，於該一次側開關的該不導通時段中，不同於該柔性切換期間的一段緩衝期間，以該一次側繞組的一漏感電流對該緩衝電容充電，而將該一次側繞組中之一漏感在該一次側開關的一導通時段中所儲存的電能，傳送到該緩衝電容。
在一種較佳的實施型態中，該控制訊號產生電路根據該一次側開關之跨壓，適應性調整該段柔性切換期間之一結束時點。
在一種較佳的實施型態中，該控制訊號產生電路包括：一二次側電流仿擬電路，用以根據該一次側繞組之跨壓與該一次側繞組之一激磁電感值，產生一二次側電流仿擬訊號以仿擬該二次側電流；以及一比較電路，與該二次側電流仿擬電路耦接，用以根據該二次側電流仿擬訊號、一一次側電流之峰值與該電流閾值，而產生一柔性切換期間決定訊號，以決定該柔性切換期間之該起始時點與一結束時點；其中，該一次側電流為該開關週期中，於該一次側開關的一導通時段中，流經該一次側繞組之電流。
在一種較佳的實施型態中，該比較電路根據該二次側電流仿擬訊號、該一次側電流之峰值與該電流閾值，決定該起始時點；且該比較電路根據該二次側電流仿擬訊號與該一次側電流之峰值，決定該結束時點。
在一種較佳的實施型態中，該二次側電流仿擬電路包括：一電壓電流轉換電路，用以產生一充電電流，其具有：一轉換電阻；一放大器電路，與該轉換電阻耦接，用以根據該一次側繞組之跨壓與該轉換電阻之電阻值而產生流經該轉換電阻之一轉換電流，其中該轉換電流正比於該一次側繞組之跨壓；以及一電流鏡電路，與該放大器電路耦接，用以根據該轉換電流鏡射產生一充電電流；以及一仿擬電容，與該電流鏡電路耦接，用以根據該充電電流對該仿擬電容充電，以產生該二次側繞組電流仿擬訊號。
在一種較佳的實施型態中，該控制訊號產生電路更包括：一取樣保持電路，與該比較電路耦接，用以取樣並保持該一次側電流之峰值，產生一結束閾值，以輸入該比較電路；以及一偏壓電路，與該取樣保持電路耦接，用以將該結束閾值與相關於該電流閾值之一偏壓值疊加，以產生一起始閾值；其中該比較電路比較該二次側電流仿擬訊號與該起始閾值，而決定該起始時點；其中該比較電路比較該二次側電流仿擬訊號與該結束閾值，而決定該結束時點。
在一種較佳的實施型態中，該二次側電流仿擬電路更根據於緊接著該柔性切換期間後之一設定期間中，該一次側開關之跨壓，而適應性調整該轉換電阻之電阻值及/或該仿擬電容之電容值，使得該一次側開關達成零電壓切換；其中該設定期間相關於該一次側開關之跨壓自該結束時點之一充電電壓下降至零電壓所需的時間。
在一種較佳的實施型態中，該二次側電流於該段柔性切換期間不低於該電流閾值，且該二次側控制電路於該段柔性切換期間，保持該同步整流開關導通。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
圖2A顯示根據本發明的返馳式電源轉換電路之一種實施例(返馳式電源轉換電路3)。返馳式電源轉換電路3包含功率變壓器10、一次側開關S1、緩衝電容Cr、一次側控制電路20、二次側控制電路30、同步整流開關S3以及主動箝位緩衝器50。如圖2A所示，功率變壓器10包含一次側繞組W1與二次側繞組W2。一次側繞組W1耦接於輸入電源，其中輸入電源包括輸入電壓VI與輸入電流IIN。為便於說明，圖2A示出一次側繞組W1具有漏感Lr與激磁電感Lm。二次側繞組W2耦接於輸出節點OUT。一次側開關S1耦接於一次側繞組W1，用以切換一次側繞組W1以轉換輸入電源，而使二次側繞組W2於輸出節點OUT產生輸出電源以供應予負載電路40；其中，輸出電源包括輸出電壓VO與輸出電流IOUT。
需說明的是，一次側繞組W1具有漏感Lr，在此所謂漏感係指漏電感（leakage inductance），源於不完全耦合的功率變壓器，在實際非理想的功率變壓器中，一次側繞組與二次側繞組的耦合係數小於1，功率變壓器中的部分繞組不會有變壓作用，這部份線圈的電感即為漏電感。在理想的情況下，功率變壓器的一次側繞組與二次側繞組完全耦合（耦合係數等於1，由圖2A中之激磁電感Lm所示意）。也就是說，理想的功率變壓器中，漏感的電感值為零，但在實際的電路中，理想的功率變壓器並不存在；也就是說，在實際的電路中，功率變壓器的一次側繞組必然存在漏感，此為本領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
