CN103415120B - 一种电源管理驱动芯片及该芯片的应用电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种电源管理驱动芯片及该芯片的应用电路，芯片设置有电源输入脚、接地脚、峰值电压输入脚、采样电阻脚、零电流检测脚、电流感应脚以及栅极驱动脚，在芯片内部设置有V/I变换器、延时单元1、延时单元2、RS触发器、单稳态电路、前沿消隐电路、误差比较器A1、施密特触发器G1、非门G2、跟随器G3、三输入与非门G4、与非门G5、非门G6、计数器G7、逻辑控制单元G8以及输出级G9。其显著效果是：降低了电源驱动芯片的复杂程度、芯片的物理面积以及功耗、简化驱动电源模块的成本，可以通过芯片内部模块快速检测负载是否开路与短路，缩短控制电路的响应时间。

Description

一种电源管理驱动芯片及该芯片的应用电路

技术领域

本发明涉及集成电路领域，具体地讲，是一种电源管理驱动芯片及该芯片的应用电路。

背景技术

LED是一种符合环保理念的高效绿色光源，在未来十年内将会成为替代传统照明的一大潜力商品。目前市面上针对LED推出的电源管理驱动芯片主要分为两类：第一类是采用原边负反馈、固定开关频率的控制IC，如图1所示的OB2535芯片结构框图。利用这种芯片设计的LED驱动电路的优点是省略了光耦和用于恒流检测的TL431，因此电路成本较低。但其缺点是功率因素较低（只有0.5～0.6），当LED大量进入百姓家庭时，过低的功率因素会给电网带来非常大的污染。另外，原边反馈虽然可以起到LED负载的开路检测与保护，但不能检测LED短路，因此无法对LED短路做出快速的保护。

另一类是具有功率因素校正（PFC）功能的专用驱动芯片，如图2所示的SN03A芯片结构框图。这类IC利用芯片内部的模拟乘法器来保证每个开关周期的峰值电流与输入瞬时电压成正比。虽然采用这种芯片设计的LED驱动电路功率因素高，但其芯片内部没有固定频率的振荡器，无法采用原边负反馈，因此需要检测LED负载电流，故其驱动电路比较复杂，成本较高，如图3所示的基于SN03A的应用电路原理图。这类驱动电路具有LED的开路保护和短路保护功能，但短路保护需要IC外部提供检测信号，因此响应速度慢，实际运用中有时候在LED短路时难以得到有效保护。

发明内容

本发明的目的之一是为了提供一种高功率因素且可以通过芯片内部模块快速检测负载是否开路和短路的电源管理驱动芯片，从而缩短控制电路的响应时间，简化芯片的外围电路。

为达到上述目的，本发明所采样的技术方案如下：

一种电源管理驱动芯片，设置有电源输入脚、接地脚，其关键在于：还设置有峰值电压输入脚、采样电阻脚、零电流检测脚、电流感应脚以及栅极驱动脚，在芯片内部设置有V/I变换器、延时单元1、延时单元2、RS触发器、单稳态电路、前沿消隐电路、误差比较器A1、施密特触发器G1、非门G2、跟随器G3、三输入与非门G4、与非门G5、非门G6、计数器G7、逻辑控制单元G8以及输出级G9，其中：

峰值电压输入脚和采样电阻脚与V/I变换器相连，通过V/I变换器将峰值电压输入脚输入的峰值电压信号转换为电流信号并送入延时单元1中；

零电流检测脚经过施密特触发器G1连接在三输入与非门G4的第一输入端上；

电流感应脚与误差比较器A1的反相输入端连接，误差比较器A1的正相输入端输入参考电压V_ref2，误差比较器A1的输出端经过跟随器G3连接在三输入与非门G4的第二输入端上，跟随器G3的输出端还经过非门G6跟与非门G5的第一输入端连接；

