TWI707527B - 返馳式電源供應電路及其中之二次側控制電路及控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種返馳式電源供應電路包括：一次側控制電路，用以控制一次側開關；以及二次側控制電路，用以產生同步整流控制訊號以控制同步整流開關，同步整流控制訊號具有同步整流脈波以及零壓切換脈波，同步整流脈波控制同步整流開關以達成二次側同步整流；二次側控制電路，於零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持同步整流開關的一第一端的電壓作為第一電壓，且根據該第一電壓而決定零壓切換脈波的時間長度，以控制同步整流開關導通零壓切換時段，藉此使一次側開關達成零電壓切換，其中第一電壓正比於輸入電壓。

Description

返馳式電源供應電路及其中之二次側控制電路及控制方法
本發明係有關一種返馳式電源供應電路，特別是指一種可達成零電壓切換的返馳式電源供應電路。本發明也有關於用於返馳式電源供應電路中之二次側控制電路及控制方法。
與本發明相關的先前技術有： “W. Yuan, etc., “A Novel Soft Switching Flyback Converter with Synchronous Rectification,” IEEE IPEMC 2009”； “X. Huang, etc., “A Novel Variable Frequency Soft Switching Method for Flyback Converter with Synchronous Rectifier,” IEEE 2010”。
請參閱第1A圖，第1A圖中的返馳式電源供應電路具有零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）功能，其同步整流控制訊號S2C具有同步整流脈波以及零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，而在稍早的文獻中提及，零壓切換脈波的零壓切換時段T_ZVS的最佳解為：
Figure 02_image001
-- eq. 1。
其中Vin為輸入電壓，Vo為輸出電壓，n為一次側繞組與二次側繞組的圈數比，Cp為一次側開關的寄生電容值，Lm為一次側繞組的漏感值。
本發明提出實際上有效取得上述輸入電壓Vin與輸出電壓Vo等參數，並藉此決定零壓切換時段T_ZVS的電路與方法。以精準地使一次側開關S1可於切換時達成零電壓切換，有效提高電源轉換效率。
就其中一個觀點言，本發明提供了一種返馳式電源供應電路，用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源供應電路包含：一功率變壓器，耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，耦接於該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓；一同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關，與該功率變壓器的一二次側繞組串聯耦接於該輸出電壓與一二次側接地節點之間；一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制該一次側開關而切換該功率變壓器的該一次側繞組；以及一二次側控制電路，用以產生一同步整流控制訊號，以控制該同步整流開關切換該功率變壓器的該二次側繞組而產生該輸出電壓，其中該同步整流控制訊號具有一同步整流脈波以及一零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，該同步整流脈波用以控制該同步整流開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零壓切換脈波用以控制該同步整流開關導通一零壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中該二次側控制電路，於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的一第一端的電壓作為第一電壓，且根據該第一電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第一電壓正比於該輸入電壓，其中該同步整流開關的該第一端對應於該同步整流開關的一電流流出端或一電流流入端。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路包括：一取樣保持電路，用以於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓；一位準比較電路，用以比較該第一電壓與至少一參考位準而產生一對應的第一比較結果；以及一時間產生電路，用以根據對應於該第一電壓的該第一比較結果而決定該零壓切換時段的長度。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路更根據該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路更直接耦接於該輸出電壓以偵測該輸出電壓，藉此根據該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路的特徵更包括：於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓，且更根據該第二電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第二電壓正比於該輸出電壓。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路，其特徵包括：該取樣保持電路更用以於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓；該位準比較電路更用以比較該第二電壓與該至少一參考位準而產生一對應的第二比較結果；以及該時間產生電路更用以根據對應於該第二電壓的該第二比較結果而決定該零壓切換時段的長度。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路更包括：一選擇電路，用以控制該位準比較電路接收該第一電壓或該輸出電壓；其中該位準比較電路於接收該第一電壓時，比較該第一電壓與該至少一參考位準而產生該對應的該第一比較結果，且該位準比較電路於接收該輸出電壓時，比較該輸出電壓與該至少一參考位準而產生該對應的第二比較結果；其中該時間產生電路根據對應於該第一電壓的該第一比較結果與對應於該第二電壓的該第二比較結果而決定該零壓切換時段的長度。
在一較佳實施例中，該二次側控制電路，於該零壓切換脈波結束時點起計時一延遲時間，於該延遲時間的結束時點取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓，其中於該延遲時間的結束時點，該同步整流開關的該第一端的電壓已回穩（settled）。
在一較佳實施例中，於該零壓切換脈波結束時點起，對該同步整流開關的該第一端的電壓進行複數次取樣保持，直到連續2次的取樣保持結果之間的差值小於一預設的差值閾值時，將最後一次的取樣保持結果作為該第一電壓。
在一較佳實施例中，該輸入電壓等於該第一電壓的n倍，其中n為該一次側繞組與該二次側繞組的圈數比。
在一較佳實施例中，該返馳式電源供應電路操作於一不連續導通模式(DCM – Discontinuous Conduction Mode)，或操作於一邊界導通模式(BCM – Boundary Conduction Mode)。
在一較佳實施例中，該位準比較電路配置為以下之一：(1) 該位準比較電路包括：一數位類比轉換電路，用以產生該至少一參考位準，其中該至少一參考位準為類比形式；以及一電壓比較電路，用以比較該第一電壓與類比形式的該至少一參考位準而產生該對應的第一比較結果；或者(2) 該位準比較電路包括：一類比數位轉換電路，用以轉換該第一電壓以產生一對應於該第一電壓的第一數字碼；以及一數位比較電路，用以比較該第一數字碼與一數字位準而產生該對應的第一比較結果，其中該數字位準對應於該至少一參考位準。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種二次側控制電路，用以控制一返馳式電源供應電路，該返馳式電源供應電路用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源供應電路包括：一功率變壓器，耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，耦接於該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓；一同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關，與該功率變壓器的一二次側繞組串聯耦接於該輸出電壓與一二次側接地節點之間；以及一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制該一次側開關而切換該功率變壓器的該一次側繞組；該二次側控制電路用以產生一同步整流控制訊號，以控制該同步整流開關切換該功率變壓器的該二次側繞組而產生該輸出電壓，其中該同步整流控制訊號具有一同步整流脈波以及一零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，該同步整流脈波用以控制該同步整流開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零壓切換脈波用以控制該同步整流開關導通一零壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；該二次側控制電路包含：一取樣保持電路，用以於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該一第一端的電壓作為該第一電壓，其中該第一電壓正比於該輸入電壓，其中該同步整流開關的該第一端對應於該同步整流開關的一電流流出端或一電流流入端；以及一時間產生電路，用以根據該第一電壓而決定該零壓切換時段的長度。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種控制方法，用以控制一返馳式電源供應電路，該返馳式電源供應電路用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源供應電路包括：一功率變壓器，耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，耦接於該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓；一同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關，與該功率變壓器的一二次側繞組串聯耦接於該輸出電壓與一二次側接地節點之間；以及一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制該一次側開關而切換該功率變壓器的該一次側繞組；該二次側控制電路用以產生一同步整流控制訊號，以控制該同步整流開關切換該功率變壓器的該二次側繞組而產生該輸出電壓，其中該同步整流控制訊號具有一同步整流脈波以及一零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，該同步整流脈波用以控制該同步整流開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零壓切換脈波用以控制該同步整流開關導通一零壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；該控制方法包含：於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該一第一端的電壓作為該第一電壓，其中該第一電壓正比於該輸入電壓，其中該同步整流開關的該第一端對應於該同步整流開關的一電流流出端或一電流流入端；以及根據該第一電壓而決定該零壓切換時段的長度。
在一較佳實施例中，該控制方法更包含：於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓；以及根據該第二電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第二電壓正比於該輸出電壓。
在一較佳實施例中，取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓的步驟包括：於該零壓切換脈波結束時點起計時一延遲時間，於該延遲時間的結束時點取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓；其中於該延遲時間的結束時點，該同步整流開關的該第一端的電壓已回穩（settled）。
在一較佳實施例中，取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓的步驟包括：於該零壓切換脈波結束時點起，對該同步整流開關的該第一端的電壓進行複數次取樣保持，直到連續2次的取樣保持結果之間的差值小於一預設的差值閾值時，將最後一次的取樣保持結果作為該第一電壓。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
請參閱第1A圖，第1A圖顯示本發明之返馳式電源供應電路的一種實施例(返馳式電源供應電路1000)，返馳式電源供應電路1000用以轉換輸入電壓Vin而產生輸出電壓Vo。返馳式電源供應電路1000包含功率變壓器10、一次側開關S1、同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關S2、一次側控制電路20以及二次側控制電路30。
功率變壓器10耦接於輸入電壓Vin與輸出電壓Vo之間，一次側開關S1，耦接於功率變壓器10的一次側繞組W1，其中一次側繞組W1耦接於輸入電壓Vin。同步整流開關S2，與功率變壓器10的二次側繞組W2串聯耦接於輸出電壓Vo與二次側接地節點之間。在本實施例中，同步整流開關S2耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與二次側接地節點之間。
請參閱第1B圖，第1B圖顯示本發明之返馳式電源供應電路的一種實施例。本實施例與第1A圖的實施例類似，其不同之處在於，本實施例中，同步整流開關S2或可耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與輸出電壓之間。為簡化說明，接下來以同步整流開關S2耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與二次側接地節點之間的實施例(亦即如第1A圖的實施例)進行說明，然而相同的精神也可適用於上述第1B圖中的另一種形式。
請繼續參閱第1A圖，一次側控制電路20用以產生切換訊號S1C，切換訊號S1C用以控制一次側開關S1以切換功率變壓器10的一次側繞組W1，其中一次側繞組W1耦接於輸入電壓Vin。二次側控制電路30用以產生同步整流控制訊號S2C，以控制同步整流開關S2之導通與關斷，而切換功率變壓器10的二次側繞組W2產生輸出電壓Vo。其中VDS1為一次側開關S1的汲極的電壓，而VDS2為同步整流開關S2的第一端的電壓。本實施例中，所述的同步整流開關S2的第一端為汲極（電流流出端），而同步整流開關S2的第二端為源極（電流流入端）。還需說明的是，在同步整流開關S2耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與輸出電壓之間的實施例中，所述的同步整流開關S2的第一端為源極（電流流入端），而同步整流開關S2的第二端為汲極（電流流出端）。
請同時參閱第2圖，第2圖顯示對應於本發明之返馳式電源供應電路的實施例之波形示意圖。本實施例中，本發明之返馳式電源供應電路操作於不連續導通模式(DCM – Discontinuous Conduction Mode)。根據本發明，同步整流控制訊號S2C具有同步整流脈波PSR以及零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波PZV，在一次側開關S1導通後又再度關斷時(如第2圖之t3)，同步整流脈波PSR用以控制同步整流開關S2導通一同步整流時段T_SR以達成二次側的同步整流，其中，同步整流時段T_SR大致上同步於二次側繞組W2的感應電流的導通時間，換言之，同步整流時段T_SR開始於二次側繞組W2自一次側繞組W1轉移能量而產生二次側電流ISR的時點(t3)，且同步整流時段T_SR結束於二次側繞組W2的二次側電流ISR降為0的時點(t4)，如此可提升電源轉換效率。
另一方面，零壓切換脈波PZV則用以達成前述之一次側開關S1的零電壓切換。當功率變壓器10去磁(demagnetized)，而同步整流開關S2再度根據零壓切換脈波PZV而導通時(如第2圖之t0或t5)，功率變壓器10會在二次側繞組W2感應負向的二次側電流ISR，亦即如第2圖中，二次側電流ISR為負值時(如t0-t1)，在此期間，二次側電流ISR會從輸出電容Co轉移能量至二次側繞組W2，當同步整流開關S2於零壓切換脈波PZV結束再度關斷時(如t1)，如第2圖所示，功率變壓器10會在一次側繞組W1感應負向的一次側電流Ip，在此期間(如t1-t2)，負向的一次側電流Ip可將一次側開關S1之寄生電容Cp放電至大致上為0V，並將電荷回充至輸入電容Ci，當一次側開關S1接著導通，可使一次側開關S1達成零電壓切換(ZVS – Zero Voltage Switching)。
前述之「零電壓切換」係指，在電晶體(如對應於一次側開關S1)將導通之前，藉由放電電流將電晶體之寄生電容的殘存電壓，通過無能損放電路徑(例如對應於一次側繞組W1)，放電至0V，並將電荷回充至無能損之元件(如輸入電容Ci)中，使得電晶體導通時，其汲源極電壓已先降低為0V，由於其寄生電容在此過程中不以電晶體之導通電阻放電，可提高電源轉換效率。