請繼續參閱圖2A，並同時參閱圖2B，圖2B顯示根據本發明的相關訊號之訊號波形示意圖。如圖2A所示，功率變壓器10以電性絕緣的方式耦接於輸入電壓VI與輸出電壓VO之間。一次側控制電路20用以產生切換訊號S1C，以控制一次側開關S1，而切換功率變壓器10的一次側繞組W1，其中一次側繞組W1耦接於輸入電壓VI。二次側控制電路30用以根據流經功率變壓器10的二次側繞組W2之二次側電流IS(在本實施例中，二次側電流IS相等於輸出電流IOUT)，產生同步整流控制訊號S3C，而控制與二次側繞組W2串聯之同步整流開關S3，且二次側控制電路30於二次側電流IS(即輸出電流IOUT)低於電流閾值Ith時，不導通同步整流開關S3。二次側控制電路30例如根據同步整流開關S3的跨壓Vsr，以對應二次側電流IS，而據以產生同步整流控制訊號S3C。
主動箝位緩衝器50包括緩衝器開關S2與控制訊號產生電路51。其中控制訊號產生電路51用以於切換訊號S1C的一個開關週期(如圖2B所示時點t1到t6)中之一次側開關S1的不導通時段(如圖2B所示時點t2到t6)中的一段柔性切換期間TSS(如圖2B所示時點t4到t5)，產生緩衝器控制訊號S2C中之柔性切換脈波PSS控制緩衝器開關S2導通，使一次側開關S1達成柔性切換(soft switching)。
其中緩衝器開關S2與緩衝電容Cr串聯後，與一次側繞組W1並聯。其中，功率變壓器10於一次側開關S1導通時感磁，且於一次側開關S1轉為不導通時將感磁時所獲得的能量傳送到輸出電壓VO。其中，該段柔性切換期間TSS(如圖2B所示時點t4到t5)之起始時點(時點t4)根據電流閾值Ith而決定，使得二次側電流IS(相等於輸出電流IOUT)於起始時點(如圖2B所示時點t4)不低於電流閾值Ith，進而使得二次側控制電路30於起始時點(如圖2B所示時點t4)保持同步整流開關S3導通。
需說明的是，「柔性切換」係指，在電晶體(例如對應於一次側開關S1)將導通之前，藉由放電電流(例如對應柔性切換期間TSS，導通緩衝器開關S2所產生之流出寄生電容Coss之電流)將該電晶體之寄生電容(例如對應電容Coss)的殘存電壓，通過無能損放電路徑(例如對應於一次側繞組W1)，放電至較低的電壓，並將電荷回充至無能損之元件(如輸入電容Ci)中，使得電晶體導通時，其汲源極電壓(例如對應於一次側開關S1之跨壓VDS)已先降低為較低的電壓，由於其寄生電容(例如對應於一次側開關S1之寄生電容Coss)所儲存的電荷在此過程中不以電晶體之導通電阻放電，可提高電源轉換效率。以圖2A為例，在一次側開關S1導通之前，可藉由儲存於輔助電容器Cr中之能量，對一次側開關S1之寄生電容Coss放電，使得該一次側開關S1導通開始時點，一次側開關S1之跨壓VDS大致上降低至零電壓，達成柔性切換中的最佳狀況，即零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS)。
此外，緩衝電容Cr更用以於切換訊號S1C的開關週期(如圖2B與2C所示時點t1到t6)中，於一次側開關S1的不導通時段(如圖2B與2C所示時點t2到t6)中，不同於柔性切換期間TSS(如圖2B所示時點t4到t5)的一段緩衝期間TSN(如圖2B所示時點t2到t3)，以控制訊號產生電路51所產生的緩衝器控制訊號S2C中的緩衝脈波PSN，導通緩衝器開關S2，而以一次側繞組W1的漏感電流Icr對緩衝電容Cr充電，進而將漏感Lr在一次側開關S1導通時(如圖2B與2C所示時點t1到t2)所儲存的電能，傳送到緩衝電容Cr，並避免一次側開關S1切換時造成的脈衝電壓過高，損壞電路元件，並提高緩衝電容Cr之跨壓Vcr，用以於後續柔性切換期間TSS，放電寄生電容Coss。
