CN112117905B - 有源钳位反激变换器的控制系统及方法 - Google Patents

有源钳位反激变换器的控制系统及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112117905B
CN112117905B CN201910538741.8A CN201910538741A CN112117905B CN 112117905 B CN112117905 B CN 112117905B CN 201910538741 A CN201910538741 A CN 201910538741A CN 112117905 B CN112117905 B CN 112117905B
Authority
CN
China
Prior art keywords
sampling
output
flyback converter
switching tube
voltage value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910538741.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112117905A (zh
Inventor
徐申
陈明刚
杨万青
王德进
蒋瑞
孙伟锋
时龙兴
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
CSMC Technologies Fab2 Co Ltd
Original Assignee
Southeast University
CSMC Technologies Fab2 Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University, CSMC Technologies Fab2 Co Ltd filed Critical Southeast University
Priority to CN201910538741.8A priority Critical patent/CN112117905B/zh
Priority to US17/420,866 priority patent/US11770076B2/en
Priority to PCT/CN2020/097118 priority patent/WO2020253826A1/zh
Publication of CN112117905A publication Critical patent/CN112117905A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112117905B publication Critical patent/CN112117905B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种有源钳位反激变换器的控制系统及方法，包括：驱动模块，用于对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制；主开关管电压采样电路，用于对所述主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样；第一比较器，连接所述主开关管电压采样电路，用于判断采样到的第一采样电压是正电压还是负电压；死区时间计算模块，用于根据所述第一比较器的输出和当前周期的主开关管控制信号，对所述驱动模块输出的下一周期的钳位开关管控制信号进行调整。本发明能够对死区时间进行自适应控制，方案简单、易行、成本低，能够减小开关损耗、电流振荡和开关噪声。

Description

有源钳位反激变换器的控制系统及方法
技术领域
本发明涉及反激变换器，特别是涉及一种有源钳位反激变换器的控制系统及方法。
背景技术
电源是各个电子设备不可或缺的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及其能否安全可靠地工作，而目前主流应用是开关电源(Switch Mode PowerSupply)。开关电源又称之为开关变换器，是利用现代电力电子技术，通过调整开关器件的导通比或者频率来使输出电压恒定的一种电源。
随着消费电子市场的不断发展与繁荣，快充技术也得到了长足的发展。由于来自消费市场的推动力，充电器(即开关电源)正朝着高效率、高功率密度的方向稳步前进。追求高功率密度必定需要减小充电器的体积，进而需要提高开关电源的工作频率，第三代半导体GaN(氮化镓)使高频开关成为可能。
当开关电源的工作频率提高以后，与开关频率成正相关关系的开关损耗必将增加，这将会带来开关电源效率的降低以及散热问题、噪声问题等一系列问题。在此发展背景之下，早在上个世纪九十年代就被提出的有源钳位反激变换器(Active Clamp Flyback，简称ACF)拓扑结构又重新回到开关电源设计者的视野。
有源钳位反激变换器(ACF)是在传统反激变换器的基础上演变得到的，通过把传统反激变换器中的无源钳位电路用一个钳位开关管和一个钳位电容替代，就得到了有源钳位反激变换器(ACF)，如图1所示。有源钳位反激变换器利用钳位电容与变压器漏感谐振，吸收并循环利用漏感能量，与此同时实现开关管的零电压开关(Zero-Voltage-Switching，简称ZVS)。因此，有源钳位反激变换器能够实现近乎为0的开关损耗，同时减小开关噪声。在较高的开关频率下(MHz级别)，仅仅依靠漏感能量已经无法实现主开关管的ZVS，此时就需要励磁电流下降到零以下，以辅助主开关管的ZVS。综上所述，工作在双向励磁电流状态的有源钳位反激变换器适用于高频、高效率、高功率密度开关电源领域。
有源钳位反激变换器在工作过程中，钳位开关管和主开关管由两个互补的栅极驱动信号驱动。由于开关管的非理想特性，漏、源端之间存在寄生电容。开关管在开启和关闭的时候，动作并不能瞬间发生，电容的充电与放电需要时间，因此上述互补栅极驱动信号之间需要留有死区时间，以避免两个开关管发生同时导通以及不能实现ZVS的情况。用Td1表示主开关管SL关断到钳位开关管SH打开之间的死区时间；用Td2表示钳位开关管SH关断到主开关管SL打开之间的死区时间。有源钳位反激变换器稳定工作状态下的主要信号波形图如图2所示。
在早期的设计中，死区时间设计为一个足够的固定值，例如四分之一谐振周期。但在不同的输入电压条件和不同的负载条件下，实现开关管的ZVS需要的死区时间的长短是不一样的，过长或者过短的死区时间显然都是不恰当的。如果死区时间设置太小，会发生两个开关管同时导通、不能实现ZVS以及产生严重的电流振荡的情况；相反，如果死区时间设置太长，则开关管反向导通损耗增加。
