CN113419102B - 一种波峰检测电路及其应用 - Google Patents

一种波峰检测电路及其应用 Download PDF

Info

Publication number
CN113419102B
CN113419102B CN202110716977.3A CN202110716977A CN113419102B CN 113419102 B CN113419102 B CN 113419102B CN 202110716977 A CN202110716977 A CN 202110716977A CN 113419102 B CN113419102 B CN 113419102B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
comparator
tube
input end
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110716977.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113419102A (zh
Inventor
不公告发明人
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority to CN202110716977.3A priority Critical patent/CN113419102B/zh
Publication of CN113419102A publication Critical patent/CN113419102A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113419102B publication Critical patent/CN113419102B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/04—Measuring peak values or amplitude or envelope of ac or of pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开一种波峰检测电路及其应用，所述的波峰检测电路包括RC微分电路、基准电路、箝位电路和比较器，比较器根据RC微分电路和箝位电路检测半桥变换器上管与下管连接处SW电压斜率变化情况与基准电路产生的基准电压进行比较，从而定位SW处电压谐振到达波峰时刻，再经过逻辑控制器和已处于等待状态的上管开通控制信号进行逻辑处理，最终实现半桥类拓扑上管开通前死区时间的自适应调节和波峰导通控制，应用本发明的基于半桥变换器的开关电源装置具有开关损耗低及EMI噪声低等优势。