三输入与非门G4的第三输入端接收RS触发器的输出信号，三输入与非门G4的输出端与输出级G9的输入端连接，输出级G9的输出端连接所述栅极驱动脚；

三输入与非门G4的输出端还与延时单元1的使能端连接，延时单元1的输出端连接在RS触发器的R端；

三输入与非门G4的输出端还经过非门G2与延时单元2的输入端连接，延时单元2的输出端连接在RS触发器的S端上；

RS触发器输出端与三输入与非门G4的第三输入端相连，同时经过单稳态电路跟与非门G5的第二输入端连接；

与非门G5输出的信号经计数器G7连接在逻辑控制单元G8上，逻辑控制单元G8的输出端与输出级G9的使能端连接；

输出级G9的输出端还经过前沿消隐电路连接在跟随器G3的使能端上。

基于上述设计，通过V/I变换器以及延时单元1，可以在每个开关导通周期内固定延时单元1的导通时间T_on，使得峰值电流与输入瞬时电压成正比，从而获得高功率因素；同时采用输入电压峰值控制模式，使最大峰值电流在输入电压发生变化时保持恒定不变；最后利用零电流检测脚和电流感应脚实现电流检测，通过芯片内部控制模块来检测负载是否开路与短路。

为了保证芯片工作在正常电压范围内，所述逻辑控制单元G8的输入端组上还连接有迟滞比较器A2和迟滞比较器A3，其中：

迟滞比较器A2的反相输入端输入参考电压V_ref3，迟滞比较器A3的正相输入端输入参考电压V_ref1，迟滞比较器A2的正相输入端和迟滞比较器A3的反相输入端同时连接在分压电路的输出端上，分压电路的输入端连接电源输入脚；

所述参考电压V_ref1、参考电压V_ref2以及参考电压V_ref3均由参考电压产生电路生成，该参考电压产生电路的电源输入端与电源输入脚连接，参考电压产生电路的接地端与接地脚连接。

利用迟滞比较器A2可以判断电源电压VCC是否低于芯片设计所允许的最低门限电压，利用迟滞比较器A3可以判断电源电压VCC是否超过芯片设计所允许的最高门限电压，最终保证整个电路安全稳定工作。

基于上述芯片结构设计的基础上，本发明还提出了一种基于该电源管理驱动芯片的应用电路，具体如下：

交流电源经过二极管D1、D2、D3、D4组成的桥式整流电路后加载到变压器TX1的初级线圈上；

变压器TX1初级线圈的高电平端经过二极管D5后由电阻R1、R2分压到芯片的峰值电压输入脚，二极管D5的正极端经电容C1接地，二极管D5的负极端经电容C2接地；

变压器TX1初级线圈的高电平端还经过电阻R3连接到芯片的电源输入脚；

变压器TX1初级线圈的低电平端经过二极管D7和电阻R4与高电平端连接，在电阻R4两端并联有电容C3；

变压器TX1初级线圈的低电平端与MOS管的漏极相连，MOS管的栅极连接在栅极驱动脚上，MOS管的源极经过电阻R5接地，MOS管的源极还连接在电流感应脚上；

变压器TX1辅助级线圈的一端与零电流检测脚相连，另一端接地；

变压器TX1次级线圈的一端经过二极管D8作为负载的电源正极端，另一端作为负载的电源负极端，在负载电源正极端和负极端之间还并行连接有电阻R6和电容C4；

在芯片的采样电阻脚和接地脚还连接有电阻R7。

通过该应用电路可以看出，输入的交流电源经过二极管D1～D4整流后，由二极管D5、电阻R1、R2以及电容C1组成的峰值检测电路，控制芯片峰值电压输入脚的输入电压为K*Vmax，其中K为比例系数，可以通过调节电阻R1、R2的阻值确定；最后通过电阻R7和芯片内部的V/I变换器将峰值电压转化为电流。

变压器TX1初级线圈的高电平端经过电阻R3连接到芯片的电源输入脚，从而为芯片提供电源输入。通过芯片的栅极驱动脚驱动MOS管的通断，从而控制变压器TX1工作。利用电流感应脚和零电流检测脚可以对外围电路相应工作点的电流进行检测，从而判断负载是否开路或者短路。

为了进一步提高开环控制下的恒流精度，在电阻R1与R2之间串接有稳压二极管D9，峰值电压输入脚连接在稳压二极管D9和电阻R2之间。

作为一种常见的应用场景，所述交流电源为市电电源，负载电源正极端和负极端之间连接的负载为LED灯。

本发明的显著效果是：

(1)芯片内部无需采用模拟乘法器就能获得与输入瞬态电压成正比的电流，从而获得高功率因素。因而，该发明降低了电源驱动芯片的复杂程度、芯片的物理面积以及功耗。

(2)利用本发明设计的电源管理驱动芯片，可以在开环控制下保证输入电压在±10％的变化范围时负载的驱动电流变化范围小于±3％，从而简化驱动电源模块的成本。

(3)利用本发明设计的电源管理驱动芯片，可以通过芯片内部模块快速检测负载是否开路与短路，非常适用于LED灯的电源管理，不仅可以缩短控制电路的响应时间，确保LED灯组在发生短路时有效保护驱动模块不被损坏，同时还能简化芯片的外围电路，降低电源模块成本。

附图说明

图1是OB2535控制芯片的电路原理框图；

图2是SN03A控制芯片的电路原理框图；

图3是SN03A控制芯片的应用电路图；

图4是本发明电源管理驱动芯片的电路原理框图；

图5是本发明电源管理驱动芯片的一个应用电路原理图；

图6是本发明电源管理驱动芯片的另一应用电路原理图；

图7是电感峰值电流、平均电流与输入电压的关系图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式以及工作原理作进一步详细说明。

请参见图4，一种电源管理驱动芯片，设置有电源输入脚VCC、接地脚GND、峰值电压输入脚Vmax、采样电阻脚Rs、零电流检测脚ZCD、电流感应脚CS以及栅极驱动脚GD，在芯片内部设置有V/I变换器、延时单元1、延时单元2、RS触发器、单稳态电路、前沿消隐电路、误差比较器A1、施密特触发器G1、非门G2、跟随器G3、三输入与非门G4、与非门G5、非门G6、计数器G7、逻辑控制单元G8以及输出级G9，其中：

峰值电压输入脚Vmax和采样电阻脚Rs与V/I变换器相连，通过V/I变换器将峰值电压输入脚Vmax输入的峰值电压信号转换为电流信号并送入延时单元1中；

零电流检测脚ZCD经过施密特触发器G1连接在三输入与非门G4的第一输入端上；

电流感应脚CS与误差比较器A1的反相输入端连接，误差比较器A1的正相输入端输入参考电压V_ref2，误差比较器A1的输出端经过跟随器G3连接在三输入与非门G4的第二输入端上，跟随器G3的输出端还经过非门G6跟与非门G5的第一输入端连接；

三输入与非门G4的第三输入端接收RS触发器的输出信号，三输入与非门G4的输出端与输出级G9的输入端连接，输出级G9的输出端连接所述栅极驱动脚GD；

三输入与非门G4的输出端还与延时单元1的使能端连接，延时单元1的输出端连接在RS触发器的R端；

三输入与非门G4的输出端还经过非门G2与延时单元2的输入端连接，延时单元2的输出端连接在RS触发器的S端上；

RS触发器输出端与三输入与非门G4的第三输入端相连，同时经过单稳态电路跟与非门G5的第二输入端连接；

与非门G5输出的信号经计数器G7连接在逻辑控制单元G8上，逻辑控制单元G8的输出端与输出级G9的使能端连接；

输出级G9的输出端还经过前沿消隐电路连接在跟随器G3的使能端上。

在所述逻辑控制单元G8的输入端组上还连接有迟滞比较器A2和迟滞比较器A3，其中：

迟滞比较器A2的反相输入端输入参考电压V_ref3，迟滞比较器A3的正相输入端输入参考电压V_ref1，迟滞比较器A2的正相输入端和迟滞比较器A3的反相输入端同时连接在分压电路的输出端上，分压电路的输入端连接电源输入脚VCC；

所述参考电压V_ref1、参考电压V_ref2以及参考电压V_ref3均由参考电压产生电路生成，该参考电压产生电路的电源输入端与电源输入脚VCC连接，参考电压产生电路的接地端与接地脚GND连接。

作为该芯片的一种典型应用，本实施例将该芯片用于LED驱动，其电路连接关系如下：

请参见图5，交流电源经过二极管D1、D2、D3、D4组成的桥式整流电路后加载到变压器TX1的初级线圈上，这里的交流电源为220V的市电电源；

变压器TX1初级线圈的高电平端经过二极管D5后由电阻R1、R2分压到芯片的峰值电压输入脚Vmax，二极管D5的正极端经电容C1接地，二极管D5的负极端经电容C2接地；

变压器TX1初级线圈的高电平端还经过电阻R3连接到芯片的电源输入脚VCC；

变压器TX1初级线圈的低电平端经过二极管D7和电阻R4与高电平端连接，在电阻R4两端并联有电容C3；

变压器TX1初级线圈的低电平端与MOS管的漏极相连，MOS管的栅极连接在栅极驱动脚GD上，MOS管的源极经过电阻R5接地，MOS管的源极还连接在电流感应脚CS上；

变压器TX1辅助级线圈的一端与零电流检测脚ZCD相连，另一端接地，在实际设计中，零电流检测脚ZCD与电源输入脚VCC之间还连接有二极管D6，且二极管D6的负极端还经过电容C5接地；

变压器TX1次级线圈的一端经过二极管D8作为负载的电源正极端，另一端作为负载的电源负极端，在负载电源正极端和负极端之间还并行连接有电阻R6和电容C4，本例中的负载即为LED灯；

在芯片的采样电阻脚Rs和接地脚GND还连接有电阻R7。

参见图6，为了进一步提高开环控制下的恒流精度，在电阻R1与R2之间串接有稳压二极管D9，峰值电压输入脚Vmax连接在稳压二极管D9和电阻R2之间。

结合芯片内部结构与外部应用电路，本发明的工作原理如下：

请参见图4，假设芯片上电开始工作时，RS触发器初始输出S₅=0，逻辑控制单元G8输出S₁₆=1，则三输入与非门G4的输出信号S₆=1，输出级G9输出0，使得栅极驱动脚GD控制的外部电路MOS管M1关断；同时，S₆=1，经过延时单元1的T_on延迟时间后（延迟单元1中给内部电容充电的电流由V/I变换器提供）使得输入到RS触发器R端的信号S₇=1；S₆=1，则非门G2输出信号S₈=0，S₈经过延时单元2的T_off延迟时间后（延迟单元2中给内部电容充电的电流由内部恒流电流源提供）使得输入到RS触发器S端的信号S₉=0，从而RS触发器的输出变为S₅=1。

MOS管M1关断，当零电流检测脚ZCD检测外部电路电流为0时（ZCD是变压器输出绕组零电流检测的输入端口，MOS管M1必须等到变压器电流为0时才能导通），则施密特触发器G1的输出S₄=1；同时，MOS管M1关断，电流感应脚CS的输入信号也为0（CS端的电压低于参考电压V_ref2），则S₁=1，前沿消隐电路输出S₂=1，从而使得跟随器G3的输出S₃=S₁=1。

当MOS管M1关断一段时间后，三输入与非门G4的三个输入信号分别为S₃=1、S₄=1以及S₅=1时，G4的输出信号S₆变为0。

当S₆=0时，使得输出级G9的输出信号为1（此时S₁₆=1），使得片外MOS管M1开始导通；栅极驱动脚GD从低电平0变为高电平1，在上升沿到来后一个非常短的时间t₁（消隐时间）内，前沿消隐电路输出S₂将为0，从而阻止S₁传输到S₃，在消隐时间t₁后，前沿消隐电路输出S₂=1，此时MOS管M1导通但CS端的电压仍低于V_ref2，因而S₃=1（注：在正常工作状态下，无论外部MOS管M1导通与否，CS端的电压都低于V_ref2）。同时当S₆=0时，S₆=0经过延迟单元1的T_on延迟时间后使得S₇=0；当S₆=0时，则S₈=1，S₈=1经过延迟单元1的T_off延时时间后使得S₉=1。此时，S₇=0与S₉=1，使得RS输出S₅=0。

MOS管M1导通后，S₅=0时，强制三输入与非门G4的输出S₆=1。S₆=1，使得输出级G9的输出为0（此时S₁₆=1），使得片外MOS管M1关断。同时，S₆=1，S₆=1经过延迟单元1的T_on延迟时间后使得S₇=1；S₆=1，则S₈=0，S₈=0经过延迟单元1的T_off延时时间后使得S₉=0。则S₇=1与S₉=0，使得RS输出S₅=1。、

重复上述过程，从而使得栅极驱动脚GD产生一个方波信号，MOS管M1处于周期性的导通与关断状态。

需要注意的是：上述过程为正常的工作过程，在此过程中电源VCC不超过芯片所需的最高门限电压，也不低于芯片所需的最低门限电压，因而V₁=K₁*VCC始终小于参考电压V_ref1且大于参考电压V_ref3，使得迟滞比较器A2的输出S₁₄=1以及A3的输出S₁₅=1。在正常工作过程中，参考电压V_ref2电压高于CS端的电压，G3输出始终为1，即S₃=1，因而G6的输出S₁₁始终保持为低电平S₁₁=0，因而G5的输出始终为1，从而计数器G7不进行计数，使得计数器G7的进位输出S₁₃始终保持为0（芯片上电强制S₁₃=0）。由于S₁₄=1，S₁₅=1且S₁₃=0，则逻辑控制单元G8的输出S₁₆始终保持为1，即S₁₆=1。

在每个开关导通时期内,开关的导通时间T_on为固定值，从而使峰值电流与输入瞬时电压成正比，因而能获得高功率因素。具体为：

芯片的采样电阻脚Rs连接一外部电阻R7，芯片峰值电压输入脚Vmax接收峰值电压K*Vmax，其中，Vmax为外部应用电路中的峰值电压，K为通过电阻R1和电阻R2产生的分压系数。

电阻R7与输入电压K*Vmax共同产生一电流源I_C，这里I_C为延时单元1的工作电流，同时I_C给延时单元1中的固定电容C充电，电容上的电压将充到参考电压V_ref为止（V_ref由芯片内部参考电压产生电路提供），同时这段充电时间即是片外MOS管M1的导通时间T_on。于是有 $V_{\mathrm{ref}}=\frac{I_C{T}_{\mathrm{on}}}{C},$ 因而

MOS管M1在恒定的T_on时间内电流由零开始变大，该导通周期其峰值电流为 $I_t=\frac{V_{\max }\sin \mathrm{\ωt}}{L}{T}_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\max }\sin \mathrm{\ωt}}{L}\frac{V_{\mathrm{ref}}C}{{\mathrm{kV}}_{\max }}=\frac{V_{\mathrm{ref}}C\sin \mathrm{\ωt}}{\mathrm{Lk}},$ 其中，L为变压器的初级电感，输入电压V_in＝V_maxsinωt，表明该峰值电流I_t与输入电压V_in＝V_maxsinωt成正比，因而每次导通周期的平均电流也是与输入电压成正比，具体电流电压关系图如图7所示，分析该图可以知道，系统可以获得很高的功率因素。

对于负载开路与短路检测功能而言，若负载开路，输出电压上升，将导致芯片的电源输入脚VCC电压上升，此时图4中分压电路的输出V₁＝K₁VCC大于参考电压V_ref1,迟滞比较器A3输出S₁₅为低电平0，强制逻辑控制单元G8的输出S₁₆=0。

S₁₆=0时，强制输出级G9的输出为0，使得外部MOS管M1关断。直到断电检出故障后，重新上电才能再次正常工作。

正常工作时，跟随器G3输出S₃恒为1，G6输出S₁₁恒为0，G5输出S₁₂恒为1，计数器G7不工作。且在正常工作时，ZCD有信号输入，因而M1正常关断的时间大于T_off。

当负载出现短路故障时，输出电压为0，此时ZCD输入电压为0，M1的关断时间由延时单元2来的延时时间T_off来决定。因而就有：

①当外部电路负载出现短路故障时，图4中的可重复触发单稳态电路在M1导通时触发，其暂态脉宽略大于T_off，因此当LED出现短路情况时可重复触发单稳态电路一直输出S₁₀=1。

②当外部电路负载出现短路故障时。因T_off很短，M1重新导通时变压器的电流不可能降为0，此时经过前沿消隐电路的消隐时间t₁过后CS端的电压将从一个较大的起始电压开始上升，在T_on时间内必然会超过参考电压V_ref2，使得A1输出S₁=0，G3输出S₃为0，则G6的输出S₁₁为1；当M1断开时，CS端电压低于V_ref2，则A1输出S₁为1，G3输出S₃为1，G6的输出S₁₁为0；因而在外部电路负载出现短路故障时，S₁₁是一系列的方波脉冲信号。

③综上，在外部电路负载出现短路故障时，S₁₀=1以及S₁₁将为一系列的脉冲方波信号，因而G5的输出S₁₂也为一系列的脉冲方波信号，促使计数器G7进行计数，每接到一个S₁₂上升沿信号计数器G7就进行一次加1计数，经过几个周期计数后，强制计数器G7的进位端S₁₃=1并持续保持，从而强制输出级G9的输出端为0并持续保持，直到断电检出故障后，重新上电才能再次正常工作。

因而，该芯片在片内检测负载是否短路，可以大大缩短响应时间，同时还能节省电路的成本。

当芯片VCC的电压低于芯片设计所需的最低门限电压，则分压电路输出V₁＝K₁VCC小于参考电压V_ref3，迟滞比较器A2的输出S₁₄=0，逻辑控制单元G8的输出S₁₆=0，从而强制输出级G9的输出GD=0，外部MOS管M1关断，从而实现欠压关断的功能。

同理，当芯片VCC的电压超过芯片设计所需的最高门限电压，则分压电路输出V₁＝K₁VCC大于参考电压V_ref1，迟滞比较器A3的输出S₁₅=0，逻辑控制单元G8的输出S₁₆=0，从而强制输出级G9的输出GD=0，外部MOS管M1关断，从而实现过压关断功能。

此外，该芯片还具有过流关断功能，芯片的CS端用于检测每个周期的峰值电流，其接一外部电阻R5。如果控制电路出现故障、输入电压突然变大或偶然的干扰，会导致在固定导通的T_on时间内R5上的电流超过设定的最大峰值电流I_max＝V_ref2/R₅，这种情况下误差比较器A1的输出S₁=0，G3的输出S₃=0，从而在T_on结束前就会因G3门输出S₃=0使得G4的输出由0提前变回1，从而提前关断M1。

同时，芯片还具有抑制M1导通的瞬态尖峰电流导致M1错误提前关闭的功能。

在M1刚导通的瞬间，CS端会有一个瞬态的尖峰电流，该电流足够大时会使A1输出S₁为0，同时前沿消隐电路输出S₂=0，阻止S₁=0的信号传至S₃，从而阻止M1错误的提前关断。在t₁消隐时间（注：消隐时间t₁大于瞬态尖峰电流时间）之后，此时CS端的电压恢复到正常值，即此时CS端电压低于V_ref2，S₁=1，前沿消隐电路输出S₂=1，跟随器G3输出S₃=1。

综上所述，尽管这里参照本发明的具体实施例进行了描述，但是，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。更具体地说，在本申请公开、附图和权利要求的范围内，可以对电路组合布局的组成部件和/或布局进行多种变型和改进。除了对组成部件和/或布局进行的变型和改进外，对于本领域技术人员来说，其他的用途也将是非常明显的。

Claims (4)

1.一种电源管理驱动芯片，设置有电源输入脚(VCC)、接地脚(GND)，其特征在于：还设置有峰值电压输入脚(Vmax)、采样电阻脚(Rs)、零电流检测脚(ZCD)、电流感应脚(CS)以及栅极驱动脚(GD)，在芯片内部设置有V/I变换器、延时单元1、延时单元2、RS触发器、单稳态电路、前沿消隐电路、误差比较器A1、施密特触发器G1、非门G2、跟随器G3、三输入与非门G4、与非门G5、非门G6、计数器G7、逻辑控制单元G8以及输出级G9，其中：

峰值电压输入脚(Vmax)和采样电阻脚(Rs)与V/I变换器相连，通过V/I变换器将峰值电压输入脚(Vmax)输入的峰值电压信号转换为电流信号并送入延时单元1中；

零电流检测脚(ZCD)经过施密特触发器G1连接在三输入与非门G4的第一输入端上；

电流感应脚(CS)与误差比较器A1的反相输入端连接，误差比较器A1的正相输入端输入参考电压V_ref2，误差比较器A1的输出端经过跟随器G3连接在三输入与非门G4的第二输入端上，跟随器G3的输出端还经过非门G6跟与非门G5的第一输入端连接；

三输入与非门G4的第三输入端接收RS触发器的输出信号，三输入与非门G4的输出端与输出级G9的输入端连接，输出级G9的输出端连接所述栅极驱动脚(GD)；

三输入与非门G4的输出端还与延时单元1的使能端连接，延时单元1的输出端连接在RS触发器的R端；

三输入与非门G4的输出端还经过非门G2与延时单元2的输入端连接，延时单元2的输出端连接在RS触发器的S端上；

RS触发器输出端与三输入与非门G4的第三输入端相连，同时经过单稳态电路跟与非门G5的第二输入端连接；

与非门G5输出的信号经计数器G7连接在逻辑控制单元G8上，逻辑控制单元G8的输出端与输出级G9的使能端连接；

输出级G9的输出端还经过前沿消隐电路连接在跟随器G3的使能端上；

所述逻辑控制单元G8的输入端组上还连接有迟滞比较器A2和迟滞比较器A3，其中：

迟滞比较器A2的反相输入端输入参考电压V_ref3，迟滞比较器A3的正相输入端输入参考电压V_ref1，迟滞比较器A2的正相输入端和迟滞比较器A3的反相输入端同时连接在分压电路的输出端上，分压电路的输入端连接电源输入脚(VCC)；

所述参考电压V_ref1、参考电压V_ref2以及参考电压V_ref3均由参考电压产生电路生成，该参考电压产生电路的电源输入端与电源输入脚(VCC)连接，参考电压产生电路的接地端与接地脚(GND)连接。

2.一种如权利要求1所述电源管理驱动芯片的应用电路，其特征在于：交流电源经过二极管D1、D2、D3、D4组成的桥式整流电路后加载到变压器TX1的初级线圈上；

变压器TX1初级线圈的高电平端经过二极管D5后由电阻R1、R2分压到芯片的峰值电压输入脚(Vmax)，二极管D5的正极端经电容C1接地，二极管D5的负极端经电容C2接地；

变压器TX1初级线圈的高电平端还经过电阻R3连接到芯片的电源输入脚(VCC)；

变压器TX1初级线圈的低电平端经过二极管D7和电阻R4与高电平端连接，在电阻R4两端并联有电容C3；

变压器TX1初级线圈的低电平端与MOS管的漏极相连，MOS管的栅极连接在栅极驱动脚(GD)上，MOS管的源极经过电阻R5接地，MOS管的源极还连接在电流感应脚(CS)上；

变压器TX1辅助级线圈的一端与零电流检测脚(ZCD)相连，另一端接地；

变压器TX1次级线圈的一端经过二极管D8作为负载的电源正极端，另一端作为负载的电源负极端，在负载电源正极端和负极端之间还并行连接有电阻R6和电容C4；

在芯片的采样电阻脚(Rs)和接地脚(GND)还连接有电阻R7。

3.根据权利要求2所述的一种电源管理驱动芯片的应用电路，其特征在于：在电阻R1与R2之间串接有稳压二极管D9，峰值电压输入脚(Vmax)连接在稳压二极管D9和电阻R2之间。

4.根据权利要求2或3所述的一种电源管理驱动芯片的应用电路，其特征在于：所述交流电源为市电电源，负载电源正极端和负极端之间连接的负载为LED灯。