发明内容
基于此，有必要提供一种有源钳位反激变换器的控制系统及方法，以自适应地控制死区时间。
一种有源钳位反激变换器的控制系统，所述有源钳位反激变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括原边绕组、主开关管及钳位开关管，所述系统包括：驱动模块，用于对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制；主开关管电压采样电路，用于对所述主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样；第一比较器，连接所述主开关管电压采样电路，用于判断采样到的第一采样电压是正电压还是负电压；死区时间计算模块，用于根据所述第一比较器的输出和当前周期的主开关管控制信号，对所述驱动模块输出的下一周期的钳位开关管控制信号进行调整；包括在当前周期的主开关管控制信号的上升沿提前于所述负电压到来时，减小所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长，以及在所述负电压结束后所述上升沿才到来时，增大所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述死区时间计算模块还用于根据所述压降、所述励磁电感的电感值、所述主开关管的寄生电容值、所述励磁电感的峰值电流及所述反激变换器的输入电压值计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间；所述驱动模块还用于根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述死区时间计算模块还用于根据所述主开关管的寄生电容值、所述反激变换器的输入电压值、所述反激变换器的输出电压值、所述反激变换器的变压器匝数比、所述励磁电感的峰值电流计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间；所述驱动模块还用于根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
在其中一个实施例中，所述第一死区时间Td1＝C1(VO+NVIN)/IPKN；其中，C1为所述寄生电容值，VO为所述反激变换器的输出电压值，VIN为所述反激变换器的输入电压值，N为所述变压器匝数比，IPK为所述峰值电流。
在其中一个实施例中，还包括辅助绕组、辅助绕组采样电路和采样模块，所述辅助绕组采样电路用于对所述辅助绕组的电压进行采样，并将采样到的第二采样电压输出给所述采样模块，所述采样模块用于计算所述反激变换器的输出电压值和所述反激变换器的输入电压值并输出至所述死区时间计算模块。
在其中一个实施例中，所述采样模块包括第二比较器、第三比较器及采样计算模块；所述第二比较器的正输入端用于输入所述第二采样电压，负输入端用于输入所述采样计算模块输出的反激变换器的输出电压值；所述第三比较器的正输入端用于输入所述第二采样电压，负输入端用于输入所述采样计算模块输出的反激变换器的输入电压值；所述采样计算模块用于计算并输出所述反激变换器的输入电压值和反激变换器的输出电压值，包括将所述第二比较器的输出在当前周期的高电平时长与第一预设参考时长进行比较，若所述高电平时长大于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值增大，若所述高电平时长小于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值减小；所述采样计算模块还将所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长与第二预设参考时长进行比较，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长大于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值增大，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长小于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值减小。
在其中一个实施例中，所述采样计算模块通过第一输出端输出所述输出电压值，通过第二输出端输出所述输入电压值，所述采样模块还包括连接于所述第一输出端和所述第二比较器的负输入端之间的第一数模转换器，和连接于所述第二输出端和所述第三比较器的负输入端之间的第二数模转换器。
在其中一个实施例中，还包括误差计算模块和PID控制模块，所述误差计算模块用于获取所述采样模块输出的反激变换器的输出电压值，将参考电压减去所述反激变换器的输出电压值的差作为采样误差并输出给所述PID控制模块，所述PID控制模块用于根据所述采样误差计算所述峰值电流。
在其中一个实施例中，所述主开关管和钳位开关管是MOS管，所述输入端是漏极，所述输出端是源极，所述控制端是栅极。
一种有源钳位反激变换器的控制方法，所述有源钳位反激变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括原边绕组、主开关管及钳位开关管，所述方法包括：对所述主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样；根据采样到的第一采样电压和当前周期的主开关管控制信号，对下一周期的钳位开关管控制信号进行调整；包括在当前周期的主开关管控制信号的上升沿提前于所述第一采样电压的负值时段到来时，减小所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长，以及在所述负值时段结束后所述上升沿才到来时，增大所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长。上述控制方法实现的是对钳位开关管SH关断到主开关管SL打开之间的死区时间进行自适应控制。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述方法还包括：根据所述励磁电感的电感值、所述主开关管的寄生电容值、所述励磁电感的峰值电流、所述反激变换器的输入电压值及所述压降计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间；根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。该实施例进一步实现对主开关管SL关断到钳位开关管SH打开之间的第一死区时间的自适应控制。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述方法还包括：根据所述主开关管的寄生电容值、所述反激变换器的输入电压值、所述反激变换器的输出电压值、所述反激变换器的变压器匝数比、所述励磁电感的峰值电流计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间；根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