Description

一种波峰检测电路及其应用
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及半桥变换器的波峰检测及控制。
背景技术
如图1所示为基于半桥变换器的开关电源装置原理图，包括主控IC、驱动IC和半桥变换器，其中主控IC为PWM控制器，驱动IC为常规半桥类驱动IC，包括高边输入信号引脚HI、低边输入信号引脚LI、供电引脚VDD、低边参考地引脚VSS、高边自举电压引脚HB、高边参考地引脚HS、高边驱动信号输出引脚HO和低边驱动信号输出引脚LO，半桥类变换器一般包括输入电源Vin、电源公共地GND、开关管Q1、同步开关管Q2和储能元件T。
上述电路中的开关管Q1也称之为上管、同步开关管Q2也称之为下管、开关管Q1的源极和同步开关管Q2的漏极的连接点也称之为上管与下管连接处SW、需要说明的是，该电路图中的储能元件可以是电感或者变压器，驱动IC也可集成在主控IC中。
该电路的工作原理为：通常由主控IC发出上管控制信号HI和下管控制信号LI，经过驱动IC放大处理之后产生具有一定驱动能力的驱动信号HO和LO，且HO和LO为互补信号，当高边驱动信号HO驱动上管Q1开通时，输入电源Vin经Q1对储能元件T励磁产生稳定输出电压，当上管Q1关断，低边驱动信号驱动下管Q2开通时，Q2续流通过储能元件T去磁维持稳定输出电压。
半桥类变换器为了防止上下管共通，大多数主控IC或驱动IC在设计开发时均会为上下管的控制信号或驱动信号之间预留一定死区时间，上管关断到下管开通之间的死区时间可称为下管死区时间，下管关断到上管开通之间的死区时间也可称之为上管死区时间，死区时间大小主要依靠IC外部引脚设置与调节，且死区时间内上下管均关断，储能元件与开关管的寄生电容发生谐振。
图2为上管波峰导通波形图。半桥类拓扑工作在临界模式时，当流过储能元件电感或变压器的电流IL下降至零后，储能元件和开关管的寄生电容开始谐振，当上管与下管连接处SW电压谐振至最大值时上管被导通，通常被称为波峰导通，此状态下可减小开关损耗并改善开关电源EMI。
图3为上管死区时间过小时导通波形图，上管在波峰导通时虽然能够减小开关损耗，但也需要合适的上管死区时间tdead，当上管死区时间过小时，上管与下管连接处SW电压在谐振上升过程中上管就被导通，储能器件电流IL仍为负值，此时减小开关损耗作用有限，不一定能够提高开关电源效率。
图4为上管死区时间过大时导通波形图，当上管死区时间tdead过大时，上管与下管连接处SW电压已跃过第一个谐振峰值到达下降段时上管才被导通，此时不仅增加了储能元件电流IL谐振为正值时的导通损耗，而且上管在谐振下降沿被开通并未有效减小开关损耗，理论上工作在此状态开关电源效率可能还会有所降低。
综上所述，使用常规方法死区时间大小主要依靠IC外部引脚设置与调节，且只能设置为固定值时，同一开关电源规格下则无法根据功率电路的不同输入输出工况完成自动调节，容易导致死区时间在输入输出条件有所变化时过小或过大，进而无法保障上管在波峰处开通，影响全工况范围内开关电源效率。
发明内容
鉴于在现有基于半桥类变换器开关电源装置中死区时间无法自适应调节以及无法自动波峰检测进而影响效率这一技术缺陷，本发明要解决的技术问题是，提出一种波峰检测方法及其应用，在基于半桥类变换器的开关电源装置功率电路中不增加额外波峰检测电路，且能实现上管死区时间自适应调节以及自动波峰检测。
为了实现上述发明目的，本发明提供的波峰检测电路采用以下技术方案：
一种波峰检测电路，应用开关电源装置，所述的开关电源装置的主功率拓扑为半桥变换器，其特征在于，所述的波峰检测电路包括：RC微分电路、基准电路、箝位电路和比较器；
所述的RC微分电路，用于将半桥变换器上管与下管连接处的电压变化斜率按正比关系转换为检测电压VRC，并输出至比较器的第一输入端；
所述的基准电路，用于产生一基准电压VREF，并输出至比较器的第二输入端；
所述的箝位电路，用于将比较器第一输入端输入的检测电压VRC的最大电压限制于钳位电压Vc，且所述的钳位电压Vc>所述的基准电压VREF；
所述的比较器，用于比较其第一输入端和第二输入端的电压值，输出电压信号Vp，所述的电压信号Vp用于判断半桥变换器上管与下管连接处的电压是否到达波峰时刻。
进一步地，比较器的第一输入、第二输入端、电压信号Vp的初始电平状态为如下四种配置方式之一：
Figure GDA0003726273950000021
Figure GDA0003726273950000031
作为RC微分电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电容C1和电阻R1，电容C1的一端用于连接至半桥变换器上下管中点处或者自举电压处，电容C1的另一端同时连接至比较器的第一输入端和电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接到电源公共地GND。
作为基准电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电阻R2和MOS管Q4，电阻R2的一端用于连接供电VCC，电阻R2的另一端同时连接MOS管Q4的源极、MOS管Q4的栅极和比较器的第二输入端，MOS管Q4的漏极用于连接至电源公共地GND。
作为箝位电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括MOS管Q3，MOS管Q3的栅极和漏极同时连接比较器的第一输入端，MOS管Q3的源极用于连接至电源公共地GND。
作为波峰检测电路的一种具体的实施方式，其特征在于：
所述的RC微分电路包括电容C1和电阻R1，电容C1的一端用于连接至半桥变换器上下管中点处或者自举电压处，电容C1的另一端同时连接至比较器的第一输入端和电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接到电源公共地GND；
所述的基准电路包括电阻R2和MOS管Q4，电阻R2的一端用于连接供电VCC，电阻R2的另一端同时连接MOS管Q4的源极、MOS管Q4的栅极和比较器的第二输入端，MOS管Q4的漏极用于连接至电源公共地GND；
所述的箝位电路包括MOS管Q3，MOS管Q3的栅极和漏极同时连接比较器的第一输入端，MOS管Q3的源极用于连接至电源公共地GND。
本发明提供的上述波峰检测电路的应用技术方案方案如下：
一种开关电源装置，包括半桥变换器、主控IC和驱动IC，主控IC发出上管控制信号HI和下管控制信号LI，经过驱动IC放大处理之后产生具有一定驱动能力的驱动信号HO和驱动信号LO，驱动信号HO用于控制上管的开通与关断，驱动信号LO用于控制下管的开通与关断；
其特征在于：还包括权利要求1至6任一项所述的波峰检测电路，以及逻辑控制器；所述的逻辑控制器，用于获得所述的电压信号Vp在一个工作周期中第二次翻转的时刻，并与所述的上管控制信号HI进行逻辑处理，使得驱动信号HO在电压信号Vp由低电平翻转为高电平的时刻开通半桥变换器的上管。
进一步地，所述的上管的工作时序如下：
t0～t1阶段：上管与下管连接处的电压为零，检测电压VRC为零，比较器的第一输入端电压跟随检测电压VRC小于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp为初始电平状态，控制信号HI为低电平，控制信号HO为低电平，上管保持关断；
t1～t2阶段：上管与下管连接处的电压开始谐振上升，上升斜率较大，检测电压VRC逐渐增加，比较器第一输入端电压跟随检测电压VRC变化且仍然小于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp的电平状态维持不变，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t2～t3阶段：上管与下管连接处的电压继续上升，此阶段仍未到达波峰位置，检测电压VRC逐渐增加直至被钳位于钳位电压Vc，比较器的第一输入端电压为钳位电压Vc，大于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp第一次翻转，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t3～t4阶段：上管与下管连接处的电压谐振上升，此时已逼近波峰位置，上管与下管连接处的电压斜率放缓，检测电压VRC逐渐减小，但比较器的第一输入端电压依然被钳位于钳位电压Vc，比较器的第一输入端电压还是为钳位电压Vc，大于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp的电平状态维持不变，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t4～t5阶段：t4时刻上管与下管连接处的电压达到波峰位置，比较器的第一输入端电压跟随检测电压VRC已减少至小于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp第二次翻转，控制信号HI为高电平，控制信号HO为高电平，此时开通上管，并持续至t5时刻；
至此本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
优选地，所述的波峰检测电路和/或所述的逻辑控制器集成至所述的主控IC或驱动IC，或者与所述的主控IC和驱动IC统一集成为一颗IC。
本发明的工作原理为：主控IC用于发出上管控制信号HI和下管控制信号LI，当下管控制信号LI下降沿到来由高电平翻转为低电平时，主控IC即刻输出上管控制信号HI上升沿由低电平翻转为高电平且提前处于等待状态，此时上下管均关断，储能元件T与半桥变换器中上、下管的寄生电容发生谐振，波峰检测电路中的RC微分电路通过直接或间接方式检测上管与下管连接处SW电压斜率变化情况，起初上管与下管连接处SW谐振电压上升斜率较大，此时流过RC微分电路的电流也较大，比较器的第一输入端电压跟随检测电压VRC逐渐增大直至箝位在电压Vc，由于钳位电压Vc大于比较器第二输入端基准电压VREF，比较器输出电平第一次翻转；当上管与下管连接处电压谐振上升快接近波峰位置斜率变化较缓时，流过RC微分电路的电流逐渐减小直至箝位电路的钳位作用解除，则比较器的第一输入端电压跟随检测电压VRC逐渐减小直至小于同相输入端基准电压VREF，比较器输出电平第二次翻转，比较器输出的电压信号Vp第二次翻转的时刻即对应上管与下管连接处SW电压谐振至波峰位置，在此时刻将提前处于等待状态的上管控制信号HI经过放大最终输出上管驱动信号HO即可在波峰处开通上管，既保证了上管在波峰处导通，又实现了自适应上管死区时间设置。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
1)没有在半桥类变换器拓扑上增加其它波峰检测电路，通过在驱动IC内部集成本发明的波峰检测电路即可实现自动波峰检测和自适应死区时间调节，可以降低开关损耗、改善EMI噪声并提高开关电源效率；
2)驱动IC内部集成本发明的波峰检测电路可以简化开关电源电路结构、合并IC引脚数量，有利于扩展应用灵活性；
3)减小开关损耗有利于开关电源产品高频化，高频化使电感感值和输入输出滤波电容容值降低，可减小开关电源体积，提高功率密度，同时降低成本。
附图说明
图1为基于半桥变换器的开关电源装置原理图；
图2为半桥变换器上管波峰导通波形图；
图3为半桥变换器上管死区时间过小时导通波形图；
图4为半桥变换器上管死区时间过大时导通波形图；
图5为本发明波峰检测电路的原理框图；
图6为本发明实施例波峰检测电路的原理框图；
图7为本发明实施例波峰检测电路在半桥变换器开关电源装置中的应用原理图；
图8为本发明实施例检测波峰控制上管导通的工作时序。
上述附图并不限制本发明构思的范围，而是通过参考特定实施例为本领域技术人员说明本发明的概念。
具体实施方式
图5为本发明波峰检测电路的原理框图，包括RC微分电路、基准电路、钳位电路和比较器U3，本申请的发明构思为由比较器根据RC微分电路和箝位电路检测上管与下管连接处SW处电压斜率变化情况与基准电路产生的基准电压进行比较，从而定位上管与下管连接处SW电压到达波峰时刻，再进一步和主控IC发出的提前处于等待状态的上管开通控制信号进行逻辑处理，最终驱动上管在波峰导通，且可实现半桥类拓扑上管开通前死区时间的自适应调节。
本发明比较器的第一输入、第二输入端、电压信号Vp的初始电平状态为如下四种配置方式之一：
Figure GDA0003726273950000061
为了使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图以上述第一种配置方式对本申请作进一步地详细描述。
图6为为本发明实施例波峰检测电路图，包括RC微分电路、基准电路、钳位电路和比较器U3；图7为本发明实施例波峰检测电路在半桥变换器开关电源装置中的应用原理图，包括主控IC、驱动IC、图6所示的波峰检测电路，以及逻辑控制器。
其中RC微分电路包括电容C1和电阻R1，电容C1的一端VSW可连接至半桥变换器上管与下管连接处SW，也可以连接至自举电压处，即自举电容Cb的一端，自举电容Cb的另一端连接至上管与下管连接处SW，电容C1的另一端同时连接至比较器的反相输入端和电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接到电源公共地GND。
其中的基准电路包括电阻R2和MOS管Q4，电阻R2的一端用于连接供电VCC，电阻R2的另一端同时连接MOS管Q4的源极、MOS管Q4的栅极和比较器的同相输入端，MOS管Q4的漏极用于连接至电源公共地GND。
其中的箝位电路包括MOS管Q3，MOS管Q3的栅极和漏极同时连接比较器的反相输入端，MOS管Q3的源极用于连接至电源公共地GND。
比较器U3的输出端连接逻辑控制器的一个输入端。
逻辑处理器用于获得电压信号Vp由低电平翻转为高电平的时刻，并与所述的上管控制信号HI进行逻辑处理，使得驱动信号HO在电压信号Vp由低电平翻转为高电平的时刻开通半桥变换器的上管。
针对Vin电压为48V，Vo电压为24V，储能元件T为电感为1.5uH，驱动IC供电VDD为12V，输出电流为4A，开关频率为1MHz的半桥类拓扑Buck变换器，结合图8所示检测波峰控制上管导通的工作时序，对其具体工作过程分析如下，需要说明的是，驱动IC发出上管控制信号HO到上管收到控制信号HO会存在延时，图8中“Q1驱动信号HO”以及本申请文件中其它内容中记载的“驱动信号HO”无特别说明时，均表示的是上管Q1收到控制信号HO的时间：
t0～t1阶段：上管与下管连接处的电压为零，检测到的上管与下管连接处电压变化斜率转换为电压后的电压值VRC为零，比较器U3的反相输入端电压跟随电压VRC小于其同相输入端基准电压VREF，比较器U3输出高电平信号，控制信号HI为低电平，控制信号HO为低电平，上管保持关断；
t1～t2阶段：上管与下管连接处的电压开始谐振上升，上升斜率较大，电压VRC也逐渐增加，比较器U3的反相输入端电压跟电压VRC变化且仍然小于同相输入端基准电压VREF，比较器U3仍然输出高电平信号，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断，需要说明的是，为了保证上管控制信号HI变为高电平的时间提早于比较器U3输出的比较结果信号翻转为低电平的时间，上管控制信号HI变为高电平的时间应当在比较器反相输入端输入的检测电压VRC增加至钳位电压Vc之时，即此阶段控制信号HI需要变为高电平，处于提前等待状态；
t2～t3阶段：上管与下管连接处的电压继续上升，此阶段仍未到达波峰位置，电压VRC逐渐增加，直至被钳位于VRC的最高电压幅值，即钳位电压Vc，此时比较器U3的反相输入端电压为钳位电压Vc，大于其同相输入端基准电压VREF，比较器U3的输出信号由高电平翻转为低电平，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t3～t4阶段：上管与下管连接处的电压谐振上升，此时已逼近波峰位置，上管与下管连接处的电压斜率放缓，电压VRC也逐渐减小，但比较器U3的反相输入端电压依然被钳位于钳位电压Vc，此时比较器U3的反相输入端电压还是为钳位电压Vc，仍然大于其同相输入端基准电压VREF，比较器U3输出信号依然保持低电平，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t4～t5阶段：t4时刻上管与下管连接处的电压达到波峰位置，比较器U3的反相输入端电压跟随电压VRC已减小至小于其同相输入端基准电压VREF，比较器U3输出信号由低电平翻转为高电平，控制信号HI为高电平，控制信号HO为高电平，此时开通上管，则上管在波峰处开通并持续至t5时刻，需要说明的是考虑到IC内部集成器件固有时延影响，具体地，基准电路产生基准电压VREF，钳位电路的输出电压在达到钳位电压Vc后由于流过RC微分电路的电流逐渐减小，则比较器反相输入端电压将从钳位电压Vc逐渐减小，钳位电压Vc减小到基准电压VREF存在时间偏差，为了保证上管在谐振波峰位置精准开通，应保证箝位电路产生的钳位电压Vc减小至基准电路产生基准电压Vref的时间偏差与比较器U3输出比较结果信号翻转为高电平到上管驱动信号HO变为高电平的时延时间相匹配，即在实际的电路设计时，驱动IC应该提前发出高电平的HO信号才能确保t4时刻上管刚好收到高电平的HO信号；
至此本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
需要说明的是，为了提高产品的集成度，本发明的波峰检测电路和/或所述的逻辑控制器集成至所述的主控IC或驱动IC，或者与所述的主控IC和驱动IC统一集成为一颗IC。
上述实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同替换、改进和润饰，如根据应用场合的不同，通过器件的简单串并联等手段对电路微调，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种波峰检测电路，应用开关电源装置，所述的开关电源装置的主功率拓扑为半桥变换器，其特征在于，所述的波峰检测电路包括：RC微分电路、基准电路、箝位电路和比较器；
