TWI783365B - 返馳式轉換器及其切換控制電路與控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種返馳式轉換器包括：功率變壓器，一次側開關，二次側開關，以及切換控制電路。二次側切換訊號具有同步整流脈波以及零電壓切換脈波，以達成二次側同步整流及一次側開關零電壓切換。零電壓切換脈波根據諧振波形的第一波形特徵而致能，一次側切換訊號根據諧振波形的第二波形特徵而致能。當輸出電流上升時，於禁止時段內禁能一次側切換訊號，使得一次側切換訊號與零電壓切換脈波於禁止時段不重疊，以避免一次側開關與二次側開關同時導通。禁止時段相關於前一個切換週期內的一次側切換訊號之上升緣以及諧振波形的諧振週期。

Description

返馳式轉換器及其切換控制電路與控制方法
本發明係有關一種返馳式轉換器，特別是指一種具有零電壓切換功能且可避免一次側與二次側短路電流的返馳式轉換器。本發明也有關於用於返馳電源供應器的控制電路與控制方法。
圖1A與圖1B顯示先前技術之返馳式轉換器(返馳式轉換器1001A與1001B)。其中一次側控制電路80用以產生一次側切換訊號S1C，藉此控制一次側開關S1以切換功率變壓器10而產生輸出電壓Vo，二次側控制電路90用以產生二次側切換訊號S2C，以控制二次側開關S2而進行二次側的同步整流以及零電壓切換(ZVS,zero voltage switching)。返馳式轉換器1001A與1001B中的二次側開關S2分別位於二次側繞組的下側與上側。
圖2顯示對應於圖1A與圖1B先前技術之返馳式轉換器的操作波形示意圖。本實施例中，本發明之返馳式轉換器操作於不連續導通模式(DCM-Discontinuous Conduction Mode)。返馳式轉換器1001A或1001B的二次側切換訊號S2C具有同步整流脈波PSR以及零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波PZV，在一次側開關S1導通後又再度關斷時，同步整流脈波PSR用以控制同步整流開關S2於功率變壓器10的去磁階段導通以達 成二次側的同步整流，另一方面，零電壓切換脈波PZV則用以達成前述之一次側開關S1的零電壓切換。
此先前技術中，採用了「波峰/波谷鎖定」的技術，根據輸出電流的位準，適應性地選擇諧振波形(例如一次側開關電壓VDS1於DCM時的諧振波形)諧振時一波形特徵，一次側開關電壓VDS1於DCM時的諧振波形之某序位的波峰(例如VDS1的第三個波峰P3)，開始前述的零電壓切換脈波PZV。此外，一次側控制電路80與二次側控制電路90還根據上述的諧振波形的另一特徵，例如鄰接序位的波谷(例如VDS1的第四個波谷V4)而同步一次側開關S1的導通時點。藉此，此先前技術可使一次側開關S1與二次側開關S2皆達到零電壓切換，以提高電源轉換效率，且得以在無需額外的隔離通信路徑(例如脈波變壓器)的條件下，使一次側開關S1與二次側開關S2的開關時間彼此同步且不重疊，避免同時導通而造成短路電流。
然而，在某些負載變化的情況下，仍會造成一次側開關S1與二次側開關S2同時導通而造成短路電流，如圖3所示，此為該先前技術的缺點。圖3顯示對應於圖1A與圖1B先前技術之返馳式轉換器的操作波形示意圖。在切換週期[n]時的負載電流Io，在切換週期[n+1]時加大，因負載電流加大，造成一次側S1開關訊號S1C提前導通，此時如果二次側S2C的PVZ訊號如果還維持上一切換週期的導通時間，將造成一次側開關及二次側開關同時導通，造成短路，燒毁轉換器。
相較於前述的先前技術，本發明除了可使一次側開關S1與二次側開關S2皆達到零電壓切換，且得以使一次側開關S1與二次側開關S2的開關時間同步之外，還可在各種負載變化下，有效地避免一次側開關S1與二次側開關S2同時導通而造成的短路電流。
就其中一個觀點言，本發明提供了一種切換控制電路，用以控制一返馳式轉換器，以轉換一輸入電源而產生一輸出電源，該返馳式轉換器包括一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，用以切換該功率變壓器的一一次側繞組；以及一二次側開關，用以切換該功率變壓器的一二次側繞組；該切換控制電路包含：一一次側控制電路，用以產生一一次側切換訊號，以一切換週期控制該一次側開關；以及一二次側控制電路，用以產生一二次側切換訊號，以控制該二次側開關，其中該二次側切換訊號具有一同步整流(Synchronous Rectifying，SR)脈波以及一零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波，該同步整流脈波用以控制該二次側開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零電壓切換脈波用以控制該二次側開關導通一零電壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中，該二次側控制電路根據一DCM(不連續導通模式)諧振波形的第一波形特徵而致能該零電壓切換脈波，其中，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第二波形特徵而致能該一次側切換訊號，其中該DCM諧振波形的該第二波形特徵晚於該DCM諧振波形的該第一波形特徵；其中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第三波形特徵而致能該一次側切換訊號，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通，其中該第三波形特徵之時點晚於該第二波形特徵於當前的該切換週期中所對應的時點。
在一較佳實施例中，該DCM諧振波形對應於該一次側開關的汲源極電壓之諧振波形，其中該第二波形特徵對應於該DCM諧振波形的第 V個波谷，該第三波形特徵對應於該DCM諧振波形的第W個波谷，其中W大於V。
在一較佳實施例中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路控制該一次側切換訊號，於一禁止時段內禁能該一次側切換訊號，使得該一次側切換訊號與該零電壓切換脈波於該禁止時段不重疊，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通；其中該禁止時段相關於前一個該切換週期內的該一次側切換訊號之上升緣以及該DCM諧振波形的一諧振週期。
在一較佳實施例中，該DCM諧振波形的該諧振週期相關於該一次側繞組的電感值與該一次側開關的雜散電容值。
在一較佳實施例中，該一次側控制電路根據該輸出電源而產生一導通控制訊號，用以觸發該一次側切換訊號且決定該一次側開關於每一切換週期中的導通時點與導通時段，其中該一次側控制電路於每一切換週期中，產生示意一預禁止時段的一預禁止訊號；其中當該導通控制訊號在該預禁止時段內轉為致能時，該一次側控制電路產生示意該禁止時段的一禁止訊號，以於該禁止時段內遮罩該導通控制訊號而禁能該一次側切換訊號之觸發；其中該預禁止訊號根據前一個該切換週期的該一次側切換訊號的上升緣以及該諧振週期而產生，其中該預禁止時段涵蓋至少前一個該切換週期的該零電壓切換脈波。
在一較佳實施例中，當該導通控制訊號在該預禁止時段之外轉為致能時，允許該導通控制訊號觸發該一次側切換訊號。
在一較佳實施例中，當該禁止訊號被致能後，根據相關於該諧振波形的一諧振同步訊號計時對應的該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
在一較佳實施例中，當該禁止訊號被致能後，以該諧振波形相關訊號計時對應的該禁止時段，使得於該禁止時段結束後，該一次側切換訊號於該DCM諧振波形的第三波形特徵而被致能，而達成零電壓切換，其中該第三波形特徵晚於對應於前一個切換週期內的該第二波形特徵。
在一較佳實施例中，當該禁止訊號被致能時，於當前之該切換週期內，該一次側切換訊號的致能時點與該零電壓切換脈波相距1.5個該諧振週期。
在一較佳實施例中，該一次側控制電路包括：一斜坡產生電路，用以於每一該切換週期中，該一次側切換訊號的膝點開始產生一基礎斜坡訊號；一波谷選擇電路，用以於該一次側切換訊號的上升緣取樣與保持該基礎斜坡訊號而產生一波谷記憶訊號，且，用以產生一第一斜坡訊號與一第二斜坡訊號，其中該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號分別與該基礎斜坡訊號具有對應的一第一偏移位準與一第二偏移位準；以及一禁止訊號產生電路，用以比較該第一斜坡訊號與該基礎斜坡訊號，以及比較該第二斜坡訊號與該基礎斜坡訊號而產生該預禁止訊號，其中該預禁止時段對應於該基礎斜坡訊號介於該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號的期間，且，用以判斷該導通控制訊號的上升緣是否發生於該預禁止時段內而產生該禁止訊號。
在一較佳實施例中，該第一偏移位準與該第二偏移位準相關於該諧振週期。
在一較佳實施例中，該一次側控制電路更包括：一諧振偵測電路，用以根據該功率變壓器的一輔助繞組所產生的一輔助訊號，而產生相關於該諧振波形的一諧振同步訊號；其中該禁止訊號產生電路更根據該 諧振同步訊號，以計時該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種返馳式轉換器，用以轉換一輸入電源而產生一輸出電源，該返馳式轉換器包含：一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，用以切換該功率變壓器的一一次側繞組；一二次側開關，用以切換該功率變壓器的一二次側繞組；一一次側控制電路，用以產生一一次側切換訊號，以一切換週期控制該一次側開關；以及一二次側控制電路，用以產生一二次側切換訊號，以控制該二次側開關，其中該二次側切換訊號具有一同步整流(Synchronous Rectifying，SR)脈波以及一零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波，該同步整流脈波用以控制該二次側開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零電壓切換脈波用以控制該二次側開關導通一零電壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中，該二次側控制電路根據一DCM(不連續導通模式)諧振波形的第一波形特徵而致能該零電壓切換脈波，其中，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第二波形特徵而致能該一次側切換訊號，其中該DCM諧振波形的該第二波形特徵晚於該DCM諧振波形的該第一波形特徵；其中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第三波形特徵而致能該一次側切換訊號，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通，其中該第三波形特徵之時點晚於該第二波形特徵於當前的該切換週期中所對應的時點。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種用以控制一返馳式轉換器之控制方法，以轉換一輸入電源而產生一輸出電源，該返馳式轉換器包括一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之 間；一一次側開關，用以切換該功率變壓器的一一次側繞組；以及一二次側開關，用以切換該功率變壓器的一二次側繞組；該方法包含：產生一一次側切換訊號，以一切換週期控制該一次側開關；以及產生一二次側切換訊號，以控制該二次側開關，其中該二次側切換訊號具有一同步整流(Synchronous Rectifying，SR)脈波以及一零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波，該同步整流脈波用以控制該二次側開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零電壓切換脈波用以控制該二次側開關導通一零電壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中，於穩態下，產生零電壓切換脈波的步驟包括：根據一DCM(不連續導通模式)諧振波形的第一波形特徵而致能該零電壓切換脈波，其中，於穩態下，產生該一次側切換訊號的步驟包括：根據該DCM諧振波形的第二波形特徵而致能該一次側切換訊號，其中該DCM諧振波形的該第二波形特徵晚於該DCM諧振波形的該第一波形特徵；以及當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，根據該DCM諧振波形的第三波形特徵而致能該一次側切換訊號，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通，其中該第三波形特徵之時點晚於該第二波形特徵於當前的該切換週期中所對應的時點。
在一較佳實施例中，該DCM諧振波形對應於該一次側開關的汲源極電壓之諧振波形，其中該第二波形特徵對應於該DCM諧振波形的第V個波谷，該第三波形特徵對應於該DCM諧振波形的第W個波谷，其中W大於V。
在一較佳實施例中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，於一禁止時段內禁能該一次側切換訊號，使得該一次側切換訊號與該零電壓切換脈波於該禁止時段不 重疊，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通；其中該禁止時段相關於前一個該切換週期內的該一次側切換訊號之上升緣以及該DCM諧振波形的一諧振週期。
在一較佳實施例中，產生該一次側切換訊號的步驟更包括：根據該輸出電源而產生一導通控制訊號，用以觸發該一次側切換訊號且決定該一次側開關於每一切換週期中的導通時點與導通時段；於每一切換週期中，產生示意一預禁止時段的一預禁止訊號；以及當該導通控制訊號在該預禁止時段內轉為致能時，產生示意該禁止時段的一禁止訊號，以於該禁止時段內遮罩該導通控制訊號而禁能該一次側切換訊號之觸發；其中該預禁止訊號根據前一個該切換週期的該一次側切換訊號的上升緣以及該諧振週期而產生，其中該預禁止時段涵蓋至少前一個該切換週期的該零電壓切換脈波。
在一較佳實施例中，產生該一次側切換訊號的步驟更包括：當該導通控制訊號在該預禁止時段之外轉為致能時，允許該導通控制訊號觸發該一次側切換訊號。
在一較佳實施例中，產生該一次側切換訊號的步驟更包括：當該禁止訊號被致能後，根據相關於該諧振波形的一諧振同步訊號計時對應的該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
在一較佳實施例中，產生該一次側切換訊號的步驟更包括：當該禁止訊號被致能後，以該諧振波形相關訊號計時對應的該禁止時段，使得於該禁止時段結束後，該一次側切換訊號於該DCM諧振波形的第三波形特徵而被致能，而達成零電壓切換，其中該第三波形特徵晚於對應於前一個切換週期內的該第二波形特徵。
在一較佳實施例中，產生該禁止訊號的步驟包括：於每一該切換週期中，該一次側切換訊號的膝點開始產生一基礎斜坡訊號；於該一次側切換訊號的上升緣取樣與保持該基礎斜坡訊號而產生一波谷記憶訊號；產生一第一斜坡訊號與一第二斜坡訊號，其中該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號分別與該基礎斜坡訊號具有對應的一第一偏移位準與一第二偏移位準；比較該第一斜坡訊號與該基礎斜坡訊號，且，比較該第二斜坡訊號與該基礎斜坡訊號而產生該預禁止訊號，其中該預禁止時段對應於該基礎斜坡訊號介於該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號的期間；以及判斷該導通控制訊號的上升緣是否發生於該預禁止時段內而產生該禁止訊號。
在一較佳實施例中，該第一偏移位準與該第二偏移位準相關於該諧振週期。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
10:功率變壓器
1001A,1001B,1004:返馳式轉換器
110:PWM產生電路
111:計時器
112:正反器
120:負緣偵測電路
121:延遲電路
130:諧振偵測電路
131:放大電路
132:電晶體
133:電流電壓轉換電路
140:波谷修正電路
141:延遲電路
150:膝點偵測電路
151:比較器
152:脈波電路
153:狀態電路
160:斜坡產生電路
161:正反器
162:積分電路
170:波谷選擇電路
171:放大器
172:偏移電路
173,175:取樣保持電路
180:禁止訊號產生電路
181,182:比較器
183,184,185:正反器
80,100:一次側控制電路
90,200:二次側控制電路
Cp:寄生電容
CyL:負緣訊號
FBR:回授相關訊號
INH:禁止訊號
Io:輸出電流
Ip:一次側電流
Isr:二次側電流
KCdb:延遲反相訊號
Knee:膝點訊號
KneeCMP:比較結果
KP:膝點脈波
P1~P4:波峰
P_INH:預禁止訊號
P_PWM:波谷指示訊號
PSR:同步整流脈波
PZV:零電壓切換脈波
RH1:斜坡位準訊號
Rmp,Rmp0,Rmp1,Rmp2:斜坡訊號
RmpEN:斜坡致能訊號
RST:系統重置訊號
S1:一次側開關
S1C:一次側切換訊號
S2C:二次側切換訊號
S2:二次側開關
SYNC:諧振同步訊號
t2~t15:時點
TD:導通控制訊號
Tinh:禁止時段
Tpinh:預禁止時段
Trng:諧振週期
TSR:同步整流時段
TZV:脈寬
V1~V4:波谷
Vaux,DEMAG:輔助電壓
VDS1:一次側開關電壓
VDS2:二次側開關電壓
Vin:輸入電壓
VK,VR:參考訊號
VN:波谷記憶訊號
Vo:輸出電壓
W1:一次側繞組
W2:二次側繞組
W3:輔助繞組
圖1A與圖1B顯示先前技術之返馳式轉換器實施例示意圖。
圖2顯示對應於圖1A與圖1B先前技術之返馳式轉換器的操作波形示意圖。
圖3顯示對應於圖1A與圖1B先前技術之返馳式轉換器的操作波形示意圖。
圖4顯示根據本發明之返馳式轉換器的較佳實施例示意圖。
圖5顯示對應於本發明之返馳式轉換器的實施例之波形示意圖。
圖6顯示對應於本發明之返馳式轉換器的實施例之波形示意圖。
圖7顯示本發明之返馳式轉換器中，諧振偵測電路的一具體實施例示意圖。
圖8顯示本發明之返馳式轉換器中，波谷修正電路的一具體實施例示意圖。
圖9顯示本發明之返馳式轉換器中，膝點偵測電路的一具體實施例示意圖。
圖10顯示本發明之返馳式轉換器中，斜坡產生電路的一具體實施例示意圖。
圖11顯示本發明之返馳式轉換器中，波谷選擇電路的一具體實施例示意圖。
圖12顯示本發明之返馳式轉換器中，禁止訊號產生電路的一具體實施例示意圖。
圖13顯示本發明之返馳式轉換器中，PWM產生電路的一具體實施例示意圖。
圖14顯示本發明之返馳式轉換器中，負緣偵測電路的一具體實施例示意圖。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
圖4顯示根據本發明之返馳式轉換器的較佳實施例示意圖(返馳式轉換器1004)。返馳式轉換器1004用以轉換輸入電壓Vin而產生輸出電壓Vo與輸出電流Io，而提供電源予負載電路(未示出，為本領域具有通常知識者所熟知，在此不予贅述)。返馳式轉換器1004包含功率變壓器10、一次側控制電路100以及二次側控制電路200。
功率變壓器10以電性絕緣的方式耦接於輸入電壓Vin與輸出電壓Vo之間，一次側開關S1耦接於功率變壓器10的一次側繞組W1，其中一次側繞組W1耦接於輸入電壓Vin。二次側開關S2與功率變壓器10的二次側繞組W2串接於輸出電壓Vo與二次側接地節點之間。在本實施例中，二次側開關S2耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與二次側接地節點之間。二次側開關S2亦可耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與輸出電壓Vo之間，如圖1B之二次側電路所示意。為簡化說明，接下來以如圖4所示之二次側開關S2耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與二次側接地節點之間的實施例進行說明，然而相同的精神也可適用於如圖1B之二次側所示的另一種形式。
一次側控制電路100用以產生一次側切換訊號S1C，一次側切換訊號S1C用以控制一次側開關S1以切換功率變壓器10的一次側繞組W1，其中一次側繞組W1耦接於輸入電壓Vin。二次側控制電路200用以產生二次側切換訊號S2C，以控制二次側開關S2之導通與關斷，而切換功率變壓器10的二次側繞組W2產生輸出電壓Vo。其中VDS1為一次側開關S1的汲極的電壓，而VDS2為二次側開關S2的第一端的電壓。本實施例中，所述的二次側開關S2的第一端為汲極(電流流出端)，而二次側開關S2的第二端為源極(電流流入端)。還需說明的是，在二次側開關S2耦接於功率變壓器10的二次側繞組W2與輸出電壓Vo之間的實施例中，如圖1B之二次側電路所示， 所述的二次側開關S2的第一端為源極(電流流入端)，而二次側開關S2的第二端為汲極(電流流出端)。
請同時參閱圖5，圖5顯示對應於本發明之返馳式轉換器的實施例之波形示意圖。本實施例中，本發明之返馳式轉換器操作於不連續導通模式(DCM-Discontinuous Conduction Mode)。根據本發明，二次側切換訊號S2C具有同步整流脈波PSR以及零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波PZV，在一次側開關S1導通後又再度關斷時(如圖5之t3)，同步整流脈波PSR用以控制二次側開關S2導通一同步整流時段TSR以達成二次側的同步整流，其中，同步整流時段TSR大致上同步於二次側繞組W2的感應電流的導通時段，換言之，同步整流時段TSR開始於二次側繞組W2自一次側繞組W1轉移能量而產生二次側電流Isr的時點(t3)，且同步整流時段TSR結束於二次側繞組W2的二次側電流Isr降為0的時點(t4)，如此可提升電源轉換效率。
請繼續參閱圖5，另一方面，零電壓切換脈波PZV則用以達成前述之一次側開關S1的零電壓切換。詳言之，本實施例中，當返馳式轉換器1004操作於不連續導通模式時，功率變壓器10於一次側開關S1導通時感磁(magnetizing，t2-t3，圖5)，且於該一次側開關S1轉為不導通時將感磁時所獲得的能量傳送到該輸出電壓Vo；當同步整流脈波PSR控制二次側開關S2導通，而使得功率變壓器10去磁完成後(demagnetized，t4，圖5)，二次側開關S2會先控制為不導通(t4-t5，圖5)，此時功率變壓器10會開始產生DCM諧振波形，所述的DCM諧振波形可對應於例如一次側電壓VDS1、二次側電壓VDS2或輔助繞組W3所產生的輔助電壓Vaux或DEMAG，此外，所述之DCM諧振波形的諧振週期Trng相關於功率變壓器10的電感值與雜散電容值，特別是一次側繞組W1的電感值與相關的雜散電容值。
而當二次側開關S2再度根據零電壓切換脈波PZV而導通時(如圖5之t5)，功率變壓器10會在二次側繞組W2感應負向的二次側電流Isr，當二次側開關S2於零電壓切換脈波PZV結束再度關斷時(如t6)，功率變壓器10會在一次側繞組W1感應負向的一次側電流Ip，在此期間(如t6-t7)，負向的一次側電流Ip可將一次側開關S1之寄生電容Cp放電，使得一次側開關S1的汲極電壓VDS1下降至較低的電壓，並將電荷通過一次側繞組W1回充至輸入電源，當一次側開關S1接著導通，可使一次側開關S1達成柔性切換。在一較佳實施例中，負向的一次側電流Ip可將一次側開關S1之寄生電容Cp放電至大致上為0V，可使一次側開關S1達成零電壓切換(ZVS-Zero Voltage Switching)。
需說明的是，前述之「零電壓切換」係指，在電晶體(如對應於一次側開關S1)將導通之前，藉由放電電流將電晶體之寄生電容的殘存電壓，通過無能損放電路徑(例如對應於一次側繞組W1)，放電至較低的電壓，並將電荷回充至無能損之元件(如輸入電源)中，使得電晶體導通時，其汲源極電壓已先降低為較低的電壓，由於其寄生電容(如對應於Cp)所儲存的電荷在此過程中不以電晶體之導通電阻放電，可提高電源轉換效率。
此外需說明的是：因電路零件的本身之寄生效應或是零件間相互的匹配不一定為理想，因此，雖然欲使寄生電容Cp放電至0V，但實際可能並無法準確地放電至0V，而僅是接近0V，亦即，根據本發明，可接受由於電路的不理想性而使寄生電容Cp放電後之電壓與0V間具有一定程度的誤差，此即前述之放電至「大致上」為0V之意，本文中其他提到「大致上」之處亦同。
在一實施例中，前述的零電壓切換脈波PZV的起始時點同步於功率變壓器10去磁後的諧振波形的第一波形特徵，以圖5的實施例舉例而 言，二次側控制電路200根據輸出電流Io的位準，適應性地選擇二次側開關電壓VDS2於功率變壓器10去磁後，諧振波形的某序位的波谷，開始前述的零電壓切換脈波PZV，藉此使二次側開關S2亦達到零電壓切換。例如圖5中，於時點t5開始前述的零電壓切換脈波PZV，其對應於VDS2的第三個波谷，同時也是VDS1的第三個波峰P3，為求一致，皆依一次側開關電壓VDS1之特徵而標示為P3。此外，一次側控制電路100還根據根據輸出電流Io的位準，適應性選擇上述的諧振波形的另一特徵，例如以鄰接次序位的波谷(例如圖5的時點t7，VDS1的第四個波谷V4)做為一次側開關S1的導通起始時點。藉此，可使一次側開關S1與二次側開關S2皆達到零電壓切換，以提高電源轉換效率，且得以在無需額外的隔離通信路徑(例如脈波變壓器)的條件下，使一次側開關S1與二次側開關S2的開關時間同步且不重疊。在一較佳實施例中，於穩態下(例如圖5中的切換週期[n])，一次側開關S1與二次側開關S2的開關之間的不重疊時間為0.5個諧振週期Trng。
請繼續參閱圖5，為了避免前述的短路電流，在一實施例中，例如當輸出電流Io或輸出功率因負載變化而提高時，一次側開關S1的導通時點將被延後至少一個上述諧振波形的一個諧振週期Trng，具體以圖5舉例而言，當輸出電流Io於時點t8提高後，於切換週期[n+1]中，當返馳式轉換器1004根據回授，而欲較前一個切換週期提前導通一次側開關S1時，受到如圖所示的禁止時段Tinh(t9~t11)的遮罩與延遲，因而於切換週期[n+1]中，至一次側開關電壓VDS1的第五個波谷V5(t11)才開始導通一次側開關S1。換言之，於禁止時段Tinh中可確保一次側切換訊號S1C與該零電壓切換脈波PZV不會重疊，可有效避免一次側開關S1與二次側開關S2同時導通。
請繼續參閱圖5，在一實施例中，當返馳式轉換器1004根據回授，而欲較前一個切換週期提前導通，且提前導通的時點早於前述的零 電壓切換脈波PZV的起始時點時，則一次側開關S1的導通時點將依回授而決定，亦即，不需如前述地延後。具體以圖5舉例而言，於切換週期[n+2]中，當返馳式轉換器1004根據回授，而使得導通時點被提前至一次側開關電壓VDS1的第三個波谷V3(t12)時，由於一次側開關電壓VDS1的第三個波谷V3早於零電壓切換脈波PZV原應於切換週期[n+2]中的起始時點(如t13之P3)，因此，一次側開關S1直接於一次側開關電壓VDS1的第三個波谷V3(t12)導通。此外，當一次側開關S1的導通時點先於零電壓切換脈波PZV時，則此切換週期[n+2]將不產生零電壓切換脈波PZV。
根據本發明，在一實施例中，任一當前的切換週期(如切換週期[n+1])的禁止時段Tinh，相關於前一個切換週期(如切換週期[n])的零電壓切換脈波PZV所在的位置，具體而言，係根據前一個切換週期內的一次側切換訊號S1C之上升緣以及DCM諧振波形的諧振週期Trng而產生，其實施細節容後詳述。
請繼續參閱圖5，根據提高的輸出電流Io而達成新的穩態後，如切換週期[n+3]所示，一次側開關S1將於一次側開關電壓VDS1的第三個波谷V3(t15)導通，而零電壓切換脈波PZV亦將適應性地提前至一次側開關電壓VDS1的第二個波峰V2(t14，對應於VDS2的第二個波谷)起始。
請繼續參閱圖4，圖4還顯示了本發明之返馳式轉換器中，一次側控制電路的一具體實施例示意圖(一次側控制電路100)。本實施例中，一次側控制電路100包括PWM(脈寬調變，pulse width modulation)產生電路110，負緣偵測電路120、諧振偵測電路130、波谷修正電路140、膝點偵測電路150、斜坡產生電路160、波谷選擇電路170以及禁止訊號產生電路180。
請同時參閱圖6，圖6顯示對應於本發明之返馳式轉換器的實施例之波形示意圖。
在一實施例中，PWM產生電路110根據回授(例如但不限於輸出電壓Vo及/或輸出電流Io)而產生導通控制訊號TD，藉此觸發與決定一次側開關S1的導通時點與導通時段，PWM產生電路110同時還根據波谷指示訊號P_PWM與禁止訊號INH而產生一次側切換訊號S1C，用以控制一次側開關S1。
負緣偵測電路120用以偵測一次側切換訊號S1C的負緣(亦即，下降緣)而產生負緣訊號CyL，用以示意一次側切換訊號S1C的負緣的發生時點。
斜坡產生電路160用以根據膝點訊號Knee與負緣訊號CyL產生斜坡訊號Rmp，具體而言，斜坡產生電路160於一次側開關電壓VDS1的膝點開始產生斜坡訊號Rmp，直到一次側切換訊號S1C的負緣而重置。
波谷選擇電路170用以取樣保持前一切換週期的斜坡訊號Rmp而產生波谷記憶訊號VN，且用以根據斜坡訊號Rmp而產生具有偏移的斜坡訊號Rmp1與Rmp2。
禁止訊號產生電路180則用以根據斜坡訊號Rmp1、Rmp2以及波谷記憶訊號VN而產生禁止訊號INH。其中一次側開關S1於禁止訊號INH的禁止時段Tinh內被禁能而延遲其導通的時點，具體而言，禁止訊號產生電路180根據前一切換週期的波谷記憶訊號VN與斜坡訊號Rmp1、Rmp2，而估算前一切換週期的零電壓切換脈波PZV，藉此估算對應於當前的切換週期的零電壓切換脈波PZV的時點，而產生對應於當前的切換週期的禁止訊號INH。
膝點偵測電路150用以根據輔助訊號DEMAG而產生用以示意一次側開關電壓VDS1之膝點的膝點訊號Knee。
諧振偵測電路130用以根據輔助訊號DEMAG而產生用以示意一次側開關電壓VDS1為下降緣時的諧振同步訊號SYNC。
波谷修正電路140則用以根據諧振同步訊號SYNC產生波谷指示訊號P_PWM。
本實施例中，如圖6所示，本發明之返馳式轉換器的具體操作為：於穩態時(如切換週期[n])，二次側控制電路200於一次側開關電壓VDS1的第三個波峰(如切換週期[n]中的P3)而致能零電壓切換脈波PZV，一次側控制電路根據一次側開關電壓VDS1的第四個波谷(如切換週期[n]中的V4)而致能一次側切換訊號S1C，其中一次側開關電壓VDS1的第四個波谷V4晚於一次側開關電壓VDS1的第三個波峰P3。
而當輸出電源的輸出功率或輸出電流Io相較於穩態為上升時，於當前的切換週期中(如切換週期[n+1])，該一次側控制電路則延後例如一個波谷而致能一次側切換訊號S1C，亦即，如本實施例中，根據一次側開關電壓VDS1的第五個波谷(切換週期[n+1]中的V5)而致能一次側切換訊號S1C，以避免一次側開關S1與二次側開關S2同時導通，其中一次側開關電壓VDS1的第五個波谷之時點(切換週期[n+1]中的V5)，晚於一次側開關電壓VDS1的第四個波谷於當前的該切換週期中所對應的時點(切換週期[n+1]中的V4)。
以下分別更具體地描述上述的子電路的操作，以達成上述的功能。
圖7顯示本發明之返馳式轉換器中，諧振偵測電路的一具體實施例示意圖(諧振偵測電路130)。諧振偵測電路130包括放大電路131、電晶體132以及電流電壓轉換電路133，諧振偵測電路130用以偵測輔助訊號DEMAG是否低於參考訊號VR而產生諧振同步訊號SYNC，在一實施例中， 參考訊號VR為0或接近於0的參考電壓，使得諧振同步訊號SYNC示意輔助訊號DEMAG為負壓，諧振同步訊號SYNC同時也示意了一次側開關電壓VDS1低於輸入電壓Vin。就一觀點而言，諧振同步訊號SYNC的上升緣可用以示意一次側開關電壓VDS1自波峰下降至波谷的中點，而諧振同步訊號SYNC的下降緣可用以示意一次側開關電壓VDS1自波谷上升至波峰的中點。
圖8顯示本發明之返馳式轉換器中，波谷修正電路的一具體實施例示意圖(波谷修正電路140)。波谷修正電路140包括延遲電路141以及邏輯電路，用以產生波谷指示訊號P_PWM，波谷指示訊號P_PWM之下降緣對齊於諧振同步訊號SYNC之下降緣，而延遲電路141將諧振同步訊號SYNC之上升緣延遲，而致能波谷指示訊號P_PWM，使得波谷指示訊號P_PWM之上升緣較諧振同步訊號SYNC之上升緣延後，其中延後的時間長度可藉由電容與電流源而調整。就一觀點而言，在適當選擇延後的時間長度時，波谷指示訊號P_PWM之上升緣例如可用以指示一次側開關電壓VDS1的波谷的發生時點。
圖9顯示本發明之返馳式轉換器中，膝點偵測電路的一具體實施例示意圖(膝點偵測電路150)。膝點偵測電路150包括比較器151、脈波電路152、狀態電路153，以及邏輯電路。其中狀態電路153例如可為正反器。比較器151比較輔助訊號DEMAG與參考訊號VK而產生比較結果KneeCMP，脈波電路152根據比較結果KneeCMP，以及與比較結果KneeCMP具有單邊延遲反相關係的延遲反相訊號KCdb，而產生一膝點脈波KP以觸發正反器153而致能膝點訊號Knee，負緣訊號CyL用以重置膝點訊號Knee，換言之，如圖6所示，膝點訊號Knee的上升緣示意一次側開關電壓VDS1的膝點。
圖10顯示本發明之返馳式轉換器中，斜坡產生電路的一具體實施例示意圖(斜坡產生電路160)。斜坡產生電路160包括正反器161以及積分電路162，正反器161根據膝點訊號Knee的上升緣而產生斜坡致能訊號RmpEN，以致能積分電路162開始以電流源對電容器充電而產生斜坡訊號Rmp。其中正反器161受系統重置訊號RST或負緣訊號CyL控制重置的時機，換言之，斜坡訊號Rmp自膝點訊號Knee的上升緣開始充電上升，且結束於下一切換週期的負緣訊號CyL。
圖11顯示本發明之返馳式轉換器中，波谷選擇電路的一具體實施例示意圖(波谷選擇電路170)。波谷選擇電路170包括放大器171、偏移電路172、取樣保持電路173與175。放大器171根據斜坡訊號Rmp而產生緩衝後的斜坡訊號Rmp0，取樣保持電路173用以自斜坡致能訊號RmpEN之上升緣起取樣斜坡訊號Rmp，且於一次側切換訊號S1C的上升緣取樣保持斜坡訊號Rmp而產生斜坡位準訊號RH1。取樣保持電路175用以根據負緣訊號CyL而於一次側切換訊號S1C的下降緣取樣保持斜坡位準訊號RH1而產生波谷記憶訊號VN，換言之，波谷記憶訊號VN的位準係取樣保持一次側切換訊號S1C於上升緣時點的位準，而於一次側切換訊號S1C的下降緣更新。
此外，偏移電路172對斜坡訊號Rmp進行偏移，而產生具有偏移的斜坡訊號Rmp1與Rmp2，其中斜坡訊號Rmp1與Rmp2相較於斜坡訊號Rmp的偏移量由對應的電流源與電阻決定。
圖12顯示本發明之返馳式轉換器中，禁止訊號產生電路的一具體實施例示意圖(禁止訊號產生電路180)。禁止訊號產生電路180包括比較器181、比較器182、正反器183、184、185與若干邏輯電路。
前述的斜坡訊號Rmp的電壓位準與一次側開關電壓VDS1的膝點後的時長具有正比關係，因此，就一觀點而言，波谷記憶訊號VN的位 準即示意了前一切換週期中，一次側開關S1不導通的時段的長度。接著，藉由比較器181比較斜坡訊號Rmp1與波谷記憶訊號VN，以及比較器182比較斜坡訊號Rmp2與波谷記憶訊號VN，而產生對應於一預禁止時段Tpinh的預禁止訊號P_INH，其中預禁止時段Tpinh對應於波谷記憶訊號VN介於斜坡訊號Rmp1與斜坡訊號Rmp2之間之時段，接著由正反器183於諧振同步訊號SYNC的上升緣或導通控制訊號TD的上升緣，根據預禁止訊號P_INH是否被致能，而確定是否致能禁止訊號INH。換言之，在一實施例中，當負載改變而使得由回授所決定的導通控制訊號TD在預禁止訊號P_INH內觸發時，禁止訊號產生電路180致能禁止訊號INH，用以禁能一次側開關S1的導通，其細節將詳述於後。
此外，負緣訊號CyL用以於一次側切換訊號S1C的負緣重置禁止訊號INH，以等待該切換週期中對禁止訊號INH的致能。另一方面，當禁止訊號INH致能之後，正反器184與185形成延遲電路，用以決定禁止訊號INH的時長，亦即，禁止時段Tinh，一實施例中，禁止時段Tinh由波谷指示訊號P_PWM的相鄰上升緣的週期以及正反器的數量而決定，因此，禁止時段Tinh相關於前述諧振波形的諧振週期Trng，藉此，在一較佳實施例中，於禁止時段Tinh結束後，一次側切換訊號S1C可例如於DCM諧振波形受禁止時段Tinh延遲後的另一個波谷而被致能，而仍能達成零電壓切換。具體而言，本實施例中，禁止時段Tinh大於等於前述諧振波形的諧振週期Trng的1.5倍。
還需說明的是，由於斜坡訊號Rmp1與Rmp2相較於斜坡訊號Rmp的偏移量決定了預禁止時段Tpinh的起點與終點，另一方面，於穩態時，一次側開關S1導通的時點與零電壓切換脈波PZV的結束時點相關於諧振週期Trng，因此，在一實施例中，斜坡訊號Rmp1與Rmp2相較於斜坡訊號Rmp的偏移量相關於諧振週期Trng以及零電壓切換脈波PZV的脈寬TZV。在一較 佳實施例中，預禁止時段Tpinh涵蓋至少前一個切換週期的該零電壓切換脈波PZV。
圖13顯示本發明之返馳式轉換器中，PWM產生電路的一具體實施例示意圖(PWM產生電路110)。PWM產生電路110包括計時器111以及正反器112，計時器111根據例如相關於輸出電源的回授訊號而產生導通控制訊號TD，用以根據輸出電源(例如輸出電流Io及或輸出電壓Vo)而決定一次側開關S1的導通時點與導通時段，具體而言，正反器112根據回授相關訊號FBR而重置，以決定一次側切換訊號S1C的導通的時間，以調節輸出電壓Vout及或輸出電流Iout，且藉由波谷指示訊號P_PWM而使一次側切換訊號S1C的起始時間同步於例如一次側開關電壓VDS1的波谷，而實現前述的零電壓切換，其中，回授相關訊號FBR相關於例如輸出電流Io及或輸出電壓Vo。此外，當負載增加而使得導通控制訊號TD於禁止時段Tinh致能時，邏輯電路(例如圖示的及閘與反閘)根據禁止訊號INH而於禁止時段Tinh遮罩導通控制訊號TD以禁能一次側切換訊號S1C的觸發，藉此實現前述延遲一次側開關S1的導通時點，而有效避免前述的短路電流。
具體而言，如圖6中的切換週期[n+1]中，導通控制訊號TD於預禁止時段Tpinh致能，因而觸發了禁止訊號INH，而於禁止時段Tinh遮罩導通控制訊號TD以禁能一次側切換訊號S1C的觸發，使得切換週期[n+2]的一次側切換訊號S1C延遲至禁止時段Tinh結束後才觸發。
圖14顯示本發明之返馳式轉換器中，負緣偵測電路的一具體實施例示意圖(負緣偵測電路120)。負緣偵測電路120包括延遲電路121與若干邏輯電路，用以偵測一次側切換訊號S1C之負緣而產生負緣訊號CyL。
就一觀點而言，本發明之返馳式轉換器藉由類比式的波谷記憶方式，記憶前一切換週期的波谷發生時點，而於當前的切換週期的對應 序位的波谷附近產生預禁止訊號P_INH，且於可能發生一次側開關S1與二次側開關S2可能同時導通時產生禁止訊號INH，以遮罩且禁能一次側切換訊號S1C的觸發，這在當負載增加而使得導通控制訊號TD於預禁止訊號P_INH致能時，可延遲一次側開關S1的導通時點，而有效避免前述的短路電流。此外還值得注意的是，前述一次側開關S1的導通時點的延遲時間Tnov相關於諧振波形的週期，在一較佳實施例中，相關於諧振波形的0.5個諧振週期Trng的倍數，在一較佳實施例中，其等於諧振波形的1.5個諧振週期Trng。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
CyL:負緣訊號
INH:禁止訊號
Io:輸出電流
KCdb:延遲反相訊號
Knee:膝點訊號
KneeCMP:比較結果
KP:膝點脈波
P1~P4:波峰
P_INH:預禁止訊號
P_PWM:波谷指示訊號
PSR:同步整流脈波
PZV:零電壓切換脈波
Rmp0,Rmp1,Rmp2:斜坡訊號
RmpEN:斜坡致能訊號
S1:一次側開關
S2C:二次側切換訊號
SYNC:諧振同步訊號
TD:導通控制訊號
Tinh:禁止時段
Tpinh:預禁止時段
V1~V5:波谷
DEMAG:輔助電壓
VDS1:一次側開關電壓
VDS2:二次側開關電壓
Vin:輸入電壓
VN:波谷記憶訊號

Claims (30)

  1. 一種切換控制電路，用以控制一返馳式轉換器，以轉換一輸入電源而產生一輸出電源，該返馳式轉換器包括一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，用以切換該功率變壓器的一一次側繞組；以及一二次側開關，用以切換該功率變壓器的一二次側繞組；該切換控制電路包含：一一次側控制電路，用以產生一一次側切換訊號，以一切換週期控制該一次側開關；以及一二次側控制電路，用以產生一二次側切換訊號，以控制該二次側開關，其中該二次側切換訊號具有一同步整流(Synchronous Rectifying，SR)脈波以及一零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波，該同步整流脈波用以控制該二次側開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零電壓切換脈波用以控制該二次側開關導通一零電壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中，於穩態下，該二次側控制電路根據一DCM(不連續導通模式)諧振波形的第一波形特徵而致能該零電壓切換脈波，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第二波形特徵而致能該一次側切換訊號，其中該DCM諧振波形的該第二波形特徵晚於該DCM諧振波形的該第一波形特徵；其中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第三波形特徵而致能該一次側切換訊號，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通，其中該第三波形特徵之時點晚於該第二波形特徵於當前的該切換週期中所對應的時點。
  2. 如請求項1所述之切換控制電路，其中該DCM諧振波形對應於該一次側開關的汲源極電壓之諧振波形，其中該第二波形特徵對應於該DCM諧振波形的第V個波谷，該第三波形特徵對應於該DCM諧振波形的第W個波谷，其中W大於V；其中V、W為大於零之正整數。
  3. 如請求項1所述之切換控制電路，其中當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路控制該一次側切換訊號，於一禁止時段內禁能該一次側切換訊號，使得該一次側切換訊號與該零電壓切換脈波於該禁止時段不重疊，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通；其中該禁止時段相關於前一個該切換週期內的該一次側切換訊號之上升緣以及該DCM諧振波形的一諧振週期。
  4. 如請求項1所述之切換控制電路，其中該DCM諧振波形的該諧振週期相關於該一次側繞組的電感值與該一次側開關的雜散電容值。
  5. 如請求項3所述之切換控制電路，其中該一次側控制電路根據該輸出電源而產生一導通控制訊號，用以觸發該一次側切換訊號且決定該一次側開關於每一切換週期中的導通時點與導通時段，其中該一次側控制電路於每一切換週期中，產生示意一預禁止時段的一預禁止訊號；其中當該導通控制訊號在該預禁止時段內轉為致能時，該一次側控制電路產生示意該禁止時段的一禁止訊號，以於該禁止時段內遮罩該導通控制訊號而禁能該一次側切換訊號之觸發；其中該預禁止訊號根據前一個該切換週期的該一次側切換訊號的上升緣以及該諧振週期而產生，其中該預禁止時段涵蓋至少前一個該切換週期的該零電壓切換脈波。
  6. 如請求項3所述之切換控制電路，其中當該導通控制訊號在該預禁止時段之外轉為致能時，允許該導通控制訊號觸發該一次側切換訊號。
  7. 如請求項3所述之切換控制電路，其中當該禁止訊號被致能後，根據相關於該諧振波形的一諧振同步訊號計時對應的該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
  8. 如請求項7所述之切換控制電路，其中當該禁止訊號被致能後，以該諧振波形相關訊號計時對應的該禁止時段，使得於該禁止時段結束後，該一次側切換訊號於該DCM諧振波形的該第三波形特徵而被致能，而達成零電壓切換，其中該第三波形特徵晚於對應於前一個切換週期內的該第二波形特徵。
  9. 如請求項7所述之切換控制電路，其中當該禁止訊號被致能時，於當前之該切換週期內，該一次側切換訊號的致能時點與該零電壓切換脈波相距1.5個該諧振週期。
  10. 如請求項5所述之切換控制電路，其中該一次側控制電路包括：一斜坡產生電路，用以於每一該切換週期中，該一次側切換訊號的膝點開始產生一基礎斜坡訊號；一波谷選擇電路，用以於該一次側切換訊號的上升緣取樣與保持該基礎斜坡訊號而產生一波谷記憶訊號，且，用以產生一第一斜坡訊號與一第二斜坡訊號，其中該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號分別與該基礎斜坡訊號具有對應的一第一偏移位準與一第二偏移位準；以及一禁止訊號產生電路，用以比較該第一斜坡訊號與該基礎斜坡訊號，以及比較該第二斜坡訊號與該基礎斜坡訊號而產生該預禁止訊號，其中該 預禁止時段對應於該基礎斜坡訊號介於該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號的期間，且，用以判斷該導通控制訊號的上升緣是否發生於該預禁止時段內而產生該禁止訊號。
  11. 如請求項10所述之切換控制電路，其中該第一偏移位準與該第二偏移位準相關於該諧振週期。
  12. 如請求項10所述之切換控制電路，該一次側控制電路更包括：一諧振偵測電路，用以根據該功率變壓器的一輔助繞組所產生的一輔助訊號，而產生相關於該諧振波形的一諧振同步訊號；其中該禁止訊號產生電路更根據該諧振同步訊號，以計時該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
  13. 一種返馳式轉換器，用以轉換一輸入電源而產生一輸出電源，該返馳式轉換器包含：一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，用以切換該功率變壓器的一一次側繞組；一二次側開關，用以切換該功率變壓器的一二次側繞組；一一次側控制電路，用以產生一一次側切換訊號，以一切換週期控制該一次側開關；以及一二次側控制電路，用以產生一二次側切換訊號，以控制該二次側開關，其中該二次側切換訊號具有一同步整流(Synchronous Rectifying，SR)脈波以及一零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波，該同步整流脈波用以控制該二次側開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流， 該零電壓切換脈波用以控制該二次側開關導通一零電壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中，於穩態下，該二次側控制電路根據一DCM(不連續導通模式)諧振波形的第一波形特徵而致能該零電壓切換脈波，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第二波形特徵而致能該一次側切換訊號，其中該DCM諧振波形的該第二波形特徵晚於該DCM諧振波形的該第一波形特徵；其中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路根據該DCM諧振波形的第三波形特徵而致能該一次側切換訊號，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通，其中該第三波形特徵之時點晚於該第二波形特徵於當前的該切換週期中所對應的時點。
  14. 如請求項13所述之返馳式轉換器，其中該DCM諧振波形對應於該一次側開關的汲源極電壓之諧振波形，其中該第二波形特徵對應於該DCM諧振波形的第V個波谷，該第三波形特徵對應於該DCM諧振波形的第W個波谷，其中W大於V；其中V、W為大於零之正整數。
  15. 如請求項13所述之返馳式轉換器，其中，當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，該一次側控制電路控制該一次側切換訊號，於一禁止時段內禁能該一次側切換訊號，使得該一次側切換訊號與該零電壓切換脈波於該禁止時段不重疊，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通；其中該禁止時段相關於前一個該切換週期內的該一次側切換訊號之上升緣以及該DCM諧振波形的一諧振週期。
  16. 如請求項13所述之返馳式轉換器，其中該DCM諧振波形的該諧振週期相關於該一次側繞組的電感值與該一次側開關的雜散電容值。
  17. 如請求項15所述之返馳式轉換器，其中該一次側控制電路根據該輸出電源而產生一導通控制訊號，用以觸發該一次側切換訊號且決定該一次側開關於每一切換週期中的導通時點與導通時段，其中該一次側控制電路於每一切換週期中，產生示意一預禁止時段的一預禁止訊號；其中當該導通控制訊號在該預禁止時段內轉為致能時，該一次側控制電路產生示意該禁止時段的一禁止訊號，以於該禁止時段內遮罩該導通控制訊號而禁能該一次側切換訊號之觸發；其中該預禁止訊號根據前一個該切換週期的該一次側切換訊號的上升緣以及該諧振週期而產生，其中該預禁止時段涵蓋至少前一個該切換週期的該零電壓切換脈波。
  18. 如請求項15所述之返馳式轉換器，其中當該導通控制訊號在該預禁止時段之外轉為致能時，允許該導通控制訊號觸發該一次側切換訊號。
  19. 如請求項15所述之返馳式轉換器，其中當該禁止訊號被致能後，根據相關於該諧振波形的一諧振同步訊號計時對應的該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
  20. 如請求項19所述之返馳式轉換器，其中當該禁止訊號被致能後，以該諧振波形相關訊號計時對應的該禁止時段，使得於該禁止時段結束後，該一次側切換訊號於該DCM諧振波形的該第三波形特徵而被致能，而達成零電壓切換，其中該第三波形特徵晚於對應於前一個切換週期內的該第二波形特徵。
  21. 一種用以控制一返馳式轉換器之控制方法，以轉換一輸入電源而產生一輸出電源，該返馳式轉換器包括一功率變壓器，以電性絕緣的方式耦接於該輸入電壓與該輸出電壓之間；一一次側開關，用以切換該功率變壓器的一一次側繞組；以及一二次側開關，用以切換該功率變壓器的一二次側繞組；該控制方法包含：產生一一次側切換訊號，以一切換週期控制該一次側開關；以及產生一二次側切換訊號，以控制該二次側開關，其中該二次側切換訊號具有一同步整流(Synchronous Rectifying，SR)脈波以及一零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)脈波，該同步整流脈波用以控制該二次側開關導通一同步整流時段以達成二次側同步整流，該零電壓切換脈波用以控制該二次側開關導通一零電壓切換時段，藉此使該一次側開關達成零電壓切換；其中，於穩態下，產生零電壓切換脈波的步驟包括：根據一DCM(不連續導通模式)諧振波形的第一波形特徵而致能該零電壓切換脈波，其中，於穩態下，產生該一次側切換訊號的步驟包括：根據該DCM諧振波形的第二波形特徵而致能該一次側切換訊號，其中該DCM諧振波形的該第二波形特徵晚於該DCM諧振波形的該第一波形特徵；以及當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，根據該DCM諧振波形的第三波形特徵而致能該一次側切換訊號，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通，其中該第三波形特徵之時點晚於該第二波形特徵於當前的該切換週期中所對應的時點。
  22. 如請求項21所述之控制方法，其中該DCM諧振波形對應於該一次側開關的汲源極電壓之諧振波形，其中該第二波形特徵對應於該DCM諧振波形的第V個波谷，該第三波形特徵對應於該DCM諧振波形的第W個波谷，其中W大於V；其中V、W為大於零之正整數。
  23. 如請求項13所述之控制方法，其中當該輸出電源的輸出功率或輸出電流相較於穩態為上升時，於當前的該切換週期中，於一禁止時段內禁能該一次側切換訊號，使得該一次側切換訊號與該零電壓切換脈波於該禁止時段不重疊，以避免該一次側開關與該二次側開關同時導通；其中該禁止時段相關於前一個該切換週期內的該一次側切換訊號之上升緣以及該DCM諧振波形的一諧振週期。
  24. 如請求項21所述之控制方法，其中該DCM諧振波形的該諧振週期相關於該一次側繞組的電感值與該一次側開關的雜散電容值。
  25. 如請求項23所述之控制方法，其中產生該一次側切換訊號的步驟更包括：根據該輸出電源而產生一導通控制訊號，用以觸發該一次側切換訊號且決定該一次側開關於每一切換週期中的導通時點與導通時段；於每一切換週期中，產生示意一預禁止時段的一預禁止訊號；以及當該導通控制訊號在該預禁止時段內轉為致能時，產生示意該禁止時段的一禁止訊號，以於該禁止時段內遮罩該導通控制訊號而禁能該一次側切換訊號之觸發；其中該預禁止訊號根據前一個該切換週期的該一次側切換訊號的上升緣以及該諧振週期而產生，其中該預禁止時段涵蓋至少前一個該切換週期的該零電壓切換脈波。
  26. 如請求項23所述之控制方法，其中產生該一次側切換訊號的步驟更包括：當該導通控制訊號在該預禁止時段之外轉為致能時，允許該導通控制訊號觸發該一次側切換訊號。
  27. 如請求項23所述之控制方法，其中產生該一次側切換訊號的步驟更包括：當該禁止訊號被致能後，根據相關於該諧振波形的一諧振同步訊號計時對應的該禁止時段，使得該禁止時段至少維持一個該諧振週期。
  28. 如請求項27所述之控制方法，其中產生該一次側切換訊號的步驟更包括：當該禁止訊號被致能後，以該諧振波形相關訊號計時對應的該禁止時段，使得於該禁止時段結束後，該一次側切換訊號於該DCM諧振波形的該第三波形特徵而被致能，而達成零電壓切換，其中該第三波形特徵晚於對應於前一個切換週期內的該第二波形特徵。
  29. 如請求項25所述之控制方法，其中產生該禁止訊號的步驟包括：於每一該切換週期中，該一次側切換訊號的膝點開始產生一基礎斜坡訊號；於該一次側切換訊號的上升緣取樣與保持該基礎斜坡訊號而產生一波谷記憶訊號；產生一第一斜坡訊號與一第二斜坡訊號，其中該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號分別與該基礎斜坡訊號具有對應的一第一偏移位準與一第二偏移位準；比較該第一斜坡訊號與該基礎斜坡訊號，且，比較該第二斜坡訊號與該基礎斜坡訊號而產生該預禁止訊號，其中該預禁止時段對應於該基礎斜坡訊號介於該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號的期間；以及 判斷該導通控制訊號的上升緣是否發生於該預禁止時段內而產生該禁止訊號。
  30. 如請求項29所述之控制方法，其中該第一偏移位準與該第二偏移位準相關於該諧振週期。
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