在其中一个实施例中，所述第一死区时间Td1＝C1(VO+NVIN)/IPKN；其中，C1为所述寄生电容值，VO为所述反激变换器的输出电压值，VIN为所述反激变换器的输入电压值，N为所述变压器匝数比，IPK为所述峰值电流。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括辅助绕组，所述方法还包括：对所述辅助绕组的电压进行采样，得到第二采样电压；通过采样计算模块计算所述反激变换器的输出电压值和所述反激变换器的输入电压值；其中，所述反激变换器的输出电压值输出至第二比较器的负输入端，所述第二比较器的正输入端输入所述第二采样电压，所述采样计算模块将所述第二比较器的输出在当前周期的高电平时长与第一预设参考时长进行比较，若所述高电平时长大于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值增大，若所述高电平时长小于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值减小；所述反激变换器的输入电压值输出至第三比较器的负输入端，所述第三比较器的正输入端输入所述第二采样电压，所述采样计算模块将所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长与第二预设参考时长进行比较，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长大于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值增大，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长小于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器的下一周期输入电压值减小。
在其中一个实施例中，所述输出电压值输出至第二比较器的负输入端，是进行数模转换后输出至第二比较器的负输入端；所述输入电压值输出至第三比较器的负输入端，是进行数模转换后输出至第三比较器的负输入端。
在其中一个实施例中，还包括：获取所述采样模块输出的反激变换器的输出电压值；将参考电压减去所述反激变换器的输出电压值的差作为采样误差并输出给PID控制模块；所述PID控制模块根据所述采样误差计算所述峰值电流。
上述有源钳位反激变换器的控制系统及方法，能够对钳位开关管SH关断到主开关管SL打开之间的死区时间进行自适应控制，方案简单、易行、成本低，能够准确得到每一周期合理的死区时间，从而能够减小开关损耗、电流振荡和开关噪声。
附图说明
为了更好地描述和说明这里公开的那些发明的实施例和/或示例，可以参考一幅或多幅附图。用于描述附图的附加细节或示例不应当被认为是对所公开的发明、目前描述的实施例和/或示例以及目前理解的这些发明的最佳模式中的任何一者的范围的限制。
图1是一种传统的有源钳位反激变换器的电路原理图；
图2是有源钳位反激变换器稳定工作状态下的主要信号波形示意图；
图3是一实施例中有源钳位反激变换器的控制系统的电路拓扑图；
图4是一实施例中，主开关管控制信号DUTYL与VDS1的时序图；
图5是图1所示电路在死区时间Td1期间，等效的简化电路原理图；
图6是一实施例中采样模块的结构示意图；
图7是一实施例中采样模块的各工作波形示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
图3是一实施例中有源钳位反激变换器的控制系统的电路拓扑图。有源钳位反激变换器可以采用传统的结构，在图3所示的实施例中，有源钳位反激变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，其中原边侧包括原边绕组Np、励磁电感Lm、谐振电感Lr、主开关管SL、钳位开关管SH、钳位电容Cr；副边侧包括副边绕组Ns、整流二极管D、输出电容Co、负载电阻RL。励磁电感Lm与原边绕组Np并联，整流二极管D与副边绕组Ns串联。
在图3所示的实施例中，有源钳位反激变换器的控制系统包括主开关管电压采样电路10、第一比较器20、死区时间计算模块30及驱动模块40。
主开关管电压采样电路10用于对主开关管SL的输入端和输出端间的压降进行采样。在本实施例中，主开关管SL是NMOS场效应管，其输入端为漏极、输出端为源极，控制端为栅极。
第一比较器20连接主开关管电压采样电路10，用于判断主开关管电压采样电路10采样到的第一采样电压是正电压还是负电压。
死区时间计算模块30用于根据第一比较器20的输出和当前周期的主开关管控制信号DUTYL，对驱动模块40输出的下一周期的钳位开关管控制信号DUTYH进行调整具体地，死区时间计算模块30在当前周期的主开关管控制信号DUTYL的上升沿提前于第一采样电压的负值到来时，减小下一周期的钳位开关管控制信号DUTYH的高电平时长；在第一采样电压的负值结束后、所述上升沿才到来时，增大下一周期的钳位开关管控制信号DUTYH的高电平时长。
图4是一实施例中，主开关管控制信号DUTYL与VDS1的时序图，示出了在给定的主开关管SL的源漏电压VDS1下，主开关管控制信号DUTYL可能存在的三种情况。由于主开关管SL的导通电阻不为0，因此VDS1在其低电平期间是一个上升的波形。Dw为第一比较器20的输出，Dw在VDS1大于0时为高电平(即Dw＝1)，小于0时为低电平(即Dw＝0)。若DUTYL的上升沿在Dw＝0期间到来，则此时死区时间Td2(钳位开关管SH关断到主开关管SL打开之间的死区时间)为最佳，如图4中的DUTYL1所示，记为情况1；若DUTYL的上升沿在Dw＝1期间到来，且Dw的下降沿还未到来，则此时死区时间Td2过短，如图4中的DUTYL2所示，记为情况2；若DUTYL的上升沿在Dw＝1期间到来，且Dw的下降沿已经过去，则此时死区时间Td2过长，如图4中的DUTYL3所示，记为情况3。
在情况1中，令Ton1(n+1)＝Ton1(n)，即保持Td2不变；