此外需說明的是：因電路零件的本身之寄生效應或是零件間相互的匹配不一定為理想，因此，雖然欲使寄生電容Cp放電至0V，但實際可能並無法準確地放電至0V，而僅是接近0V，亦即，根據本發明，可接受由於電路的不理想性而使寄生電容Cp放電後之電壓與0V間具有一定程度的誤差，此即前述之放電至「大致上」為0V之意，本文中其他提到「大致上」之處亦同。
請繼續參閱第2圖，在一實施例中，二次側控制電路30於零壓切換脈波PZV結束時點至下一個同步整流脈波PSR起始時點之間取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1，且根據第一電壓Vv1而決定零壓切換時段T_ZVS的長度，其中第一電壓Vv1正比於輸入電壓Vin。具體舉例而言，如第2圖所示，二次側控制電路30於時點t1-t3之間(亦即TVi_sampling)取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1，且根據第一電壓Vv1而決定下一次的零壓切換時段T_ZVS的長度。
在一實施例中，較佳的取樣保持時點需在同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2已達穩定之後。詳言之，在這段期間內，當同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2已達穩定時，其位準為輸入電壓Vin/n，其中n為一次側繞組W1與二次側繞組W2的圈數比。
請參閱第3圖，第3圖顯示對應於本發明之返馳式電源供應電路的實施例之波形示意圖。本實施例中，本發明之返馳式電源供應電路操作於邊界導通模式(BCM – Boundary Conduction Mode)。本實施例與第2圖的實施例類似，本實施例的不同之處在於，如第3圖所示，於同步整流脈波PSR結束時(同步整流時段T_SR結束時)，亦即二次側電流ISR降為0時(如第3圖中的t4)，同步整流控制訊號S2C同時接續零壓切換脈波PZV(如第3圖中的t4-t5)，換言之，本實施例中，同步整流控制訊號S2C的同步整流脈波PSR與零壓切換脈波PZV相連，使得在一次側開關不導通的期間，同步整流控制訊號S2C的外觀看似僅有一個脈波。值得注意的是，在同步整流脈波PSR的期間，二次側電流ISR為正（本實施例中輸出電流為正），而零壓切換脈波PZV期間，二次側電流ISR則為負值。
此外，本實施例中，二次側控制電路30於零壓切換脈波PZV結束時點至下一個同步整流脈波PSR起始時點之間(如第3圖中的t1-t3)取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1，且根據第一電壓Vv1而決定零壓切換時段T_ZVS的長度，其中第一電壓Vv1正比於輸入電壓Vin。
請參閱第4圖，第4圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖(二次側控制電路304)。本實施例中，二次側控制電路304包括取樣保持電路31以及時間產生電路32。取樣保持電路31用以於零壓切換脈波PZV結束時點至下一個同步整流脈波PSR起始時點之間(如第2圖或第3圖中的t1-t3)，以取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1。時間產生電路32則用以根據第一電壓Vv1而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。其中，取樣保持訊號S/H用以控制取樣保持電路31對同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2進行取樣保持的時點。在一實施例中，如第4圖所示，取樣保持電路31包括取樣控制開關SS以及保持電容器CH。
請參閱第5圖，第5圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖(二次側控制電路305)。本實施例中，二次側控制電路305包括取樣保持電路31、類比數位轉換器33以及時間產生電路32’。取樣保持電路31用以於零壓切換脈波PZV結束時點至下一個同步整流脈波PSR起始時點之間(如第2圖或第3圖中的t1-t3)取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1。類比數位轉換器33用以轉換第一電壓Vv1而產生一對應的第一數字碼DC1。時間產生電路32’則用以根據第一數字碼DC1而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。
請參閱第6圖，第6圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖(二次側控制電路306) ，本實施例與第5圖的實施例相似，本實施例的不同之處在於，如圖所示，二次側控制電路306的時間產生電路32”更根據輸出電壓Vo而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。
在一實施例中，零壓切換時段T_ZVS的長度與輸入電壓Vin及輸出電壓Vo的關係，可根據前述的有關零壓切換所需的最佳解而決定，亦即：
Figure 02_image001
-- eq. 1。
如在一實施例中，二次側控制電路直接耦接於輸出電壓Vo以偵測輸出電壓Vo，藉此根據輸出電壓Vo而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。
在其他的實施例中，二次側控制電路可於同步整流脈波PSR結束時點至下一個零壓切換脈波PZV起始時點之間(如第2圖中的t4-t5，也即TVo_sampling)，以取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第二電壓Vv2，且更根據第二電壓Vv2而決定零壓切換時段T_ZVS的長度，其中第二電壓Vv2正比於輸出電壓Vo。
請參閱第7圖，第7圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖(二次側控制電路307)，本實施例與第5圖的實施例相似，本實施例的不同之處在於，如圖所示，二次側控制電路307中的取樣保持電路31與類比數位轉換器33可於不同時段用於感測輸入電壓Vin或是感測輸出電壓Vo，而時間產生電路32’則可根據由上述不同時段所感測的輸入電壓Vin與感測輸出電壓Vo而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。
具體舉例而言，取樣保持電路31於零壓切換脈波PZV結束時點至下一個同步整流脈波PSR起始時點之間(如第2圖中的t1-t3)取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1，接著，類比數位轉換器33用以轉換第一電壓Vv1而產生一對應的第一數字碼DC1。本實施例中，取樣保持電路31更用以於同步整流脈波PSR結束時點至下一個零壓切換脈波PZV起始時點之間(如第2圖中的t4-t5)取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第二電壓Vv2，接著，類比數位轉換器33用以轉換第二電壓Vv2而產生一對應的第二數字碼DC2，而時間產生電路32’則用以根據第一數字碼DC1(對應於輸入電壓Vin)與第二數字碼DC2(對應於輸入電壓Vo)而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。具體而言，如第2圖所示，在DCM模式下，當變壓器10去磁後，二次側電流ISR降為0，此時變壓器10發生諧振(如第2圖中的t4-t5)，而可於同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2觀察到震幅相關於輸出電壓的諧振波形，因此，於同步整流脈波PSR結束時點至下一個零壓切換脈波PZV起始時點之間(如第2圖中的t4-t5)取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第二電壓Vv2，可獲得相關於輸出電壓Vo的訊息，用以決定零壓切換時段T_ZVS的長度。
請參閱第10圖，第10圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖(二次側控制電路3010)，從一個較為廣義的角度來看，前述的類比數位轉換器33可對應於一位準比較電路(如第10圖中的位準比較電路330)，用以比較第一電壓Vv1與至少一參考位準而產生一對應的第一比較結果(可對應於前述的第一數字碼DC1)，或用以比較第二電壓Vv2與至少一參考位準而產生一對應的第二比較結果(可對應於前述的第一數字碼DC2)。所述的第一比較結果與第二比較結果，可用以如前述個別或一同決定零壓切換時段T_ZVS的長度，而其決定的方式，在一實施例中，可根據第一比較結果及╱或第二比較結果而選擇多種零壓切換時段T_ZVS的長度中的一種，或者，可根據第一比較結果及╱或第二比較結果(例如對應於前述的第一數字碼DC1與第二數字碼DC1)而計算所需的零壓切換時段T_ZVS的長度。以下有關類比數位轉換器33與其所產生的數字碼亦可採取同樣的角度視之或實施，不予贅述。
請參閱第11A圖與第11B圖，第11A圖與第11B圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，位準比較電路的兩種具體實施例示意圖(如位準比較電路330A與330B)。如第11A圖所示，在一實施例中， 位準比較電路330A包括數位類比轉換電路331與電壓比較電路332，數位類比轉換電路331用以轉換一數字位準而產生參考位準Vref，其中參考位準為類比形式。電壓比較電路331用以比較第一電壓Vv1(或第二電壓Vv2)與類比形式的參考位準Vref而產生對應的第一比較結果(對應於前述的第一數字碼DC1)或第二比較結果(對應於前述的第二數字碼DC2)。
如第11B圖所示，在另一實施例中， 位準比較電路330B包括類比數位轉換電路333與數位比較電路334，類比數位轉換電路333用以轉換第一電壓以產生對應於第一電壓的數字碼，或轉換第二電壓以產生對應於第二電壓的數字碼。數位比較電路用以比較類比數位轉換電路333所產生的數字碼與一數字位準而產生對應的第一比較結果(對應於圖中的DC1或DC2)，其中數字位準對應於前述的至少一參考位準，換言之，在本實施例中，前述的至少一參考位準為數字形式。
請參閱第8圖，第8圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖(二次側控制電路308)，本實施例與第5圖的實施例相似，本實施例的不同之處在於，如圖所示，本實施例中，二次側控制電路308更包括選擇電路34，用以控制類比數位轉換器33選擇接收第一電壓Vv1或輸出電壓Vo。本實施例中，類比數位轉換器33於接收第一電壓Vv1時，轉換第一電壓Vv1而產生對應的第一數字碼DC1，且類比數位轉換器33於接收輸出電壓Vo時，轉換輸出電壓Vo而產生對應的第二數字碼DC2。本實施例中，時間產生電路32”根據第一數字碼DC1(對應於輸入電壓Vin)與第二數字碼DC2(對應於輸入電壓Vo)而決定零壓切換時段T_ZVS的長度。
請回閱第2圖，在一實施例中，前述的二次側控制電路(例如但不限於前述的二次側控制電路304、306、307、308)，於零壓切換脈波PZV結束時點起，計時延遲時間Tvi(如第2圖中的t1之後延遲Tvi)，於延遲時間Tvi的結束時點，以取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2作為第一電壓Vv1，在一較佳實施例中，於延遲時間Tvi的結束時點，同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2已回穩(settled)。具體舉例而言，以第2圖與第4圖的實施例為例，t1時點起經過延遲時間Tvi後，於時點t2’ ，例如將開關SS控制為不導通，以取樣保持同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2(儲存於保持電容器CH)作為第一電壓Vv1。
請參閱第9圖，第9圖顯示對應於本發明之返馳式電源供應電路的實施例之波形示意圖。在一實施例中，前述的二次側控制電路(例如但不限於前述的二次側控制電路304、306、307、308)，於零壓切換脈波PZV結束時點起(如第9圖中的t1)，對同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2進行複數次取樣保持(如第9圖中的VDS2[1]、VDS2[2]、VDS2[3]、VDS2[4])，直到連續2次的取樣保持結果之間的差值小於預設的差值閾值時，將最後一次的取樣保持結果作為第一電壓Vv1。具體舉例而言，如第9圖所示，二次側控制電路於零壓切換脈波PZV結束時點起(如第9圖中的t1)，連續對同步整流開關S2的第一端的電壓VDS2進行取樣保持，如第9圖中的VDS2[1]、VDS2[2]、VDS2[3]、VDS2[4]，本實施例中，VDS2[3]與VDS2[4]之間的差值小於預設的差值閾值（即代表VDS2已經回穩），因此，將最後一次的取樣保持結果，亦即VDS2[4]作為第一電壓Vv1。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及／或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
10:功率變壓器 20:一次側控制電路 30,304,305:二次側控制電路 306,307,308:二次側控制電路 31:取樣保持電路 32,32’,32”:時間產生電路 33:類比數位轉換器 34:選擇電路 330A,330B:位準比較電路 331:數位類比轉換電路 332:電壓比較電路 333:類比數位轉換電路 334:數位比較電路 1000:返馳式電源供應電路 CH:保持電容器 Ci:輸入電容 Cp:寄生電容 DC1,DC2:數字碼 Ip:一次側電流 ISR:二次側電流 n:圈數比 PSR:同步整流脈波 PZV:零壓切換脈波 S1:一次側開關 S1C:切換訊號 S2:同步整流開關 S2C:同步整流控制訊號 S/H:取樣保持訊號 SS:取樣控制開關 t1-t5:時點 T_SR:同步整流時段 Tvi:延遲時間 T_ZVS:零壓切換時段 VDS1:電壓 VDS2:電壓 VDS2[1-4]:電壓 Vin:輸入電壓 Vo:輸出電壓 參考位準Vref Vv1,Vv2:電壓 W1:一次側繞組 W2:二次側繞組
第1A圖顯示本發明之返馳式電源供應電路的一種實施例之示意圖。
第1B圖顯示本發明之返馳式電源供應電路的一種實施例之示意圖。
第2圖顯示對應於本發明之返馳式電源供應電路的實施例之波形示意圖。
第3圖顯示對應於本發明之返馳式電源供應電路的實施例之波形示意圖。
第4圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖。
第5圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖。
第6圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖。
第7圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖。
第8圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖。
第9圖顯示對應於本發明之返馳式電源供應電路的實施例之波形示意圖。
第10圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，二次側控制電路的一種實施例示意圖。
第11A圖與第11B圖顯示本發明之返馳式電源供應電路中，位準比較電路的兩種具體實施例示意圖。
304:二次側控制電路
31:取樣保持電路
32:時間產生電路
CH:保持電容器
ISR:二次側電流
S2:同步整流開關
S2C:同步整流控制訊號
S/H:取樣保持訊號
SS:取樣控制開關
VDS2:電壓
Vo:輸出電壓
Vv1:電壓
W2:二次側繞組

Claims (24)

  1. 一種返馳式電源供應電路，用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源供應電路包含： 一功率變壓器，耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間； 一一次側開關，耦接於該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓； 一同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關，與該功率變壓器的一二次側繞組串聯耦接於該輸出電壓與一二次側接地節點之間； 一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制該一次側開關而切換該功率變壓器的該一次側繞組；以及 一二次側控制電路，用以產生一同步整流控制訊號，以控制該同步整流開關切換該功率變壓器的該二次側繞組而產生該輸出電壓，其中該同步整流控制訊號具有一同步整流脈波以及一零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，該同步整流脈波用以控制該同步整流開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零壓切換脈波用以控制該同步整流開關導通一零壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換； 其中該二次側控制電路，於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的一第一端的電壓作為第一電壓，且根據該第一電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第一電壓正比於該輸入電壓，其中該同步整流開關的該第一端對應於該同步整流開關的一電流流出端或一電流流入端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路包括： 一取樣保持電路，用以於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓； 一位準比較電路，用以比較該第一電壓與至少一參考位準而產生一對應的第一比較結果；以及 一時間產生電路，用以根據對應於該第一電壓的該第一比較結果而決定該零壓切換時段的長度。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路更根據該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路更直接耦接於該輸出電壓以偵測該輸出電壓，藉此根據該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路的特徵更包括：於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓，且更根據該第二電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第二電壓正比於該輸出電壓。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路，其特徵包括： 該取樣保持電路更用以於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓； 該位準比較電路更用以比較該第二電壓與該至少一參考位準而產生一對應的第二比較結果；以及 該時間產生電路更用以根據對應於該第二電壓的該第二比較結果而決定該零壓切換時段的長度。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路更包括： 一選擇電路，用以控制該位準比較電路接收該第一電壓或該輸出電壓； 其中該位準比較電路於接收該第一電壓時，比較該第一電壓與該至少一參考位準而產生該對應的該第一比較結果，且該位準比較電路於接收該輸出電壓時，比較該輸出電壓與該至少一參考位準而產生該對應的第二比較結果； 其中該時間產生電路根據對應於該第一電壓的該第一比較結果與對應於該第二電壓的該第二比較結果而決定該零壓切換時段的長度。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之返馳式電源供應電路，其中該二次側控制電路，於該零壓切換脈波結束時點起計時一延遲時間，於該延遲時間的結束時點取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓，其中於該延遲時間的結束時點，該同步整流開關的該第一端的電壓已回穩（settled）。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之返馳式電源供應電路，其中於該零壓切換脈波結束時點起，對該同步整流開關的該第一端的電壓進行複數次取樣保持，直到連續2次的取樣保持結果之間的差值小於一預設的差值閾值時，將最後一次的取樣保持結果作為該第一電壓。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之返馳式電源供應電路，其中該輸入電壓等於該第一電壓的n倍，其中n為該一次側繞組與該二次側繞組的圈數比。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之返馳式電源供應電路，其中該返馳式電源供應電路操作於一不連續導通模式(DCM – Discontinuous Conduction Mode)，或操作於一邊界導通模式(BCM – Boundary Conduction Mode)。
  12. 如申請專利範圍第2項所述之返馳式電源供應電路，其中該位準比較電路配置為以下之一： (1) 該位準比較電路包括： 一數位類比轉換電路，用以產生該至少一參考位準，其中該至少一參考位準為類比形式；以及 一電壓比較電路，用以比較該第一電壓與類比形式的該至少一參考位準而產生該對應的第一比較結果； 或者 (2) 該位準比較電路包括： 一類比數位轉換電路，用以轉換該第一電壓以產生一對應於該第一電壓的第一數字碼；以及 一數位比較電路，用以比較該第一數字碼與一數字位準而產生該對應的第一比較結果，其中該數字位準對應於該至少一參考位準。
  13. 一種二次側控制電路，用以控制一返馳式電源供應電路，該返馳式電源供應電路用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源供應電路包括：一功率變壓器，耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，耦接於該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓；一同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關，與該功率變壓器的一二次側繞組串聯耦接於該輸出電壓與一二次側接地節點之間；以及一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制該一次側開關而切換該功率變壓器的該一次側繞組；該二次側控制電路用以產生一同步整流控制訊號，以控制該同步整流開關切換該功率變壓器的該二次側繞組而產生該輸出電壓，其中該同步整流控制訊號具有一同步整流脈波以及一零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，該同步整流脈波用以控制該同步整流開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零壓切換脈波用以控制該同步整流開關導通一零壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；該二次側控制電路包含： 一取樣保持電路，用以於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的一第一端的電壓作為該第一電壓，其中該第一電壓正比於該輸入電壓，其中該同步整流開關的該第一端對應於該同步整流開關的一電流流出端或一電流流入端； 以及 一時間產生電路，用以根據該第一電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之二次側控制電路，其中該二次側控制電路更根據該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之二次側控制電路，其中該二次側控制電路更直接耦接於該輸出電壓以偵測該輸出電壓，藉此根據該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之二次側控制電路，其中該二次側控制電路，更於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓，且更根據該第二電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第二電壓正比於該輸出電壓。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之二次側控制電路，其特徵更包括： 該取樣保持電路更用以於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓； 以及 該時間產生電路更用以根據該第二電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  18. 如申請專利範圍第15項所述之二次側控制電路，其中該二次側控制電路更包含： 一選擇電路，用以控制該時間產生電路接收該第一電壓或該輸出電壓； 其中該時間產生電路根據該選擇電路的選擇，而分別獲取該第一電壓或該輸出電壓的訊息，且根據該第一電壓與該輸出電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  19. 如申請專利範圍第13項所述之二次側控制電路，其中該二次側控制電路，於該零壓切換脈波結束時點起計時一延遲時間，於該延遲時間的結束時點取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓，其中於該延遲時間的結束時點，該同步整流開關的該第一端的電壓已回穩（settled）。
  20. 如申請專利範圍第13項所述之二次側控制電路，其中於該零壓切換脈波結束時點起，對該同步整流開關的該第一端的電壓進行複數次取樣保持，直到連續2次的取樣保持結果之間的差值小於一預設的差值閾值時，將最後一次的取樣保持結果作為該第一電壓。
  21. 一種控制方法，用以控制一返馳式電源供應電路，該返馳式電源供應電路用以轉換一輸入電壓而產生一輸出電壓，該返馳式電源供應電路包括：一功率變壓器，耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，耦接於該功率變壓器的一一次側繞組，其中該一次側繞組耦接於該輸入電壓；一同步整流（Synchronous Rectifying，SR）開關，與該功率變壓器的一二次側繞組串聯耦接於該輸出電壓與一二次側接地節點之間；以及一一次側控制電路，用以產生一切換訊號，以控制該一次側開關而切換該功率變壓器的該一次側繞組；該二次側控制電路用以產生一同步整流控制訊號，以控制該同步整流開關切換該功率變壓器的該二次側繞組而產生該輸出電壓，其中該同步整流控制訊號具有一同步整流脈波以及一零壓切換（Zero Voltage Switching，ZVS）脈波，該同步整流脈波用以控制該同步整流開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零壓切換脈波用以控制該同步整流開關導通一零壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；該控制方法包含： 於該零壓切換脈波結束時點至下一個同步整流脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的一第一端的電壓作為該第一電壓，其中該第一電壓正比於該輸入電壓，其中該同步整流開關的該第一端對應於該同步整流開關的一電流流出端或一電流流入端；以及 根據該第一電壓而決定該零壓切換時段的長度。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之控制方法，更包含： 於該同步整流脈波結束時點至下一個零壓切換脈波起始時點之間取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為第二電壓；以及 根據該第二電壓而決定該零壓切換時段的長度，其中該第二電壓正比於該輸出電壓。
  23. 如申請專利範圍第21項所述之控制方法，其中取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓的步驟包括：於該零壓切換脈波結束時點起計時一延遲時間，於該延遲時間的結束時點取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓； 其中於該延遲時間的結束時點，該同步整流開關的該第一端的電壓已回穩（settled）。
  24. 如申請專利範圍第21項所述之控制方法，其中取樣保持該同步整流開關的該第一端的電壓作為該第一電壓的步驟包括：於該零壓切換脈波結束時點起，對該同步整流開關的該第一端的電壓進行複數次取樣保持，直到連續2次的取樣保持結果之間的差值小於一預設的差值閾值時，將最後一次的取樣保持結果作為該第一電壓。
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