在一種較佳的實施方式中，返馳式電源轉換電路3操作於邊界導通模式(boundary conduction mode, BCM)或非連續導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)，其中BCM與DCM為本領域中通常之是者所熟知，在此不予贅述。
以圖2A所示之返馳式電源轉換電路3為例；如圖2A所示，並參考圖2C，圖2C顯示圖2B中，切換訊號S1C的一個開關週期(如圖2C所示時點t1到t6)中，一次側開關S1之跨壓VDS與二次側電流IS之訊號波形示意圖。在一種較佳的實施方式中，控制訊號產生電路51根據一次側開關S1之跨壓VDS，適應性調整段柔性切換期間TSS(如圖2C所示時點t4到t5)之結束時點t5。
當流經二次側繞組W2之二次側電流IS低於電流閾值Ith時，二次側控制電路30不導通與二次側繞組W2串聯之同步整流開關S3，使得二次側電流IS無法流經同步整流開關S3中的電晶體，而流經同步整流開關S3中的寄生二極體D1。如此一來，在一次側開關S1導通始點(如圖2C所示時點t6)之前(如圖2C所示之時點t4’至時點t6間的粗虛線所示意)，二次側電流IS流經寄生二極體D1，相對於流經電晶體，將造成較高的電能損耗，而降低返馳式電源轉換電路3的電能轉換效率。
在本實施例中，利用控制緩衝器開關S2的導通時段，亦即控制時點t4與t5，使一次側開關S1達成柔性切換(soft switching)的同時，即柔性切換期間TSS(如圖2B所示時點t4到t5)，同時也利用功率變壓器10的電感耦合效應，將二次側電流IS在時點t4，提高至不低於電流閾值Ith，進而使得二次側控制電路30於柔性切換期間TSS的起始時點t4仍保持同步整流開關S3導通，使得二次側電流IS流經同步整流開關S3中的電晶體開關，降低電能損耗，而提高返馳式電源轉換電路3的電能轉換效率。並根據跨壓VDS，適應性調整結束時點t5，以確保一次側開關S1導通之前，跨壓VDS大致上為零電壓，以達成柔性切換中，效果最佳之零電壓切換。由於一次側繞組W1、一次側開關S1、緩衝器開關S2與緩衝電容Cr皆為預設元件，因此，在柔性切換期間TSS，緩衝器開關S2導通時，根據時點t4之跨壓VDS，可以預測一次側開關S1之跨壓VDS降為零電壓的時點。因此，控制訊號產生電路51根據時點t4之一次側開關S1之跨壓VDS，適應性調整段柔性切換期間TSS(如圖2C所示時點t4到t5)之結束時點t5，可以達成零電壓切換，並提高電源轉換效率。
根據本發明，以圖2A所示之返馳式電源轉換電路3為例，二次側控制電路30用以根據流經功率變壓器10的二次側繞組W2之二次側電流IS(在本實施例中，二次側電流IS相等於輸出電流IOUT)，而控制與二次側繞組W2串聯之同步整流開關S3，且二次側控制電路30於二次側電流IS(即輸出電流IOUT)低於電流閾值Ith時，不導通同步整流開關S3。
如圖2B所示，返馳式電源供應電路3操作於邊界導通模式(Boundary Conduction Mode, BCM)。當然，根據本發明，返馳式電源供應電路3亦可以操作於非連續導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)，只要在切換訊號S1C的一個開關週期中，一次側開關S1的不導通時段中，二次側電流IS會降至零電流的操作模式，皆可適用本發明。
在一種較佳的實施例中，二次側電流IS於該段柔性切換期間TSS皆不低於電流閾值Ith，且二次側控制電路30於該段柔性切換期間TSS，皆保持同步整流開關S3導通。根據本發明，只要在起始時點t4，使二次側電流IS不低於電流閾值Ith，即可使一次側開關S1達成柔性切換，並同時使得二次側電流IS流經同步整流開關S3中的電晶體開關，降低電能損耗，而提高返馳式電源轉換電路3的電能轉換效率。更佳的實施例，則可進一步將二次側電流IS於該段柔性切換期間TSS皆不低於電流閾值Ith，且二次側控制電路30於該段柔性切換期間TSS，皆保持同步整流開關S3導通，達成更佳的柔性切換與更高的電能轉換效率。