所述的RC微分电路，用于将半桥变换器上管与下管连接处的电压变化斜率按正比关系转换为检测电压VRC，并输出至比较器的第一输入端；
所述的基准电路，用于产生一基准电压VREF，并输出至比较器的第二输入端；
所述的箝位电路，用于将比较器第一输入端输入的检测电压VRC的最大电压限制于钳位电压Vc，且所述的钳位电压Vc>所述的基准电压VREF；
所述的比较器，用于比较其第一输入端和第二输入端的电压值，输出电压信号Vp，所述的电压信号Vp用于判断半桥变换器上管与下管连接处的电压是否到达波峰时刻。
2.根据权利要求1所述的波峰检测电路，其特征在于：比较器的第一输入、第二输入端、电压信号Vp的初始电平状态为如下四种配置方式之一：
Figure FDA0003726273940000011
3.根据权利要求1所述的波峰检测电路，其特征在于：所述的RC微分电路包括电容C1和电阻R1，电容C1的一端用于连接至半桥变换器上下管中点处或者自举电压处，电容C1的另一端同时连接至比较器的第一输入端和电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接到电源公共地GND。
4.根据权利要求1所述的波峰检测电路，其特征在于：所述的基准电路包括电阻R2和MOS管Q4，电阻R2的一端用于连接供电VCC，电阻R2的另一端同时连接MOS管Q4的源极、MOS管Q4的栅极和比较器的第二输入端，MOS管Q4的漏极用于连接至电源公共地GND。
5.根据权利要求1所述的波峰检测电路，其特征在于：所述的箝位电路包括MOS管Q3，MOS管Q3的栅极和漏极同时连接比较器的第一输入端，MOS管Q3的源极用于连接至电源公共地GND。
6.根据权利要求1所述的波峰检测电路，其特征在于：
所述的RC微分电路包括电容C1和电阻R1，电容C1的一端用于连接至半桥变换器上下管中点处或者自举电压处，电容C1的另一端同时连接至比较器的第一输入端和电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接到电源公共地GND；
所述的基准电路包括电阻R2和MOS管Q4，电阻R2的一端用于连接供电VCC，电阻R2的另一端同时连接MOS管Q4的源极、MOS管Q4的栅极和比较器的第二输入端，MOS管Q4的漏极用于连接至电源公共地GND；
所述的箝位电路包括MOS管Q3，MOS管Q3的栅极和漏极同时连接比较器的第一输入端，MOS管Q3的源极用于连接至电源公共地GND。
7.一种开关电源装置，包括半桥变换器、主控IC和驱动IC，主控IC发出上管控制信号HI和下管控制信号LI，经过驱动IC放大处理之后产生具有一定驱动能力的驱动信号HO和驱动信号LO，驱动信号HO用于控制上管的开通与关断，驱动信号LO用于控制下管的开通与关断；
其特征在于：还包括权利要求1至6任一项所述的波峰检测电路，以及逻辑控制器；所述的逻辑控制器，用于获得所述的电压信号Vp在一个工作周期中第二次翻转的时刻，并与所述的上管控制信号HI进行逻辑处理，使得驱动信号HO在电压信号Vp由低电平翻转为高电平的时刻开通半桥变换器的上管。
8.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于：所述的上管的工作时序如下：
t0～t1阶段：上管与下管连接处的电压为零，检测电压VRC为零，比较器的第一输入端电压跟随检测电压VRC小于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp为初始电平状态，控制信号HI为低电平，控制信号HO为低电平，上管保持关断；
t1～t2阶段：上管与下管连接处的电压开始谐振上升，上升斜率较大，检测电压VRC逐渐增加，比较器第一输入端电压跟随检测电压VRC变化且仍然小于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp的电平状态维持不变，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t2～t3阶段：上管与下管连接处的电压继续上升，此阶段仍未到达波峰位置，检测电压VRC逐渐增加直至被钳位于钳位电压Vc，比较器的第一输入端电压为钳位电压Vc，大于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp第一次翻转，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t3～t4阶段：上管与下管连接处的电压谐振上升，此时已逼近波峰位置，上管与下管连接处的电压斜率放缓，检测电压VRC逐渐减小，但比较器的第一输入端电压依然被钳位于钳位电压Vc，比较器的第一输入端电压还是为钳位电压Vc，大于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp的电平状态维持不变，控制信号HI为高电平，控制信号HO为低电平，上管仍然保持关断；
t4～t5阶段：t4时刻上管与下管连接处的电压达到波峰位置，比较器的第一输入端电压跟随检测电压VRC已减少至小于其第二输入端基准电压VREF，电压信号Vp第二次翻转，控制信号HI为高电平，控制信号HO为高电平，此时开通上管，并持续至t5时刻；
至此本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
9.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于：所述的波峰检测电路和/或所述的逻辑控制器集成至所述的主控IC或驱动IC，或者与所述的主控IC和驱动IC统一集成为一颗IC。
CN202110716977.3A 2021-06-26 2021-06-26 一种波峰检测电路及其应用 Active CN113419102B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110716977.3A CN113419102B (zh) 2021-06-26 2021-06-26 一种波峰检测电路及其应用

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110716977.3A CN113419102B (zh) 2021-06-26 2021-06-26 一种波峰检测电路及其应用

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113419102A CN113419102A (zh) 2021-09-21
CN113419102B true CN113419102B (zh) 2022-09-13

Family

ID=77717771

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110716977.3A Active CN113419102B (zh) 2021-06-26 2021-06-26 一种波峰检测电路及其应用

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113419102B (zh)

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0678751A1 (fr) * 1994-04-22 1995-10-25 Matra Mhs Dispositif de détection de la variation non transitoire d'une tension d'alimentation
JP2003215173A (ja) * 2002-01-23 2003-07-30 Nec Microsystems Ltd ピークホールド回路
GB0610206D0 (en) * 2006-05-23 2006-07-05 Cambridge Semiconductor Ltd Switch mode power supply contollers
JP2008178257A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Rohm Co Ltd スイッチングレギュレータの制御回路およびそれを利用したスイッチングレギュレータならびに電子機器
CN101498747A (zh) * 2008-12-25 2009-08-05 四川登巅微电子有限公司 一种波峰波谷检测方法和电路
CN106405212A (zh) * 2016-12-12 2017-02-15 重庆西南集成电路设计有限责任公司 双沿触发微分法峰值检测器及峰值检测方法
CN108933533A (zh) * 2018-07-27 2018-12-04 深圳南云微电子有限公司 非互补有源钳位反激变换器的控制器
US10651754B1 (en) * 2019-06-26 2020-05-12 Cypress Semiconductor Corporation Accurate peak detection architecture for secondary controlled AC-DC converter
CN111953185A (zh) * 2020-08-12 2020-11-17 安徽省东科半导体有限公司 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法
CN112072924A (zh) * 2020-09-15 2020-12-11 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源装置和模式控制方法
WO2020253826A1 (zh) * 2019-06-20 2020-12-24 东南大学 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN112134453A (zh) * 2020-09-08 2020-12-25 台达电子企业管理（上海）有限公司 启动控制方法及系统、尖峰电压检测电路及方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9329209B1 (en) * 2014-10-09 2016-05-03 Stmicroelectronics S.R.L. Peak voltage detector and related method of generating an envelope voltage
US10594315B2 (en) * 2017-02-01 2020-03-17 Texas Instruments Incorporated Switching rate monitoring and control
US10666152B2 (en) * 2017-08-15 2020-05-26 Dialog Semiconductor Inc. Valley and peak detection for switching power converter
CN109245569B (zh) * 2018-09-18 2020-04-24 西安矽力杰半导体技术有限公司 反激式变换器及其控制电路

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0678751A1 (fr) * 1994-04-22 1995-10-25 Matra Mhs Dispositif de détection de la variation non transitoire d'une tension d'alimentation
JP2003215173A (ja) * 2002-01-23 2003-07-30 Nec Microsystems Ltd ピークホールド回路
GB0610206D0 (en) * 2006-05-23 2006-07-05 Cambridge Semiconductor Ltd Switch mode power supply contollers
JP2008178257A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Rohm Co Ltd スイッチングレギュレータの制御回路およびそれを利用したスイッチングレギュレータならびに電子機器
CN101498747A (zh) * 2008-12-25 2009-08-05 四川登巅微电子有限公司 一种波峰波谷检测方法和电路
CN106405212A (zh) * 2016-12-12 2017-02-15 重庆西南集成电路设计有限责任公司 双沿触发微分法峰值检测器及峰值检测方法
CN108933533A (zh) * 2018-07-27 2018-12-04 深圳南云微电子有限公司 非互补有源钳位反激变换器的控制器
WO2020253826A1 (zh) * 2019-06-20 2020-12-24 东南大学 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
US10651754B1 (en) * 2019-06-26 2020-05-12 Cypress Semiconductor Corporation Accurate peak detection architecture for secondary controlled AC-DC converter
CN111953185A (zh) * 2020-08-12 2020-11-17 安徽省东科半导体有限公司 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法
CN112134453A (zh) * 2020-09-08 2020-12-25 台达电子企业管理（上海）有限公司 启动控制方法及系统、尖峰电压检测电路及方法
CN112072924A (zh) * 2020-09-15 2020-12-11 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源装置和模式控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
单片降压型 DC－DC 转换器的控制电路设计;程亮 等;《电子器件》;20200229;第43卷(第1期);第205-209页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113419102A (zh) 2021-09-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3443657B1 (en) Dc-dc converter and control circuit
CN108768145B (zh) 适用于GaN功率开关器件的高速半桥栅驱动电路
CN1158761C (zh) 开关桥和使用此开关桥的电子镇流器
CN110165872B (zh) 一种开关控制电路及其控制方法
US8018279B2 (en) Class D amplifier circuit with bi-directional power switch
US20080278985A1 (en) BI-DIRECTIONAL HEMT/GaN HALF-BRIDGE CIRCUIT
US9048738B2 (en) Systems and methods for zero voltage switching in power conversion systems
US11152867B2 (en) Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters
CN206099766U (zh) 可调输出功率的有源pfc+软开关功率变换器
CN1767336A (zh) 变换器中移相全桥与pwm全桥的切换控制方法及控制电路
Barner et al. A 10 MHz, 48-to-5V synchronous converter with dead time enabled 125 ps resolution zero-voltage switching
CN113419102B (zh) 一种波峰检测电路及其应用
CN115133752A (zh) 驱动装置及其控制方法
CN112564498A (zh) 一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法
CN110719019B (zh) 一种副边有源箝位控制电路
CN104022672A (zh) 用于软开关zvt变换器的自适应可调延时电路
EP1478084B1 (en) A digital power converting method and device with zero voltage
CN113541501B (zh) 一种反激式开关电源及提高其转换效率的控制方法、电路
CN213213347U (zh) 反激式开关电源谐振emi优化电路
CN113708631B (zh) 一种反激变换器及其控制方法
CN115333341A (zh) 驱动电路、变换器及开关电源
CN114679071A (zh) 非对称半桥反激式开关电源及其控制芯片和控制方法
CN103888011A (zh) 断续模式驱动信号的控制器、控制系统及方法
CN113938048A (zh) 一种波峰波谷开通控制方法及控制器
CN108667278B (zh) 一种可编程延时设置电路及工作方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant