CN112003476B - 一种减小acf功率管体二极管导通时间的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。该方法检测与ACF中辅助绕组电压的过零点，在辅助绕组电压反向过零时导通主开关驱动电路，在辅助绕组电压正向过零时导通钳位开关管，通过包括电压过零比较器、边沿检测模块、主开关管驱动电路和钳位开关管驱动电路的控制电路，通过有源钳位反激变换器辅助绕组电压的正向过零信号和反向过零信号分别得到钳位开关管导通信号和主开关管导通信号，能有效避免体二极管导通，从而提高有源钳位反激变换器的工作效率。本发明方案简单易行、成本低，能够减小体二极管导通损耗，提高了电路工作效率。

Description

一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法
技术领域
本发明涉及优化开关电源设计技术，特别涉及一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
近年来，随着电子移动设备的广泛普及，其在人们的工作、生活中发挥着重要作用。电源作为各个移动设备的核心组成部分，其性能的优劣直接影响着电子设备的性能参数以及其工作的可靠性，目前的主流应用是开关电源(Switch Mode Power Supply)。开关电源又称之为开关变换器，是利用现代电力电子技术控制开关管导通和关断的时间比率以维持输出电压稳定的一种电源。
随着消费类电子产品的迅猛发展，人们对高性能电源的需求不断增加。高性能电源设计不仅要求更高的工作频率，同时还需要实现精确的开关特性，而GaN能够在高频工作条件下保持高性能、高效率的特性，使其在高效电源转换时代具有一定优势。
在众多电源拓扑中，反激式变换器因电路结构简单、成本低廉的优点逐渐受到开关电源设计者的青睐。将传统反激变换器的无源钳位电路用一个钳位开关和一个钳位电容代替就得到了有源钳位反激变换器(ACF，Active Clamp Flyback Converter)。有源钳位变换器利用钳位电容和变压器漏感谐振，回收变压器漏感能量，并且实现主开关管和钳位开关管的零电压开关(Z V S，Zero-Voltage-Switching)。有源钳位反激变换器开关损耗少和开关噪声低的特性使其在高频、高功率密度开关电源领域运用广泛。
但由于开关管的非理想特性，漏、源端之间存在寄生电容，使得开关管的开启和关断不能瞬时发生，这就需要反激变换器主开关管和钳位开关管切换过程之间存在死区时间来避免两个开关管同时发生导通，即：主开关管关断后，钳位开关管才能打开；钳位开关管关断后，主开关管才能打开。此外，死区时间的存在还有助于实现主开关管和钳位开关管的零电压导通，但过长的死区时间又可能导致开关管的体二极管导通，使得损耗增加，电源工作效率降低。
为了提高电源的工作频率，后续的开关电源设计有很大可能性会使用第三代半导体GaN。图1(a)是GaN功率晶体管的等效物理模型，可见除了没有体二极管外，其它与MOSFET类似。尽管GaN功率晶体管没有体二极管，但其具有等效“二极管”特性，即若GaN功率晶体管上的驱动信号还没有建立，此时VGS为零，即可认为G、S此时是短接的，电容CGD和CDS并联，当电流从S端流进，电流给电容CGD和CDS反向充电。由于GaN功率晶体管是一个D、S对称的结构，当电容电压VGD充至Vth时，沟道开始导通，而此时导通压降SD＝VGD＝Vth。这也就是说GaN功率晶体管反向导通机制是由于VGD到达开通的门槛电压，而不是由于体二极管，同时，这也使得GaN功率晶体管在驱动电压还没有建立时的反向导通压降远比MOSFET的体二极管大，死区时间内的反向导通损耗更大，一般VSD要高于VGS(th)与VGS(off)之和。图1(b)是反向传导过程中GaN晶体管的简化模型。参考GS66504B的数据手册中GaN功率晶体管的I-V特性曲线，可知反向导通期间的源极-漏极电阻(R_SD)大于漏极-源极导通电阻(R_DS)，这也使得GaN器件的反向传导损耗远高于硅MOS管的反向传导损耗，即当GaN器件取代MOS管成为开关管后，就更需要优化功率管的开启时间来降低反向导通损耗。
由上述分析可知，在目前以及未来的设计趋势下，在主开关管和钳位开关管切换的死区时间内都存在严重的体二极管导通损耗。针对此问题，本发明给出了相应的优化方案。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，根据辅助绕组电压的正向过零信号和反向过零信号产生脉冲信号分别导通钳位开关管和主开关管，有效避免了体二极管的导通，解决了有源钳位反激变换器因开关管体二极管导通损耗工作效率降低的技术问题。本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，检测与ACF中辅助绕组电压的过零点，在辅助绕组电压反向过零时导通主开关驱动电路，在辅助绕组电压正向过零时导通钳位开关管。
减小功率管的体二极管导通时间电路，包括：电压过零比较器、边沿检测模块、主开关管驱动电路和钳位开关管驱动电路。
电压过零比较器，将辅助绕组电压作为电压过零比较器的正输入端输入信号，将零电压信号作为电压过零比较器的负输入端输入信号，两者相比较就得到正向脉冲信号。
边沿检测模块，将电压过零比较器的正向脉冲信号和系统时钟信号作为边沿检测模块的输入，分别检测出正向脉冲信号的上升沿和下降沿，从而输出两路脉冲信号。边沿检测模块的主要电路结构包括两个D触发器、两个反相器和两个与逻辑门电路。将过零比较器的正向脉冲作为第一级D触发器的输入，将第一级D触发器的Q端输出信号作为第二级D触发器的输入信号，第二级D触发器的Q端输出信号通过第一反相器取反后和第一级D触发器的Q端输出信号一起作为第一与逻辑电路的输入信号，电压过零比较器输出的正向脉冲信号的上升沿到来时，第一级D触发器锁存高电平，第二级D触发器锁存低电平，第一与逻辑门电路输出脉冲信号Pos_edge，脉冲信号Pos_edge表示辅助绕组电压的正向过零；第一级D触发器的Q端输出信号通过第二反相器取反后和第二级D触发器的Q端信号一起作为第二与逻辑电路的输入信号，电压过零比较器输出的正向脉冲信号的下降沿到来时，第一级D触发器锁存低电平，第二级D触发器锁存高电平，第二与逻辑门电路输出脉冲信号Neg_edge，脉冲信号Neg_edge表示辅助绕组电压的反向过零。
主开关管驱动电路，边沿检测模块的脉冲检测信号作为其输入，直接驱动主开关管开启，在励磁电感电流到达峰值的时刻关断主开关管。
钳位开关驱动电路，边沿检测模块的脉冲检测信号作为其输入，直接驱动钳位开关管开启，在励磁电感电流到达谷值的时刻关断钳位开关管。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)本申请针对有源钳位反激变换器主开关管和钳位开关管切换的死区时间中存在寄生体二极管导通损耗问题，通过辅助绕组电压的正向过零信号和反向过零信号分别导通钳位开关管和主位开关管，能有效避免体二极管导通，从而提高有源钳位反激变换器的工作效率。
(2)本申请通过处理变换器辅助绕组电压信号来减小主开关管和钳位开关管的体二极管导通时间即可提高工作效率，对有源钳位反激变换器一类反激式拓扑具有普适性，并且针对GaN功率晶体管反向传导损耗远高于硅MOS管的反向传导损耗，通过优化功率管的开启时间来降低反向导通损耗，具有显著优势。
附图说明
图1(a)、图1(b)分别是GaN晶体管的物理等效模型图和电路简化模型图。
图2是一种有源钳位反激变换器的电路原理图。
图3是有源钳位反激变换器稳定工作状态下的主要信号波形图。
图4是一种边沿检测模块的电路原理图。
图中标号说明：Vin为输入电压源，Np为原边绕组，Lm为励磁电感，Lr为漏感，SL为主开关管，SH为钳位开关管，Cr为钳位电容，Ns为副边绕组，Co为输出电容，D0为整流二极管，RL为负载电阻，NA为辅助绕组，CossL为主开关管的寄生电容，DL为主开关管的体二极管，CossH为钳位开关管的寄生电容，DH为钳位开关管的体二极管。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
针对有源钳位反激变换器主开关管和钳位开关管切换的死区时间中存在寄生体二极管导通损耗问题，本申请通过辅助绕组电压的正向过零信号和反向过零信号分别导通钳位开关管和主开关管以避免体二极管导通，从而提高有源钳位反激变换器的工作效率。本申请公开的体二极管导通时间控制方法适用于有源钳位反激变换器拓扑，下面以图2所示的有源钳位反激变换器为例说明控制方法的具体实现方式。
如图2所示，本实施例采用的有源钳位反激变换器包括：变压器原边侧和变压器副边侧，其中，原边侧包括：原边绕组Np、励磁电感Lm、漏感Lr、主开关管SL、钳位开关管SH、钳位电容Cr，副边侧包括：副边绕组Ns、输出电容Co、整流二极管D0、负载电阻RL、辅助绕组NA。励磁电感Lm与原边绕组Np并联，整流二极管D0与副边绕组Ns串联。主开关管SL和钳位开关管SH的栅极由两个时序相反的电压驱动，即主开关管SL开启时钳位开关管SH关闭，主开关管SL关闭时钳位开关管SH开启。当主开关管SL开启而整流管D0关闭时，输入电压Vin使励磁电感Lm上的电流线性上升，原边绕组Np储存能量。当整流管D0开启而主开关管SL关闭时，原边绕组Np储存的能量通过变压器耦合到副边给负载RL和输出电容Co供电。
为了避免反激变换器主开关管和钳位开关管在开关切换过程中出现两者同时导通造成的击穿现象，必须保证主开关管和钳位开关管的导通时间存在死区时间，即主开关管关断后钳位开关管才能打开，钳位开关管关断后主开关管才能打开。图3给出了有源钳位反激变换器主要信号波形，为了便于分析，下面将一个工作周期划分为6个不同的阶段。
Ⅰ)t0-t1阶段：
t0时刻，钳位开关管SH关断，反向励磁电流iLm对钳位开关管的寄生电容CossH充电，主开关管的寄生电容CossL放电。在CossH和CossL足够小即电容充放电的时间很短的情况下，充放电特性近似线性。
t1时刻，主开关管的寄生电容CossL完全放电即VDSL＝0，此时主开关管的体二极管DL开始开通，使得辅助绕组电压Vaux1由正向负变化，此时主开关管SL达到ZVS条件。一般体二极管DL的导通电阻远大于主开关管SL的导通电阻，体二极管DL导通损耗远大于主开关管SL的导通损耗，这就导致反激变换器效率降低。由于在t1时刻体二极管DL开始导通，所以t1时刻是开通主开关管SL的最佳时刻。
Ⅱ)t1-t2阶段:
t1时刻，主开关管SL导通，输入电压Vin施加到励磁电感Lm两端，使得漏感电流iLr随着励磁电流iLm线性上升。
t2时刻，漏感电流iLr达到励磁电流峰值Ipeak，原边绕组电压和辅助绕组电压Vaux1均被输入电压Vin钳位。
Ⅲ)t2-t3阶段:
t2时刻，主开关管SL关断，正向励磁电流iLm对主开关管的寄生电容CossL充电，钳位开关管的寄生电容CossH放电，VDSL被充电至Vin+VCr且VDSH放电至0，钳位开关管的体二极管DH开始导通，原边绕组电压Vpri＝VCr，使得辅助绕组电压Vaux1由负向正变化。一般体二极管DH的导通电阻远大于钳位开关管SH的导通电阻，体二极管DH导通损耗远大于钳位开关管SH导通的损耗，这就导致反激变换器效率降低。由于t3时刻体二极管DH开始导通，所以t3时刻是开通钳位开关管SH的最佳时刻。
Ⅳ)t3-t4阶段:
t3时刻，钳位开关管SHZVS导通。由于此时VCr<Np(Vo+Vf)/Ns,钳位电容Cr开始与励磁电感Lm以及漏感Lr谐振,同时由于Cr被充电导致Vaux1上升。
t4时刻，Vcr充电至Np(Vo+Vf)/Ns，此时输出二极管导通，励磁电感电压被钳位在-Np(Vo+Vf)/Ns，同时辅助绕组电压Vaux1也被钳位。
Ⅴ)t4-t5阶段:
t4时刻，输出二极管D0导通，励磁电感电压被钳位在-Np(Vo+Vf)/Ns，钳位电容Cr与漏感Lr谐振。在该阶段，Vcr稍大于Np(Vo+Vf)/Ns并且呈现先上升后下降的趋势。t5时刻，Vcr再次谐振至Np(Vo+Vf)/Ns，输出二极管ZCS关断，此时励磁电流iLm等于漏感电流iLr。在t4-t5阶段，存储在原边绕组中的能量被传输至副边绕组一侧。
Ⅵ)t5-t6阶段:
t5时刻，Vcr降至Np(Vo+Vf)/Ns，励磁电感Lm不再被输出电压钳位，励磁电感Lm、漏感Lr和钳位电容Cr谐振。
在t6时刻，钳位开关管SH关断。
本发明针对上述减小有源反激变换器功率管体二极管导通时间方法，提供图2所示的控制电路以实现在t1时刻(辅助绕组电压Vaux1反向过零时刻)输出脉冲信号驱动主开关管SL导通，而在t3时刻(辅助绕组电压Vaux1正向过零时刻)输出脉冲信号驱动钳位开关管SH导通。该控制电路包括：电压过零比较器、边沿检测模块、钳位开关管驱动电路和主开关管驱动电路。在本实施例中，辅助绕组电压Vaux1经过电压过零比较器产生一个正向脉冲zcd，边沿检测模块检测正向脉冲zcd的上升沿和下降沿，在辅助绕组电压反向过零时输出Neg_edge信号至主开关驱动电路，在辅助绕组电压正向过零时输出Pos_edge信号至钳位开关管驱动电路，主开关驱动电路在收到Neg_edge信号后导通主开关管，钳位开关管驱动电路在收到Pos_edge信号后导通钳位开关管。
边沿检测模块如图4所示，其主要包括D触发器G1、D触发器G2、反相器G3、反相器G4、与逻辑门电路G5、与逻辑门电路G6。将过零比较器的正向脉冲zcd作为D触发器G1的输入，将D触发器G1Q端输出的信号作为D触发器G2的输入信号，D触发器G2 Q端输出的信号通过反向器G3取反后和D触发器G1 Q端输出的信号一起作为与逻辑门电路G5的输入信号，将D触发器G1Q端的输出信号通过反相器G4取反后和D触发器G2Q端的输出信号一起作为与逻辑门电路G6的输入信号。当ZCD正向脉冲信号上升沿到来时，D触发器G1先将低电平信号传输至D触发器G2，D触发器G2将低电平信号锁存，同时在下一个系统时钟到来时，D触发器G1接收高电平信号，此时输出Pos_edge脉冲信号，其输出脉冲信号表示辅助绕组电压Vaux1的正向过零；当zcd正向脉冲信号下降沿到来时，D触发器G1先将高电平信号传输至D触发器G2，D触发器G2将高电平信号锁存，同时在下一个系统时钟到来时，D触发器G1接收低电平信号，此时输出Neg_edge脉冲信号，输出脉冲表示辅助绕组电压Vaux1的反向过零。
将表示辅助绕组电压Vaux1正向过零的输出脉冲信号输入钳位开关管驱动电路，驱动钳位开关管SH开通，有效避免了钳位开关管SH的体二极管被施加反向电压而导通，产生导通损耗，降低变换器效率。
钳位开关管驱动电路的功能为输出脉冲信号控制钳位开关管的开通与关断，脉冲信号的上升沿时刻由辅助绕组电压Vaux1正向过零时刻决定，脉冲信号的下降沿时刻由励磁电流下降至其谷底电流值的时间决定。一般励磁电流从t3时刻下降至谷底电流值的曲线是线性的，其谷底电流值可用公式
Figure BDA0002620896400000071
Figure BDA0002620896400000072
描述。
将表示辅助绕组电压Vaux1反向过零的输出脉冲信号输入主开关管驱动电路，驱动主开关管SL开通，有效避免了主开关管SL的体二极管被施加反向电压而导通，产生导通损耗，降低效率。
主开关管驱动电路的功能是输出脉冲信号控制主开关管的开通与关断，脉冲信号的上升沿由辅助绕组电压Vaux1反向过零时刻决定，脉冲信号的下降沿发生在励磁电感电流达到峰值Ipeak的时间点。

Claims (4)

1.一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，其特征在于，检测与ACF中辅助绕组电压的过零点，在辅助绕组电压反向过零时导通主开关驱动电路，在辅助绕组电压正向过零时导通钳位开关管；
实现所述减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法的电路，包括：
电压过零比较器，其正相输入端接辅助绕组电压采样值，其反相输入端接地，输出正向脉冲，
边沿检测模块，对电压过零比较器输出的正向脉冲进行检测，在正向脉冲下降沿到来时输出辅助绕组电压反向过零的脉冲信号，在正向脉冲的上升沿到来时输出辅助绕组电压正向过零的脉冲信号，
主开关驱动电路，接收到辅助绕组电压反向过零的脉冲信号时，输出导通主开关管的导通信号，及，
钳位开关驱动电路，接收到辅助绕组电压正向过零的脉冲信号时，输出导通钳位开关管的导通信号。
2.根据权利要求1所述一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，其特征在于，所述边沿检测模块包括：
第一D触发器，其输入端接正向脉冲，其时钟端接系统时钟信号，在正向脉冲上升沿到来时锁存高电平，在正向脉冲下降沿到来时锁存低电平；
第二D触发器，其输入端接第一D触发器的输出端，其时钟端接系统时钟信号，在正向脉冲上升沿到来时锁存低电平，在正向脉冲下降沿到来时锁存高电平；
第一反相器，其输入端接第二D触发器的输出端，对第二D输出器的输出信号进行反相处理后输出；
第二反相器，其输入端接第一D触发器的输出端，对第一D触发器的输出信号进行反相处理后输出；
第一与逻辑门电路，其一输入端接第一D触发器的输出端，其另一输入端接第一反相器的输出端，在正向脉冲的上升沿到来时输出辅助绕组电压正向过零的脉冲信号；及，
第二与逻辑门电路，其一输入端接第二反相器的输出端，其另一输入端接第二D触发器的输出端，在正向脉冲下降沿到来时输出辅助绕组电压反向过零的脉冲信号。
3.根据权利要求1所述一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，其特征在于，所述主开关驱动电路在励磁电感电流达到峰值时关断主开关管。
4.根据权利要求3所述一种减小ACF功率管体二极管导通时间的控制方法，其特征在于，所述钳位开关驱动电路在励磁电感电流下降到谷底时关断钳位开关管。
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