需說明的是，因電路零件的本身之寄生效應或是零件間相互的匹配不一定為理想，因此，雖然欲使寄生電容Coss放電至0V，達成零電壓切換，但實際可能並無法準確地放電至0V，而僅是接近0V，亦即，根據本發明，可接受由於電路的不理想性而使寄生電容Coss放電後之跨壓VDS電壓與0V間具有一定程度的誤差，此即前述之放電至「大致上」為0V之意，本文中其他提到「大致上」之處亦同。
如圖2B所示，緩衝器控制訊號S2C、切換訊號S1C、流經激磁電感Lm之電流Im、流經一次側開關S1之電流IDS、二次側電流IS、流經緩衝電容Cr之電流IC以及一次側開關之跨壓VDS之訊號波形如圖2B所示意。其中，一次側繞組W1之跨壓Vro為圈數比n乘上輸出電壓VO，與輸出電壓VO成正比。
圖3顯示根據本發明的控制訊號產生電路之一種實施方式(控制訊號產生電路51)示意圖。如圖所示，控制訊號產生電路51包括二次側電流仿擬電路511以及比較電路513。二次側電流仿擬電路511用以根據一次側繞組W1之跨壓Vro與一次側繞組W1之激磁電感值Lm，產生二次側電流仿擬訊號以仿擬二次側電流IS。比較電路513與二次側電流仿擬電路511耦接，用以根據二次側電流仿擬訊號Vct、一次側電流IP之峰值與電流閾值Ith，而產生柔性切換期間決定訊號，以決定柔性切換期間TSS之起始時點t4與結束時點t5。其中，一次側電流IP為開關週期(如圖2B與2C所示時點t1到t6)中，於一次側開關S1的導通時段(如圖2B與2C所示時點t1到t2)中，流經一次側繞組W1之電流，大致上等於流經激磁電感Lm之電流Im。根據電感電流的特性，一次側電流IP之峰值與二次側電流IS之峰值成正比，因此，比較電路513根據一次側電流IP之峰值而得到二次側電流IS之峰值。
在一種較佳的實施例中，比較電路513根據二次側電流仿擬訊號Vct與一次側電流IP之峰值而決定結束時點(如圖2B與2C所示時點t5)；且比較電路513根據二次側電流仿擬訊號Vct與起始閾值Vpri而決定起始時點(如圖2B與2C所示時點t4)。其中，起始閾值Vpri係結束閾值Vpk與相關於電流閾值Ith之偏壓值Vbs疊加的結果。
圖4顯示根據本發明的控制訊號產生電路51之一種較具體實施方式示意圖。如圖所示，控制訊號產生電路51包括二次側電流仿擬電路511以及比較電路513。其中，二次側電流仿擬電路511包括電壓電流轉換電路5111、仿擬電容Ct以及開關S4。電壓電流轉換電路5111用以產生充電電流Icg，其具有轉換電阻Rt、放大器電路A1與電流鏡電路5113。放大器電路A1與轉換電阻Rt耦接，用以根據一次側繞組W1之跨壓Vro與轉換電阻Rt之電阻值而產生流經轉換電阻Rt之轉換電流Icv，其中轉換電流Icv正比於一次側繞組W1之跨壓Vro。電流鏡電路5113與該放大器電路A1耦接，用以根據轉換電流Icv鏡射產生充電電流Icg。
仿擬電容Ct與電流鏡電路5113耦接，用以根據充電電流Icg對仿擬電容Ct充電，以產生二次側繞組電流仿擬訊號Vct。其中，開關S4可以省略，其接受與切換訊號S1C大致上同相之脈寬調變訊號PWML，以確定一次側開關S1導通時，比較電路513之一輸入端短路至參考電位REF，以於一次側開關S1導通時，比較電路513之該輸入端直接電連接至參考電位REF，以於一次側開關S1導通時重置二次側繞組電流仿擬訊號Vct。參考電位REF例如可為接地電位。
如圖4所示，放大器電路A1與電晶體S5組成單位增益緩衝(unit gain buffer)電路，以 根據一次側繞組W1之跨壓Vro產生電流Icv。電流鏡電路5113例如包括電晶體S5與一電流源，將電流Icv鏡射為充電電流Icg。其中，電流Icv根據轉換電阻Rt而調整，因此，可調整轉換電阻Rt之電阻值而調整充電電流Icg，進而調整二次側繞組電流仿擬訊號Vct。另外，充電電流Icg對仿擬電容Ct充電，而產生二次側繞組電流仿擬訊號Vct。其中，調整仿擬電容Ct之電容值，也可以調整二次側繞組電流仿擬訊號Vct。
請繼續參閱圖4，比較電路513包括放大器電路A2與放大器電路A3。放大器電路A2比較二次側電流仿擬訊號Vct與相關於一次側電流IP之峰值的結束閾值Vpk而產生結束決定訊號ZCS，而決定結束時點(如圖2B與2C所示時點t5)。放大器電路A3比較二次側電流仿擬訊號Vct與起始閾值Vpri，產生起始決定訊號Pre_ZCS，而決定起始時點(如圖2B與2C所示時點t4)。其中，起始閾值Vpri係由結束閾值Vpk與相關於電流閾值Ith之偏壓值Vbs疊加而產生，以使同步整流開關S3於起始時點(如圖2B與2C所示時點t4)保持導通。
圖5顯示根據本發明的控制訊號產生電路51之一種實施方式示意圖。本實施例旨在說明，控制訊號產生電路51除了包括二次側電流仿擬電路511以及比較電路513之外，更包括取樣保持電路515以及偏壓電路517。取樣保持電路515與比較電路513耦接，用以取樣並保持一次側電流IP之峰值，產生結束閾值Vpk，以輸入比較電路513。偏壓電路517與取樣保持電路515耦接，用以將結束閾值Vpk與相關於電流閾值Ith之偏壓值Vbs疊加，以產生起始閾值Vpri。
圖6顯示根據本發明之相關訊號之訊號波形示意圖。圖6旨在說明根據本發明，控制訊號產生電路51更根據於緊接著柔性切換期間TSS後之設定期間Tz中，一次側開關S1之跨壓VDS，而適應性調整轉換電阻Rt之電阻值及/或仿擬電容Ct之電容值，使得一次側開關S1達成零電壓切換；其中設定期間Tz相關於一次側開關S1之跨壓VDS自結束時點t5之充電電壓Vch下降至零電壓所需的時間。
其中充電電壓Vch係指，於一次側開關S1的不導通時段(時點t2至時點t6之期間)中，不同於柔性切換期間TSS的緩衝期間TSN，以一次側繞組W1的漏感電流Icr對緩衝電容Cr充電後之緩衝電容Cr之跨壓Vcr與輸入電壓VI之和。此跨壓Vcr與輸入電壓VI之和在柔性切換期間TSS，因為緩衝器開關S2的導通，使得緩衝電容Cr與一次側開關S1電連接，致使一次側開關S1之跨壓VDS在寄生電容上充電後達到充電電壓Vch。
在一種較佳的實施例中，於緩衝器開關S2轉為不導通的時點t5，到下一次一次側開關S1轉為導通的時點t6，將一次側開關S1之跨壓VDS自前述充電電壓Vch通過無能損放電路徑(例如對應於一次側繞組W1)，放電至零電壓，並將電荷回充至無能損之元件(如輸入電容Ci)中，使得一次側開關S1導通時，其汲源極電壓(例如對應於一次側開關S1之跨壓VDS)已先降低為零電壓，由於其寄生電容Coss所儲存的電荷在此過程中不以一次側開關S1之導通電阻放電，可提高電源轉換效率。
圖6中，在二次側電流仿擬訊號Vct中，虛線的電流仿擬訊號Vcta，示意當柔性切換期間TSS延後的情況。當柔性切換期間TSS延後，會導致一次側開關S1導通時，一次側開關S1之跨壓VDS仍未放電至零電壓，無法達成零電壓切換，造成電源轉換效率降低。另一方面，在二次側電流仿擬訊號Vct中，虛線的電流仿擬訊號Vctb，示意當柔性切換期間TSS提前的情況。當柔性切換期間TSS提前，一方面因為LC電路循環諧振的原因，也會導致一次側開關S1導通時，一次側開關S1之跨壓VDS仍未放電至零電壓，無法達成零電壓切換，造成電源轉換效率降低；此外，也會造成同步整流開關S3提早不導通，而使得二次側電流IS流經寄生二極體D1，造成較高的電能損耗，而降低返馳式電源轉換電路3的電能轉換效率。由於電路元件的特性已知，因此可以計算出設定期間Tz，亦即相關於一次側開關S1之跨壓VDS自結束時點t5之充電電壓Vch下降至零電壓所需的時間，並據以調整轉換電阻Rt之電阻值及/或仿擬電容Ct之電容值，使得一次側開關S1達成零電壓切換。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及／或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
1,3:返馳式電源轉換電路 10:功率變壓器 20:一次側控制電路 30:二次側控制電路 40:負載電路 50:主動箝位緩衝器 51:控制訊號產生電路 511:二次側電流仿擬電路 513:比較電路 515:取樣保持電路 517:偏壓電路 5111:電壓電流轉換電路 5113:電流鏡電路 A1,A2,A3:放大器電路 Ci:輸入電容 Cr:緩衝電容 Ct:仿擬電容 Coss:寄生電容 D1:寄生二極體 Icg:充電電流 Icr:漏感電流 Icv:轉換電流 IDS:電流 IIN:輸入電流 Im:電流 IP:一次側電流 IOUT:輸出電流 IS:二次側電流 Ith:電流閾值 Lm:激磁電感 Lr:漏感 n:圈數比 OUT:輸出節點 PWML:脈寬調變訊號 Pre_ZCS:起始決定訊號 PSN:緩衝脈波 PSS:柔性切換脈波 REF:參考電位 Rt:轉換電阻 S1:一次側開關 S1C:一次側開關控制訊號 S2:緩衝器開關 S2C:緩衝器控制訊號 S3:同步整流開關 S3C:同步整流控制訊號 S4:開關 S5:電晶體 t1,t2,t3,t4,t4’,t5,t6:時點 Td:空滯時間 TSN:緩衝期間 TSS:柔性切換期間 Vbs:偏壓值 Vch:充電電壓 Vct:二次側電流仿擬訊號 Vcta,Vctb:電流仿擬訊號 Vcr:跨壓 VDS:跨壓 VI:輸入電壓 VO:輸出電壓 Vpk:結束閾值 Vpri:起始閾值 Vro,Vsr:跨壓 W1:一次側繞組 W2:二次側繞組 ZCS:結束決定訊號
圖1A與1B揭示一種先前技術之具主動箝位(active clamping)之返馳式電源轉換電路。
圖2A顯示根據本發明的返馳式電源轉換電路之一種實施方式示意圖。
圖2B與2C顯示根據如圖2A所示之實施例的相關訊號之訊號波形示意圖。
圖3顯示根據本發明的控制訊號產生電路之一種實施方式示意圖。
圖4顯示根據本發明的控制訊號產生電路之一種較具體實施方式示意圖。
圖5顯示根據本發明的控制訊號產生電路51之一種實施方式示意圖。
圖6顯示根據本發明之相關訊號之訊號波形示意圖。
3:返馳式電源轉換電路
10:功率變壓器
20:一次側控制電路
30:二次側控制電路
40:負載電路
50:主動箝位緩衝器
51:控制訊號產生電路
Cr:緩衝電容
Coss:寄生電容
D1:寄生二極體
Icr:漏感電流
IDS:電流
IIN:輸入電流
Im:電流
IP:一次側電流
IOUT:輸出電流
IS:二次側電流
Lm:激磁電感
Lr:漏感
n:繞組比
OUT:輸出節點
S1:一次側開關
S1C:一次側開關控制訊號
S2:緩衝器開關
S2C:緩衝器控制訊號
S3:同步整流開關
S3C:同步整流控制訊號
Vcr:跨壓
VDS:跨壓
VI:輸入電壓
VO:輸出電壓
Vsr:跨壓
W1:一次側繞組
W2:二次側繞組

Claims (20)

  1. 一種返馳式電源轉換電路，用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源轉換電路包含： 一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間； 一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制一一次側開關，而切換該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓； 一二次側控制電路，用以根據流經該功率變壓器的一二次側繞組之一二次側電流，而控制與該二次側繞組串聯之一同步整流開關，且該二次側控制電路於該二次側電流低於一電流閾值時，不導通該同步整流開關；以及 一主動箝位緩衝器，包括一緩衝器開關與一控制訊號產生電路，其中該控制訊號產生電路用以於該切換訊號的一開關週期中之該一次側開關的一不導通時段中的一段柔性切換期間，控制該緩衝器開關導通，使該一次側開關達成柔性切換； 其中該緩衝器開關與一緩衝電容串聯後，與該一次側繞組並聯； 其中，該功率變壓器於該一次側開關導通時感磁，且於該一次側開關轉為不導通時將感磁時所獲得的能量傳送到該輸出電壓； 其中，該段柔性切換期間之一起始時點根據該電流閾值而決定，使得該二次側電流於該起始時點不低於該電流閾值，進而使得該二次側控制電路於該起始時點保持該同步整流開關導通。
  2. 如請求項1所述之返馳式電源轉換電路，其中該返馳式電源轉換電路操作於一邊界導通模式(boundary conduction mode, BCM)或一非連續導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)。
  3. 如請求項1所述之返馳式電源轉換電路，其中該緩衝電容用以於該切換訊號的該開關週期中，於該一次側開關的該不導通時段中，不同於該柔性切換期間的一段緩衝期間，以該一次側繞組的一漏感電流對該緩衝電容充電，而將該一次側繞組中之一漏感在該一次側開關的一導通時段中所儲存的電能，傳送到該緩衝電容。
  4. 如請求項1所述之返馳式電源轉換電路，其中該控制訊號產生電路根據該一次側開關之跨壓，適應性調整該段柔性切換期間之一結束時點。
  5. 如請求項1所述之返馳式電源轉換電路，其中該控制訊號產生電路包括： 一二次側電流仿擬電路，用以根據該一次側繞組之跨壓與該一次側繞組之一激磁電感值，產生一二次側電流仿擬訊號以仿擬該二次側電流；以及 一比較電路，與該二次側電流仿擬電路耦接，用以根據該二次側電流仿擬訊號、一一次側電流之峰值與該電流閾值，而產生一柔性切換期間決定訊號，以決定該柔性切換期間之該起始時點與一結束時點； 其中，該一次側電流為該開關週期中，於該一次側開關的一導通時段中，流經該一次側繞組之電流。
  6. 如請求項5所述之返馳式電源轉換電路，其中該比較電路根據該二次側電流仿擬訊號、該一次側電流之峰值與該電流閾值，決定該起始時點；且該比較電路根據該二次側電流仿擬訊號與該一次側電流之峰值，決定該結束時點。
  7. 如請求項5所述之返馳式電源轉換電路，其中該二次側電流仿擬電路包括： 一電壓電流轉換電路，用以產生一充電電流，其具有： 一轉換電阻； 一放大器電路，與該轉換電阻耦接，用以根據該一次側繞組之跨壓與該轉換電阻之電阻值而產生流經該轉換電阻之一轉換電流，其中該轉換電流正比於該一次側繞組之跨壓；以及 一電流鏡電路，與該放大器電路耦接，用以根據該轉換電流鏡射產生一充電電流；以及 一仿擬電容，與該電流鏡電路耦接，用以根據該充電電流對該仿擬電容充電，以產生該二次側繞組電流仿擬訊號。
  8. 如請求項6所述之返馳式電源轉換電路，其中該控制訊號產生電路更包括： 一取樣保持電路，與該比較電路耦接，用以取樣並保持該一次側電流之峰值，產生一結束閾值，以輸入該比較電路；以及 一偏壓電路，與該取樣保持電路耦接，用以將該結束閾值與相關於該電流閾值之一偏壓值疊加，以產生一起始閾值； 其中該比較電路比較該二次側電流仿擬訊號與該起始閾值，而決定該起始時點； 其中該比較電路比較該二次側電流仿擬訊號與該結束閾值，而決定該結束時點。
  9. 如請求項7所述之返馳式電源轉換電路，其中該二次側電流仿擬電路更根據於緊接著該柔性切換期間後之一設定期間中，該一次側開關之跨壓，而適應性調整該轉換電阻之電阻值及/或該仿擬電容之電容值，使得該一次側開關達成零電壓切換； 其中該設定期間相關於該一次側開關之跨壓自該結束時點之一充電電壓下降至零電壓所需的時間。
  10. 如請求項1所述之返馳式電源轉換電路，其中該二次側電流於該段柔性切換期間不低於該電流閾值，且該二次側控制電路於該段柔性切換期間，保持該同步整流開關導通。
  11. 一種主動箝位緩衝器，用於一返馳式電源轉換電路之中 ，該返馳式電源轉換電路用以產生一切換訊號，以控制一一次側開關，而切換其中一功率變壓器的一一次側繞組，以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，該主動箝位緩衝器包含： 一緩衝器開關，與一緩衝電容串聯後，與該一次側繞組並聯；以及 一控制訊號產生電路，用以於該切換訊號的一開關週期中之該一次側開關的一不導通時段中的一段柔性切換期間，控制該緩衝器開關導通，使該一次側開關達成柔性切換； 其中，該返馳式電源轉換電路中之一二次側控制電路，用以根據流經該功率變壓器的一二次側繞組之一二次側電流，而控制與該二次側繞組串聯之一同步整流開關，且該二次側控制電路於該二次側電流低於一電流閾值時，不導通該同步整流開關； 其中，該段柔性切換期間之一起始時點根據該電流閾值而決定，使得該二次側電流於該起始時點不低於該電流閾值，進而使得該二次側控制電路於該起始時點保持該同步整流開關導通。
  12. 如請求項11所述之主動箝位緩衝器，其中該返馳式電源轉換電路操作於一邊界導通模式(boundary conduction mode, BCM)或一非連續導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)。
  13. 如請求項11所述之主動箝位緩衝器，其中該緩衝電容用以於該切換訊號的該開關週期中，於該一次側開關的該不導通時段中，不同於該柔性切換期間的一段緩衝期間，以該一次側繞組的一漏感電流對該緩衝電容充電，而將該一次側繞組中之一漏感在該一次側開關的一導通時段中所儲存的電能，傳送到該緩衝電容。
  14. 如請求項11所述之主動箝位緩衝器，其中該控制訊號產生電路根據該一次側開關之跨壓，適應性調整該段柔性切換期間之一結束時點。
  15. 如請求項11所述之主動箝位緩衝器，其中該控制訊號產生電路包括： 一二次側電流仿擬電路，用以根據該一次側繞組之跨壓與該一次側繞組之一激磁電感值，產生一二次側電流仿擬訊號以仿擬該二次側電流；以及 一比較電路，與該二次側電流仿擬電路耦接，用以根據該二次側電流仿擬訊號、一一次側電流之峰值與該電流閾值，而產生一柔性切換期間決定訊號，以決定該柔性切換期間之該起始時點與一結束時點； 其中，該一次側電流為該開關週期中，於該一次側開關的一導通時段中，流經該一次側繞組之電流。
  16. 如請求項15所述之主動箝位緩衝器，其中該比較電路根據該二次側電流仿擬訊號、該一次側電流之峰值與該電流閾值，決定該起始時點；且該比較電路根據該二次側電流仿擬訊號與該一次側電流之峰值，決定該結束時點。
  17. 如請求項15所述之主動箝位緩衝器，其中該二次側電流仿擬電路包括： 一電壓電流轉換電路，用以產生一充電電流，其具有： 一轉換電阻； 一放大器電路，與該轉換電阻耦接，用以根據該一次側繞組之跨壓與該轉換電阻之電阻值而產生流經該轉換電阻之一轉換電流，其中該轉換電流正比於該一次側繞組之跨壓；以及 一電流鏡電路，與該放大器電路耦接，用以根據該轉換電流鏡射產生一充電電流；以及 一仿擬電容，與該電流鏡電路耦接，用以根據該充電電流對該仿擬電容充電，以產生該二次側繞組電流仿擬訊號。
  18. 如請求項16所述之主動箝位緩衝器，其中該控制訊號產生電路更包括： 一取樣保持電路，與該比較電路耦接，用以取樣並保持該一次側電流之峰值，產生一結束閾值，以輸入該比較電路；以及 一偏壓電路，與該取樣保持電路耦接，用以將該結束閾值與相關於該電流閾值之一偏壓值疊加，以產生一起始閾值； 其中該比較電路比較該二次側電流仿擬訊號與該起始閾值，而決定該起始時點； 其中該比較電路比較該二次側電流仿擬訊號與該結束閾值，而決定該結束時點。
  19. 如請求項17所述之主動箝位緩衝器，其中該二次側電流仿擬電路更根據於緊接著該柔性切換期間後之一設定期間中，該一次側開關之跨壓，而適應性調整該轉換電阻之電阻值及/或該仿擬電容之電容值，使得該一次側開關達成零電壓切換； 其中該設定期間相關於該一次側開關之跨壓自該結束時點之一充電電壓下降至零電壓所需的時間。
  20. 如請求項11所述之主動箝位緩衝器，其中該二次側電流於該段柔性切換期間不低於該電流閾值，且該二次側控制電路於該段柔性切換期間，保持該同步整流開關導通。
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