在情况2中，令Ton1(n+1)＝Ton1(n)-1，即增大Td2；
在情况3中，令Ton1(n+1)＝Ton1(n)+1，即减小Td2。其中，Ton1(n)表示当前周期的钳位开关管控制信号DUTYH的高电平时长，Ton1(n+1)表示下一周期的钳位开关管控制信号DUTYH的高电平时长。+1/-1表示略微增大/减小Ton1(n)，具体的增减量可以根据经验预先设置。在一个实施例中，死区时间计算模块30通过数字电路实现(例如可以通过微控制器MCU实现)，因此可以采用数字控制精确地+1或-1。
驱动模块40用于对主开关管SL和钳位开关管SH进行开关控制。
上述有源钳位反激变换器的控制系统，能够对钳位开关管SH关断到主开关管SL打开之间的死区时间Td2进行自适应控制，方案简单、易行、成本低，能够准确得到每一周期合理的死区时间，从而能够减小开关损耗、电流振荡和开关噪声。仅通过第一比较器和相应的判断电路就能够实现死区时间Td2的自适应，节约成本。
在一个实施例中，有源钳位反激变换器的控制系统还包括PWM模块，驱动模块40输出的信号是由PWM模块输出的PWM(脉冲宽度调制)信号决定。
在一个实施例中，第一比较器20是过零比较器，其负输入端接地，正输入端连接主开关管电压采样电路10。通过过零比较器判断是否满足主开关管的ZVS条件。
在图3所示的实施例中，主开关管电压采样电路10是一个连接于主开关管漏极和地线之间的采样支路，包括串联的电阻R3和R4，第一比较器20的正输入端接至电阻R4和电阻R3连接的一端，电阻R4的另一端接地。
以上介绍了Td2的自适应控制方案，对于主开关管SL关断到钳位开关管SH打开之间的死区时间Td1，可以采用习知的方案进行控制。进一步地，发明人提供一种Td1的自适应控制方案，可以与上述任一实施例配合使用。
在一个实施例中，死区时间计算模块30还用于根据励磁电感Lm的电感值、主开关管SL的漏源寄生电容值C1、励磁电感Lm的峰值电流、反激变换器的输入电压值Vin及反激变换器的输出电压值VO计算死区时间Td1。驱动模块40根据Td1和Td2对主开关管SL和钳位开关管SH进行开关控制。
在死区时间Td1期间，电路可以简化为如图5所示，其中虚化的元器件和线路表示简化后等效为不存在。
此时励磁电流给主开关管漏源寄生电容C1充电，同时给钳位开关管漏源寄生电容C2放电。谐振过程可用表达式表示为：
VDS1(t)＝IPKZmsin(ωmt)+Vin-Vincos(ωmt) (1)
其中，VDS1为主开关管SL的源漏电压，
Figure BDA0002101980190000091
Vin为反激变换器的输入电压值，IPK为励磁电感Lm的峰值电流。
在图3所示的实施例中，有源钳位反激变换器的控制系统还包括辅助绕组NA、辅助绕组采样电路50和采样模块60。辅助绕组采样电路50用于对辅助绕组NA的电压进行采样，并将采样到的第二采样电压Vaux输出给采样模块60。采样模块60用于计算反激变换器的输出电压值VO和反激变换器的输入电压值Vin，并输出至死区时间计算模块30，由死区时间计算模块30再计算出Td1。在一个实施例中，可以根据式(1)计算Td1。
图6是一实施例中采样模块60的结构示意图，采样模块60包括第二比较器62、第三比较器64及采样计算模块。
第二比较器62的正输入端用于输入第二采样电压Vaux，负输入端用于输入采样计算模块输出的反激变换器的输出电压值VO。
第三比较器64的正输入端用于输入第二采样电压Vaux，负输入端用于输入采样计算模块输出的反激变换器的输入电压值Vin。
采样计算模块用于计算并输出反激变换器的输入电压值Vin和反激变换器的输出电压值VO，包括将第二比较器62的输出dx在当前周期的高电平时长tdx与参考时长Δt进行比较，若高电平时长tdx大于参考时长Δt，则将采样计算模块下一周期输出的反激变换器的输出电压值VO(n+1)增大，若高电平时长tdx小于参考时长Δt，则将采样计算模块下一周期输出的反激变换器的输出电压值VO(n+1)减小。
采样计算模块还将第三比较器64的输出dm在当前周期的高电平时长tdm与参考时长Δt1进行比较，若tdm大于Δt1，则将采样计算模块下一周期输出的反激变换器的输入电压值Vin(n+1)增大，若tdm小于Δt1，则将采样计算模块下一周期输出的反激变换器的输入电压值Vin(n+1)减小。
对于一个具体的实施例，在稳定的工作状态下，采样模块60根据辅助绕组NA的波形特征计算得到反激变换器的输出电压值VO和反激变换器的输入电压值Vin，采样工作波形如图7所示。
在对反激变换器的输出电压值VO进行采样时，判断比较器输出dx＝1的时间tdx与参考时间Δt的大小关系。
若tdx>Δt，则VO(n+1)＝VO(n)+1；
若tdx<Δt，则VO(n+1)＝VO(n)-1；
若tdx＝Δt，则VO(n+1)＝VO(n)。
其中，VO(n+1)是采样计算模块下一周期输出的反激变换器的输出电压值，VO(n)是当前周期采样计算模块输出的反激变换器的输出电压值。+1/-1表示略微增大/减小VO(n)，具体的增减量可以根据经验预先设置。在一个实施例中，采样计算模块通过数字电路实现(例如可以通过微控制器MCU实现)，因此可以采用数字控制精确地+1或-1。
在对输入电压进行采样时，比较器输出dm＝1的时间tdm与参考时间Δt1的大小关系。
若tdm>Δt1，则Vin(n+1)＝Vin(n)+1；
若tdm<Δt1，则Vin(n+1)＝Vin(n)-1；
若tdm＝Δt1，则Vin(n+1)＝Vin(n)。
其中，Vin(n+1)是采样计算模块下一周期输出的反激变换器的输入电压值，Vin(n)是当前周期采样计算模块输出的反激变换器的输入电压值。+1/-1表示略微增大/减小Vin(n)，具体的增减量可以根据经验预先设置。在一个实施例中，采样计算模块通过数字电路实现(例如可以通过微控制器MCU实现)，因此可以采用数字控制精确地+1或-1。
在图6所示的实施例中，采样模块60还包括连接于采样计算模块第一输出端和所述第二比较器62的负输入端之间的第一数模转换器63，和连接于采样计算模块第二输出端和第三比较器64的负输入端之间的第二数模转换器65。通过数模转换器将采样计算模块输出的数字信号转换为模拟信号。
在图6所示的实施例中，采样模块60在采样副边侧输出电压和原边侧输入电压时只利用了两个比较器和两个数模转换器，没有用到模数转换器，降低了电路实现的成本。
在图3所示的实施例中，有源钳位反激变换器的控制系统还包括误差计算模块70和PID(比例积分微分)模块80。误差计算模块用于获取采样模块输出的反激变换器的输出电压值VO，将参考电压Vref减去VO作为采样误差e1、并输出给PID模块80，PID模块80根据采样误差e1计算峰值电流IPK。
当励磁电感Lm足够大时，例如Lm>15μH时，式(1)可以简化为：
Figure BDA0002101980190000111
所以，
Figure BDA0002101980190000112
根据
Figure BDA0002101980190000113
N为变压器(变换器)匝数比，可以得到：
Td1＝C1(VO+NVIN)/IPKN (3)
因此，在一个实施例中，死区时间计算模块30的输入信号有反激变换器的输出电压值VO、反激变换器的输入电压值Vin及峰值电流IPK，死区时间计算模块30是根据式(3)计算出死区时间Td1后发送给PWM模块，由PWM模块控制驱动模块40对主开关管SL和钳位开关管SH进行开关控制。
在一个实施例中，第一比较器20、死区时间计算模块30、采样模考60、误差计算模块70、PID模块80均采用数字电路实现，上述有源钳位反激变换器的控制系统的死区时间Td1自适应控制方案能够充分发挥数字电路能进行复杂运算的特点，通过计算得到每一开关周期的死区时间Td1。图3所示的控制系统与受控的开关电源连接起来构成一个闭环，可以根据不同的输入电压条件和不同的负载条件，自适应调整死区时间的长短，对降低开关损耗、减小噪声有很大帮助，使得电路的设计的功率密度与效率表现更优秀。
相应地，还提供一种有源钳位反激变换器的控制方法，包括：
对主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样。
根据采样到的第一采样电压和当前周期的主开关管控制信号，对下一周期的钳位开关管控制信号进行调整；包括在当前周期的主开关管控制信号的上升沿提前于所述第一采样电压的负值时段到来时，减小所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长，以及在所述负值时段结束后所述上升沿才到来时，增大所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述方法还包括：
根据所述励磁电感的电感值、所述主开关管的寄生电容值、所述励磁电感的峰值电流、所述反激变换器的输入电压值及所述压降计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间。
根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述方法还包括：
根据所述主开关管的寄生电容值、所述反激变换器的输入电压值、所述反激变换器的输出电压值、所述反激变换器的变压器匝数比、所述励磁电感的峰值电流计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间。
根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
在其中一个实施例中，所述第一死区时间Td1＝C1(VO+NVIN)/IPKN；其中，C1为所述寄生电容值，VO为所述反激变换器的输出电压值，VIN为所述反激变换器的输入电压值，N为所述变压器匝数比，IPK为所述峰值电流。
在其中一个实施例中，所述有源钳位反激变换器还包括辅助绕组，所述方法还包括：
对所述辅助绕组的电压进行采样，得到第二采样电压。
通过采样计算模块计算所述反激变换器的输出电压值和所述反激变换器的输入电压值。其中，所述反激变换器的输出电压值输出至第二比较器的负输入端，所述第二比较器的正输入端输入所述第二采样电压，所述采样计算模块将所述第二比较器的输出在当前周期的高电平时长与第一预设参考时长进行比较，若所述高电平时长大于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值增大，若所述高电平时长小于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值减小。所述反激变换器的输入电压值输出至第三比较器的负输入端，所述第三比较器的正输入端输入所述第二采样电压，所述采样计算模块将所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长与第二预设参考时长进行比较，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长大于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值增大，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长小于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值减小。
在其中一个实施例中，所述反激变换器的输出电压值输出至第二比较器的负输入端，是进行数模转换后输出至第二比较器的负输入端；所述反激变换器的输入电压值输出至第三比较器的负输入端，是进行数模转换后输出至第三比较器的负输入端。
在其中一个实施例中，所述方法还包括：获取所述采样模块输出的反激变换器的输出电压值；将参考电压减去所述反激变换器的输出电压值的差作为采样误差并输出给PID控制模块；所述PID控制模块根据所述采样误差计算所述峰值电流。
在一个实施例中，采样(包括对主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样和对辅助绕组的电压进行采样)之前，还包括判断软启动是否结束的步骤。软启动是在开关电源上电的最初一段时间内，通过限制启动速度来防止较大的浪涌电流，用以保证电源电路安全启动。
在一个实施例中，还包括判断变压器副边侧的输出电压是否稳定的步骤，若稳定，则保持输出给主开关管和钳位开关管的PWM信号不变；若不稳定，则PID控制模块重新对主开关管的高电平时长Ton和钳位开关管的高电平时长Ton1进行调整。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种有源钳位反激变换器的控制系统，所述有源钳位反激变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括原边绕组、主开关管及钳位开关管，其特征在于，所述系统包括：
驱动模块，用于对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制；
主开关管电压采样电路，用于对所述主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样；
第一比较器，连接所述主开关管电压采样电路，用于判断采样到的第一采样电压是正电压还是负电压；
死区时间计算模块，用于根据所述第一比较器的输出和当前周期的主开关管控制信号，对所述驱动模块输出的下一周期的钳位开关管控制信号进行调整；包括在当前周期的主开关管控制信号的上升沿提前于所述负电压到来时，减小所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长，以及在所述负电压结束后所述上升沿才到来时，增大所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述死区时间计算模块还用于根据所述压降、所述励磁电感的电感值、所述主开关管的寄生电容值、所述励磁电感的峰值电流及反激变换器的输入电压值计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间；所述驱动模块还用于根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述有源钳位反激变换器还包括励磁电感，所述死区时间计算模块还用于根据所述主开关管的寄生电容值、所述反激变换器的输入电压值、所述反激变换器的输出电压值、所述反激变换器的变压器匝数比、所述励磁电感的峰值电流计算第一死区时间，所述第一死区时间是所述主开关管关断到所述钳位开关管打开的时间；所述驱动模块还用于根据所述第一死区时间对所述主开关管和钳位开关管进行开关控制。
4.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，所述第一死区时间Td1＝C1(VO+NVIN)/IPKN；其中，C1为所述寄生电容值，VO为所述反激变换器的输出电压值，VIN为所述反激变换器的输入电压值，N为所述变压器匝数比，IPK为所述峰值电流。
5.根据权利要求2-4中任一项所述的系统，其特征在于，还包括辅助绕组、辅助绕组采样电路和采样模块，所述辅助绕组采样电路用于对所述辅助绕组的电压进行采样，并将采样到的第二采样电压输出给所述采样模块，所述采样模块用于计算所述反激变换器的输出电压值和所述反激变换器的输入电压值并输出至所述死区时间计算模块。
6.根据权利要求5所述的系统，其特征在于，所述采样模块包括第二比较器、第三比较器及采样计算模块；
所述第二比较器的正输入端用于输入所述第二采样电压，负输入端用于输入所述采样计算模块输出的反激变换器的输出电压值；
所述第三比较器的正输入端用于输入所述第二采样电压，负输入端用于输入所述采样计算模块输出的反激变换器的输入电压值；
所述采样计算模块用于计算并输出所述反激变换器的输入电压值和反激变换器的输出电压值，包括将所述第二比较器的输出在当前周期的高电平时长与第一预设参考时长进行比较，若所述高电平时长大于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值增大，若所述高电平时长小于所述第一预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输出电压值减小；
所述采样计算模块还将所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长与第二预设参考时长进行比较，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长大于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值增大，若所述第三比较器的输出在当前周期的高电平时长小于所述第二预设参考时长，则将采样计算模块输出的反激变换器下一周期的输入电压值减小。
7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述采样计算模块通过第一输出端输出所述输出电压值，通过第二输出端输出所述输入电压值，所述采样模块还包括连接于所述第一输出端和所述第二比较器的负输入端之间的第一数模转换器，和连接于所述第二输出端和所述第三比较器的负输入端之间的第二数模转换器。
8.根据权利要求6或7所述的系统，其特征在于，还包括误差计算模块和PID控制模块，所述误差计算模块用于获取所述采样模块输出的反激变换器的输出电压值，将参考电压减去所述反激变换器的输出电压值的差作为采样误差并输出给所述PID控制模块，所述PID控制模块用于根据所述采样误差计算所述峰值电流。
9.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述主开关管和钳位开关管是MOS管，所述输入端是漏极，所述输出端是源极，所述主开关管的控制端是栅极。
10.一种有源钳位反激变换器的控制方法，所述有源钳位反激变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括原边绕组、主开关管及钳位开关管，其特征在于，所述方法包括：
对所述主开关管的输入端和输出端间的压降进行采样；
根据采样到的第一采样电压和当前周期的主开关管控制信号，对下一周期的钳位开关管控制信号进行调整；包括在当前周期的主开关管控制信号的上升沿提前于所述第一采样电压的负值时段到来时，减小所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长，以及在所述负值时段结束后所述上升沿才到来时，增大所述下一周期的钳位开关管控制信号的高电平时长。
CN201910538741.8A 2019-06-20 2019-06-20 有源钳位反激变换器的控制系统及方法 Active CN112117905B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910538741.8A CN112117905B (zh) 2019-06-20 2019-06-20 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
US17/420,866 US11770076B2 (en) 2019-06-20 2020-06-19 System and method for controlling active clamp flyback converter
PCT/CN2020/097118 WO2020253826A1 (zh) 2019-06-20 2020-06-19 有源钳位反激变换器的控制系统及方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910538741.8A CN112117905B (zh) 2019-06-20 2019-06-20 有源钳位反激变换器的控制系统及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112117905A CN112117905A (zh) 2020-12-22
CN112117905B true CN112117905B (zh) 2021-12-21

Family

ID=73796059

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910538741.8A Active CN112117905B (zh) 2019-06-20 2019-06-20 有源钳位反激变换器的控制系统及方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11770076B2 (zh)
CN (1) CN112117905B (zh)
WO (1) WO2020253826A1 (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7378495B2 (ja) * 2019-04-24 2023-11-13 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
US11632054B2 (en) 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
CN112838754B (zh) * 2020-12-30 2022-06-03 华源智信半导体(深圳)有限公司 钳位电路、开关电源电路及其控制方法
CN112803780B (zh) 2021-02-10 2022-05-10 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及电源适配器
CN113098280B (zh) * 2021-04-09 2022-04-05 东南大学 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN113162425A (zh) * 2021-04-13 2021-07-23 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制有源钳位反激开关电源的死区时间的装置和方法
CN113419102B (zh) * 2021-06-26 2022-09-13 广州金升阳科技有限公司 一种波峰检测电路及其应用
CN113937988B (zh) * 2021-06-28 2024-03-22 杰华特微电子股份有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN113765407B (zh) * 2021-09-30 2023-08-04 无锡市德科立光电子技术股份有限公司 原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统
CN113659823B (zh) * 2021-10-19 2022-02-08 茂睿芯（深圳）科技有限公司 有源钳位反激电路的死区时间的确定方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1324141A (zh) * 2000-05-17 2001-11-28 索尼株式会社 具有有源箝位电路的开关电源装置
CN102347694A (zh) * 2010-08-03 2012-02-08 株式会社丰田自动织机 有源箝位直流-直流变换器
CN103795260A (zh) * 2014-01-21 2014-05-14 广州金升阳科技有限公司 一种非互补反激有源钳位变换器
CN105580497A (zh) * 2013-09-25 2016-05-11 欧司朗有限公司 电子谐振及绝缘半桥zeta转换器
CN205960954U (zh) * 2016-08-05 2017-02-15 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路
CN107181410A (zh) * 2016-03-12 2017-09-19 快捷韩国半导体有限公司 有源钳位反激转换器
CN108809107A (zh) * 2018-07-13 2018-11-13 深圳南云微电子有限公司 一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3022620B2 (ja) * 1991-04-04 2000-03-21 株式会社電設 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US9906147B2 (en) * 2011-09-14 2018-02-27 Futurewei Technologies, Inc. Adaptive dead time control apparatus and method for switching power converters
US9966865B2 (en) * 2015-06-30 2018-05-08 Canon Kabushiki Kaisha Power supply apparatus and image forming apparatus
CN107786092B (zh) * 2016-08-31 2020-06-26 台达电子工业股份有限公司 变换器与其控制方法
US10148188B2 (en) * 2016-09-06 2018-12-04 Fairchild Semiconductor Corporation Clamp voltage detection and over-voltage protection for power supply topologies
US10491097B2 (en) * 2017-04-03 2019-11-26 Texas Instruments Incorporated Switching time optimizer for soft switching of an isolated converter
US10181782B2 (en) * 2017-04-18 2019-01-15 Richtek Technology Corporation Flyback power converter circuit with active clamping and zero voltage switching and conversion control circuit thereof
TWI621328B (zh) * 2017-04-18 2018-04-11 立錡科技股份有限公司 具主動箝位及零電壓切換之返馳式電源轉換電路及其中之轉換控制電路
CN107896062B (zh) * 2017-10-27 2019-09-20 浙江大学 一种基于反激变换器的软开关变换装置
US10205377B1 (en) * 2018-04-09 2019-02-12 Stmicroelectronics S.R.L. Active clamp flyback converter control with reduced current
CN109245569B (zh) * 2018-09-18 2020-04-24 西安矽力杰半导体技术有限公司 反激式变换器及其控制电路
US11437916B2 (en) * 2019-06-19 2022-09-06 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive zero voltage switching control

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1324141A (zh) * 2000-05-17 2001-11-28 索尼株式会社 具有有源箝位电路的开关电源装置
CN102347694A (zh) * 2010-08-03 2012-02-08 株式会社丰田自动织机 有源箝位直流-直流变换器
CN105580497A (zh) * 2013-09-25 2016-05-11 欧司朗有限公司 电子谐振及绝缘半桥zeta转换器
CN103795260A (zh) * 2014-01-21 2014-05-14 广州金升阳科技有限公司 一种非互补反激有源钳位变换器
CN107181410A (zh) * 2016-03-12 2017-09-19 快捷韩国半导体有限公司 有源钳位反激转换器
CN205960954U (zh) * 2016-08-05 2017-02-15 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路
CN108809107A (zh) * 2018-07-13 2018-11-13 深圳南云微电子有限公司 一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management》.2016, *
Sébastien Larousse等.Active Dead-time optimization for wide range Flyback active-clamp converter.《 PCIM Europe 2016 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20220069718A1 (en) 2022-03-03
US11770076B2 (en) 2023-09-26
CN112117905A (zh) 2020-12-22
WO2020253826A1 (zh) 2020-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112117905B (zh) 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
US10637363B2 (en) Converters with hold-up operation
US7379309B2 (en) High-frequency DC-DC converter control
TWI236207B (en) Soft-switched power converters
US7570497B2 (en) Discontinuous quasi-resonant forward converter
CN110661427B (zh) 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
CN106100352A (zh) 反激控制电路及控制方法
CN205960954U (zh) 反激控制电路
US20070115699A1 (en) Soft-switching power converter having power saving circuit for light load operations
CN111585440B (zh) 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN110677045B (zh) 一种有源钳位反激变换器的控制方法
TW202203573A (zh) 自動調諧之同步整流器控制器
EP3509203B1 (en) Converter with zvs
Kang et al. Quasiresonant control with a dynamic frequency selector and constant current startup technique for 92% peak efficiency and 85% light-load efficiency flyback converter
US20130250625A1 (en) Switching power supply apparatus
WO2020228818A1 (zh) 准谐振反激变换器的同步整流控制系统及方法
CN113098280B (zh) 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN111585441B (zh) 一种原边调节有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN114640255A (zh) 一种串联谐振变换器及其控制方法
CN111682769B (zh) 有源钳位正激变换器的自适应同步整流数字控制方法
Qian et al. An LLC-type resonant forward converter with adjustable turning-off time control
CN112117899A (zh) 一种电流模式控制的boost转换器
JP4683364B2 (ja) 複合共振型スイッチング電源装置
JP4465717B2 (ja) スイッチング電源装置
CN113765407B (zh) 原边反馈有源钳位反激变换器的自适应软开关控制系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant