CN111953185A - 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法 - Google Patents

一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111953185A
CN111953185A CN202010809440.7A CN202010809440A CN111953185A CN 111953185 A CN111953185 A CN 111953185A CN 202010809440 A CN202010809440 A CN 202010809440A CN 111953185 A CN111953185 A CN 111953185A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
signal
gth
switching tube
time interval
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010809440.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111953185B (zh
Inventor
程兆辉
于玮
何希见
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dongke semiconductor (Anhui) Co.,Ltd.
Original Assignee
Anhui Dongke Semiconductor Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Anhui Dongke Semiconductor Co ltd filed Critical Anhui Dongke Semiconductor Co ltd
Priority to CN202010809440.7A priority Critical patent/CN111953185B/zh
Publication of CN111953185A publication Critical patent/CN111953185A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111953185B publication Critical patent/CN111953185B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，通过对开关电源电路设置控制电路，对流经变压器初级线圈电感的电流检测和过零电压检测，进而调控钳位开关管的导通时长和调控主开关管的开通时间间隔，实现对主开关管的零电压开通。该方法能够根据不同输入电压，输出电压和应用参数，动态实时调整主开关管的开通时间间隔并让该间隔达到可以实现零电压开通的最佳值。

Description

一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法
技术领域
本发明属于电源技术领域，具体涉及一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法。
背景技术
如图1所示，为现有技术中的有源钳位反激开关电源的原理图。其中，Vin为输入电源对参考地PGND的电压，T1为变压器，N为变压器T1初次级匝比，Lm为变压器T1的初级侧励磁电感，ILm为电感Lm的电流，Lr为变压器T1的漏感，ILr为漏感Lr的电流，K1为主开关管，GTL为主开关管K1的栅极控制信号，K2为钳位开关管，C1为主开关管K1和钳位开关管K2连接公共端OC对PGND的等效电容，GTH为钳位开关管K2的栅极控制信号，电容C3为漏感吸收回路电容；D为次级整流二极管，对应的导通压降为Vf，C2为次级储能电容，Rload为负载。
对于图1，当主开关管K1关断后，经过一定死区时间后，零电压开通(ZVS)钳位开关管K2，通过漏感吸收电容C3来无损吸收漏感Lr上的能量，从而达到抑制主开关管K1漏源极两端的尖峰电压的作用，进而减小主开关管K1的应力；不仅如此，利用励磁电感Lm与C3进行谐振，可以在励磁电感产生负向电流；并且当励磁电感负向电流足够大时，关断K2，通过Lm与C1谐振，可以对C1电容放电，使OC处的电压VOC下降到0V时开通主开关K1，实现主开关管K1的零电压开通(ZVS)，从而减少了开关损耗，提高了电源效率，减少了电磁干扰。
如图2所示，为有源钳位反激拓扑开关电源实现ZVS波形图。VOC为图1中OC点电压，在GTL为高电平有效时，主开关管K1导通，电流ILm和电流ILr相等并且线性增大，当GTL为低电平无效时，主开关管K1关断，为了防止主开关管K1和钳位开关管K2同时导通导致上下开关管直通短路，需要延迟一定死区时间，就是在GTL由高电平变为低电平之后，延迟一个时间间隔，再让GTH为高电平有效，使钳位开关管K2开通，变压器T1初级励磁电感储存的能量传送至次级，ILm开始减小，漏感Lr的能量会传送至C3，当漏感Lr的能量传送完毕后，由于钳位开关管K2仍处于导通状态，ILr电流会改变方向，变为负值，将电容C3储存的能量回传给输出和电网，等待ILm电流达到一定的负值后，GTH变为低电平，关断钳位开关管K2，等待一个延迟时间区间Tz，即主开关管K1开通死区时间间隔，简称开通时间间隔Tz，表示从GTH由高电平变低电平之后，延迟一个开通时间间隔Tz，GTL由低电平变为高电平。当GTL变为高有效，开通主开关管K1，开始下一个PWM周期，如果Tz时间区间内电感Lm中储存的负电流产生的能量足以使OC点的电压，在开通时间间隔Tz的时间区间结束时刻正好下拉到0V，并开通主开关管K1，即实现了主开关管K1的ZVS开通。
现有技术中，存在对Tz时间区间长短的选择设定问题，现有实现方案分为两种：一种是开通时间间隔Tz取固定值，这样设计简单，但是如果开通时间间隔Tz与实际应用需求偏离较大，会降低了系统开关频率和转换效率；另一种是需要额外增加引脚外部设定一个开通时间间隔Tz最小值和开通时间间隔Tz最大值，使开通时间间隔Tz跟随Vin来变化，这种方式只能部分补偿宽输入电压的影响，不能补偿宽输出电压的应用场景。
发明内容
本发明解决的技术问题是提供一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，解决现有技术中开关电源存在的开通时间间隔不能随实际应用条件变化而自适应改变的难题。
为解决本发明的技术问题，提供了一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，包括开关电源电路及步骤：第一步，设置控制电路，在开关电源电路的主开关管的源极连接采样电阻后接地，同时该源极还电连接控制器的电压采样输入端，所述主开关管的漏极接入控制器的过零电压输入端，所述控制器包括反馈电压输入端，接入开关电源电路的输出电压的反馈信号，所述控制器还包括对主开关管的通断进行控制的主控输出端，电连接到主开关管的栅极，以及对钳位开关管的通断进行控制的副控输出端，电连接到钳位开关管的栅极；第二步，输入电压采样，所述控制器通过主控输出端控制主开关管导通，通过所述电压采样输入端输入采样电压，将所述采样电压与所述反馈电压输入端对应的参考电压进行比较，当采样电压等于或大于所述参考电压时，则所述控制器通过主控输出端控制主开关管关断；第三步，调控钳位开关管，所述主开关管关断后，经过延时，所述控制器通过副控输出端控制钳位开关管开通；然后，对钳位开关管的导通时长进行调控，当钳位开关管的导通时长结束时，所述控制器通过副控输出端控制钳位开关管关断；第四步，调控主开关管，所述钳位开关管关断后到主开关管再次导通的时间间隔为主开关管的开通时间间隔，对所述主开关管的开通时间间隔进行调控，当所述主开关管的开通时间间隔到达时，所述控制器通过主控输出端控制主开关管开通；第五步，重复上述第二步至第四步，当在第四步中，通过对所述主开关管的开通时间间隔进行调控，当所述主开关管的开通时间间隔到达时，若控制器的电压采样输入端的采样电压为零，并且控制器的过零电压输入端的过零电压也是零，则实现对主开关管的零电压开通。
优选的，在第一步设置电路步骤中，还包括设置驱动器，所述驱动器对控制器的主控输出端和副控输出端输出的信号进行放大后，分别对应控制主开关管和钳位开关管，所述驱动器还包括接入所述钳位开关管的源极的电压，用于与驱动器输出到钳位开关管的栅极电压进行比较。
优选的，在第三步调控钳位开关管步骤中，对钳位开关管的导通时长进行调控包括：根据所述主开关管的开通时间间隔到达时，对过零电压输入端电压VOC是否小于0进行调整；如果开通时间间隔到达时，检测到VOC≤0V，说明实际流经励磁电感的电流ILm负向偏大，需要对钳位开关管的开通时长Tonh，执行Tonh＝Tonh-δth，δth为Tonh每调整一次的解析度；如果开通时间间隔到达时，检测到VOC>0V，说明实际流经励磁电感的电流ILm负向偏小，需要对钳位开关管的开通时长Tonh执行Tonh＝Tonh+δth。
优选的，在第四步调控主开关管步骤中，对所述主开关管的开通时间间隔进行调控包括：如果工频周期内所有GTH周期在开通时间间隔到达时，检测到实际流经励磁电感的电流ILm<0A，说明当前开通时间间隔偏小，则在工频周期到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz+δt；如果工频周期内所有GTH周期，在开通时间间隔到达前，检测到VOC≤0V，说明当前设定的开通时间间隔Tz偏大，则在工频周期到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz-δt，δt为Tz调节一次的解析度。
优选的，在第一步设置电路步骤中，所述控制器包括两个控制部分，一个控制部分就是对主开关管K1进行控制的GTL信号产生电路，另一个控制部分就是对钳位开关管K2进行控制的GTH信号产生电路。
优选的，所述GTL信号产生电路包括对开通时间间隔Tz进行调节的Tz调节器，以及GTL开通逻辑单元、GTL关断逻辑单元和GTL产生器。
优选的，所述GTH信号产生电路包括对GTH开通时长进行调节的Tonh调节器，以及GTH开通逻辑单元、GTH关断逻辑单元和GTH产生器。
优选的，所述Tonh调节器包括第一比较器、第二比较器、第一D触发器、第一计数器，过零电压输入端连接结型场效应晶体管，将输入的电压VOC转为低压信号，接入第一比较器的负端与0V作比较，第一比较器输出端接入到第一D触发器的D端口，Tz调节器产生的Tz信号到达时，将D端口的电平值的反向值输出到第一计数器；第一计数器的输入信号为高电平时，则执行加1操作，输入信号为低电平时，则执行减1操作；第一计数器输出n位信号Bit[n-1:0]，Bit[n-1:0]为对应n个开关Sn-1～S0的控制信号，Sn-1～S0又分别与电容CT(n-1)～CT(0)串联，形成各个串联支路：即Sn-1和CT(n-1)支路，Sn-2和CT(n-2)支路，……，S0和CT(0)支路，这些支路之间又是并联关系；开关Sn-1～S0共同接入到第一控制开关和第二控制开关，第一控制开关的另一端接入第一恒流源，第一恒流源对应输出的电流值为It，其中第一控制开关受GTH产生器输出的GTH信号控制，第二控制开关受GTH信号的反向信号控制；当GTH信号为高电平后，第一控制开关导通，第二控制开关关断，通过第一恒流源给开关Sn-1～S0中对应导通通路上的电容充电，当电容电压被充到第一参考电压后，第二电压比较器输出Tonh信号变为高电平；当GTH信号为低电平后，第二控制开关导通，第一控制开关关断，将所有CT电容上存储的能量迅速放掉，第二比较器输出Tonh信号变为低电平。
优选的，所述Tz调节器包括第三比较器、第四比较器、第四D触发器、第五D触发器、第二计数器，电压采样输入端CS接入第三比较器的负端与0V作比较，第三比较器输出端接入到第四D触发器的D端口，Tz调节器产生的Tz信号到达时，将第四D触发器的Q端口的电压输出到第二计数器，对应电压为高电平时，第二计数器执行加1操作；在Tz信号到达前，检测到来自Tonh调节器中的第一比较器输出端的信号为高电平，则将此电平通过第三RS触发器锁存，并接入到第五D触发器的D端口，Tz信号到达时，对第五D触发器的Q端口的电压输出到第二计数器，对应电压为高电平时，第二计数器执行减1操作；第二计数器输出n位信号Bitz[n-1:0]对应n个开关SZn-1～SZ0的控制信号，SZn-1～SZ0分别与电容CZ(n-1)～CZ(0)串联，形成各个串联支路：即SZn-1和CZ(n-1)支路，SZn-2和CZ(n-2)支路，……，SZ0和CZ(0)支路，这些支路之间又是并联关系；开关SZn-1～SZ0共同接入到第三控制开关和第四控制开关，第三控制开关的另一端接入第二恒流源，第二恒流源对应输出的电流值为Iz，其中第四控制开关受GTH产生器输出的GTH信号控制，第三控制开关受GTH信号的反向信号控制；当GTH信号变为低电平后，第三控制开关导通，第四控制开关关断，通过第二恒流源Iz给SZn-1～SZ0中对应导通通路上的电容充电，当电容电压被充到第二参考电压后，第四电压比较器输出信号Tz变为高电平；当GTH信号变为高电平后，第四控制开关导通，第三控制开关关断，将所有CZ电容上存储的能量迅速放掉，第四比较器输出Tz信号变为低电平。
优选的，所述GTL关断逻辑单元包括第五比较器，电压采样输入端接入第五比较器的正端，输出电压的反馈信号通过模块P接入第五比较器的负端，对应为第三参考电压，若电压采样输入端采集的电压VCS≥第三参考电压时，第五比较器输出GTL_OFF高电平信号。
本发明的技术效果是：本发明涉及一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，通过对开关电源电路设置控制电路，对流经变压器初级线圈电感的电流检测和过零电压检测，进而调控钳位开关管的导通时长和调控主开关管的开通时间间隔，实现对主开关管的零电压开通。该方法能够根据不同输入电压，输出电压和应用参数，动态实时调整主开关管的开通时间间隔并让该间隔达到可以实现零电压开通的最佳值。
附图说明
图1是现有技术中开关电源一实施例的电路图；
图2是基于图1实施例的控制周期波形图；
图3是基于图1实施例的另一控制周期波形图；
图4是本发明有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法的控制电路原理框图；
图5是图4中控制器的内部组成电路框图；
图6是图5中控制器的GTH信号产生电路；
图7是图5中控制器的GTL信号产生电路；
图8是本发明有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法的流程图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
结合前述图1、图2，图3进行进一步显示说明了主开关管K1的开通时间间隔Tz在选取中遇到的问题。如图3所示，当GTH由高变低，钳位开关管K2关断后，Lm与C1产生谐振，OC点电压VOC从K2关断到自然谐振到谷底的时间Toc，称之为参考时间间隔，由下式决定：
Figure BDA0002630390130000061
其中，对于N(Vout+Vf)，N为变压器初次级匝比，Vf是次级整流二极管D的导通压降，Vout则为输出电压。开通时间间隔Tz设置的理想值是Tz＝Toc，当Tz＝Toc时，OC点电压VOC自然谐振到达谷底值OV，并且对应ILm电流正好处于从负变正时的过零点，此时开通主开关管K1，对应的开关频率和转换效率最高，如图3中的第1个GTH周期。但是，由上式可知，参考时间间隔Toc随不同的应用参数，输入电压，输出电压变化；开通时间间隔Tz对ZVS性能的影响图如图3所示：如果Tz取值过短，即Tz<Toc，如图3中第2个GTH周期，Tz＝Tz1，系统为了保证在开通时间间隔Tz的结束时刻，让OC点电压VOC≤0V，以达到ZVS，必须加大GTH开通时长Tonh，使K2关断时励磁电感Lm的负向电流ILm增大，该Tz的结束时刻将会检测到ILm<0A，如图3所示的点1位置；如果Tz取值过长，即Tz>Toc，如图3中第3个GTH周期，Tz＝Tz2，系统为了达到ZVS，还是必须加大GTH开通时长Tonh，使K2关断时励磁电感Lm的负向电流ILm增大，该Tz的结束时刻到达前会提前检测到的OC点电压VOC≤0V，如图3所示的点2位置。综上所述，Tz值设置过大或过小，都会导致励磁电感Lm负向电流过大，降低了系统开关频率和转换效率。
为此，本发明提出了一种开关电源控制电路，既无需外部死区时间设定引脚，又可以根据不同输入电压，输出电压和应用参数，动态实时调整Tz并让Tz达到可以实现ZVS的最佳值。
在图1现有电路的基础上，图4是本发明的开关电源控制电路原理框图。该控制电路包括控制器和驱动器，所述控制器包括对主开关管K1的通断进行控制的主控输出端GTL，以及对钳位开关管K2的通断进行控制的副控输出端GTH，这两个输出端分别接入到驱动器，由所述驱动器进行信号放大后，分别电连接主开关管K1的栅极和钳位开关管K2的栅极，驱动控制主开关管K1和钳位开关管K2的开通或关断；所述控制器包括电压采样输入端CS，电连接主开关管K1的源极，主开关管K1的源极连接采样电阻Rcs后接地PGND；所述控制器包括反馈电压输入端，接入开关电源电路的输出电压VOUT的反馈信号FB；所述控制器还包括过零电压输入端OC，接入来自钳位开关管K2的源极的电压信号；所述驱动器也接入来自钳位开关管K2的源极的电压信号，用于与驱动器输出到钳位开关管的栅极的电压进行比较。注意，这里钳位开关管K2的源极和主开关管K1的漏极是连接在一起的，该连接点对应的接入到控制器的过零电压输入端OC。
进一步具体而言，在主开关管K1的源极连接采样电阻Rcs后接地PGND，同时主开关管K1的源极还电连接控制器的电压采样输入端CS，在主开关管K1的漏极OC处，接入控制器的过零电压输入端，即OC输入端，用于采集OC处的电压VOC，另外OC处接入到驱动器，FB为输出电压Vout的反馈信号，所述控制器包括反馈电压输入端，接入开关电源电路的输出电压的反馈信号FB，所述控制器还包括对主开关管K1的通断进行控制的主控输出端GTL，电连接到主开关管K1的栅极，以及对钳位开关管K2的通断进行控制的副控输出端GTH，电连接到钳位开关管K2的栅极。由于控制器的两个控制输出端GTH和GTL为数字小电流信号，驱动能力很弱，对于开关管K1和K2，如果将小电流信号直接接到开关管的栅极，则不能让开关快速导通和关断，驱动器可以提供较大输出电流和吸收较大输入电流，对开关管栅极和源级之间的等效电容迅速充电和放电，达到快速导通和关断的目的；另一方面，GTH信号的高低电平是基于PGND的，而开关管K2的导通和关断时基于OC点电压的，所以需要经过驱动器将GTH电压抬升到可以直接驱动开关管K2的电压GH，通过驱动器后分别对应输出GH和GL到钳位开关管K2的栅极和主开关管K1的栅极。
因此，所述驱动器对控制器的主控输出端GTL和副控输出端GTH输出的数字信号进行放大后，分别对应控制主开关管K1和钳位开关管K2，所述驱动器还包括接入所述钳位开关管的源极的电压VOC，用于与驱动器输出到钳位开关管的栅极的电压GH进行比较。
另外，控制器还有一个输入端直接连接OC，结合图6，该输入端在控制器内是接入其中的结型场效应晶体管Jfet1，将输入的电压VOC转为低压信号OCDET。
进一步的，结合图5，显示的是控制器的内部电路组成。其中，包括两个主要的控制部分，一个控制部分就是对主开关管K1进行控制的GTL信号产生电路，另一个控制部分就是对钳位开关管K2进行控制的GTH信号产生电路，并且这两个电路之间还存在线路连接和控制关系，具体是：
GTL信号产生电路包括对开通时间间隔Tz进行调节的Tz调节器，以及GTL开通逻辑单元、GTL关断逻辑单元和GTL产生器。
其中，GTL关断逻辑单元输入Vout的反馈信号FB和来自CS端对ILm电流值在采样电阻Rcs的压降值进行采样输入，GTL关断逻辑单元输出GTL关断信号GTL_OFF至GTL产生器，另外，GTL关断信号GTL_OFF还输入到GTH开通逻辑单元。
Tz调节器接入CS端，以及接入来自Tonh调节器的OCLT0V信号，输出Tz信号至GTL开通逻辑单元和Tonh调节器，由GTL开通逻辑单元产生GTL开通信号GTL_ON至GTL产生器。GTL产生器输出的GTL信号还反馈输入到Tz调节器，以及GTH产生器输出的GTH信号也反馈输入到Tz调节器。
GTH信号产生电路包括对GTH开通时长进行调节的Tonh调节器，以及GTH开通逻辑单元、GTH关断逻辑单元和GTH产生器。
Tonh调节器输入来自OC输入端的VOC电压信号，以及来自Tz调节器输出的Tz信号和GTH产生器输出的GTH信号，Tonh调节器输出Tonh信号至GTH关断逻辑单元；GTH关断逻辑单元也接入来自GTH产生器输出的GTH信号，输出GTH关断信号GTH_OFF至GTH产生器；
GTH开通逻辑单元接入来自GTH产生器输出的GTH信号，以及接入GTL关断逻辑单元产生的GTL关断信号GTL_OFF，GTH开通逻辑单元输出GTH开通信号GTH_ON至GTH产生器。
优选的，结合图4和图5，当GTL处于高电平有效时，即主开关管K1导通、钳位开关管K2关断时，电流ILm从Vin经过Lm、Lr、K1和Rcs到PGND，通过检测CS点电压可以得到电流ILm值，实际上是把流经励磁电感Lm的电流ILm在电阻Rcs的电压采集，通过检测CS点电压来间接获得电流ILm值。
FB信号为输出电压Vout反馈信号，输出电压反馈信号FB输入至图5中的GTL关断逻辑单元，GTL关断逻辑单元根据FB得到当前控制系统所需的参考电流ILm_ref，因此输出电压反馈信号FB间接代表了控制系统所需的参考电流ILm_ref。当CS检测到实际的流经励磁电感ILm电流达到参考电流ILm_ref时，也就是对应为检测CS点电压VCS达到电压反馈信号FB对应的电压值Vref3时(对应参考图7所示)，其中Vref3＝ILm_ref*Rcs，Rcs是采样电阻，发出关断信号GTL_OFF，GTL变为低电平信号，以关断K1。
优选的，GTL_OFF信号传送给GTH开通逻辑单元，当GTL_OFF信号有效，GTH开通逻辑单元延迟一段时间后，该延迟时间间隔也是一个死区时间，再发送GTH_ON有效信号，产生GTH高电平有效信号，开通钳位开关管K2。
优选的，Tonh调节器根据所述主开关管的开通时间间隔Tz到达时，即Tz的上升沿，对过零电压输入端电压VOC是否小于0进行调整；如果开通时间间隔Tz到达时，检测到VOC≤0V，说明实际流经励磁电感的电流ILm负向值偏大，需要Tonh调节器执行对钳位开关管的开通时长Tonh＝Tonh-δth，δth为Tonh每调整一次的解析度，一般取10～40ns；如果开通时间间隔Tz到达时，检测到VOC>0V，说明实际流经励磁电感ILm负向偏小，需要Tonh调节器执行对钳位开关管的开通时长Tonh＝Tonh+δth。
优选的，Tonh调节器产生的Tonh结束时刻到达后产生GTH_OFF信号，使GTH变为低电平，以关断K2。
优选的，Tz调节器是根据VOC电压和CS端检测到的电流ILm对应的采样电压，来调节开通时间间隔Tz的增大和减小。结合图3，在第2个GTH周期，开通时间间隔Tz＝Tz1,在该开通时间间隔Tz到达时，图3中点1所在位置，如果判断到流经励磁电感ILm为负电流，那么说明开通时间间隔Tz设置的时间间隔过短；同样，在第3个GTH周期，开通时间间隔Tz＝Tz2，在该开通时间间隔Tz的到达前，提前检测到VOC≤0V，图3中点2所在位置，那么说明开通时间间隔Tz设置的时间间隔过长。优选的，为防止工频周期输入电压波动对开通时间间隔Tz调节造成干扰，开通时间间隔Tz只在工频周期Twin的窗口时间内调节一次，即如果工频周期Twin内所有GTH周期在开通时间间隔Tz到达时检测到ILm<0A，说明当前开通时间间隔Tz偏小，则在工频周期Twin到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz+δt；如果工频周期Twin内所有GTH周期，在开通时间间隔Tz到达前检测到VOC≤0V，说明当前设定的开通时间间隔Tz偏大，则在工频周期Twin到达时执行Tz＝Tz-δt。δt为Tz调节一次的解析度，一般取值是10ns～50ns。经过自适应的死区时间调整，可以使得在开通时间间隔Tz到达时刻，VOC刚好到达0V，同时ILm＝0A；达到如图2所示的理想的ZVS开通时刻。
这里，工频周期可以是我们使用的市电220V，50Hz的交流电，50Hz即为工频，对应工频周期为20ms，上述调整就是在一个工频周期内进行一次。
优选的，对于工频周期的调控控制，在具体实现时是通过图7中的第二计数器来控制实现的，即n位计数器2中产生一个Twin信号，每当工频周期Twin到达一次，n位计数器2就做一次处理，可能是加一或减一或者保持原值。
优选的，GTL开通逻辑单元是在Tz到达时，立即产生GTL_ON信号，使GTL变为高电平有效，开通K1。
进一步优选的，如图6所示，对应为图5中GTH信号产生电路的具体实现电路，其中包括Tonh调节器，以及GTH开通逻辑单元、GTH关断逻辑单元和GTH产生器。
如图6所示，所述Tonh调节器包括第一比较器Cmp1、第二比较器Cmp2、第一D触发器DFFRB1、第一计数器，即n位计数器1，过零电压输入端OC连接结型场效应晶体管Jfet1，将输入的电压VOC转为低压信号OCDET，接入第一比较器Cmp1的负端与0V作比较，第一比较器Cmp1输出端输出信号OCLT0V，接入到第一D触发器的D端口，Tz调节器产生的Tz信号到达时，将D端口的电平值通过输出QB端口反向后输出到第一计数器，即OCLT0V为高电平，那么第一D触发器DFFRB1的输出ADD信号为低电平。第一计数器的输入信号ADD为高电平时，则执行加1操作，输入信号ADD为低电平时，则执行减1操作；
进一步的，第一计数器输出n位信号Bit[n-1:0]，Bit[n-1:0]为对应n个开关Sn-1～S0的控制信号，Sn-1～S0又分别与电容CT(n-1)～CT(0)串联，形成各个串联支路：即Sn-1和CT(n-1)支路，Sn-2和CT(n-2)支路，……，S0和CT(0)支路，这些支路之间又是并联关系；开关Sn-1～S0共同接入到第一控制开关SW1和第二控制开关SW2，第一控制开关SW1的另一端接入第一恒流源，第一恒流源对应输出的电流值为It，其中第一控制开关SW1受GTH产生器输出的GTH信号控制，第二控制开关SW2受GTH信号的反向信号控制；并且由于第二控制开关SW2并联设置在电容CT(n-1)～CT(0)的两端，当SW2导通，SW1关断时，将所有CT电容上存储的能量迅速放掉。
优选的，当GTH为高电平后，第一控制开关SW1导通，第一控制开关SW2关断，通过第一恒流源给Sn-1～S0对应导通通路上的电容充电，当电容电压被充到第一参考电压Vref1后，第二电压比较器Cmp2输出Tonh信号变为高电平。这里的Sn-1～S0中导通的越多，对应接入的电容就越多，对应的充电的时长就越长，反之充电时长就越短。
优选的，当GTH变为低电平后，第二控制开关SW2导通，第一控制开关SW1关断，将所有CT电容上存储的能量迅速放掉，第二比较器Cmp2输出Tonh信号变为低电平，等待下一次GTH变为高电平时重复以上工作。优选的，Tonh时长与Bit[n-1:0]关系如下：
Figure BDA0002630390130000111
其中，计数器每加或减一次1，Tonh调整的解析度为：
Figure BDA0002630390130000112
CT(n)的取值公式如下：
CT(n)＝CT(n-1)2
因为CT(n)＝CT(n-1)2，所以所有导通通路CT的和正好等于Bit[n-1：0]×CT(0)。
举例：CT0＝1pf，CT1＝2pf,CT2＝4pf，如果Bit＝5，二进制即是101，那么开关S0和开关S2开通，所以总电容就是5pf,也等于Bit*CT(0)。
优选的，在图6中的GTH开通逻辑单元中，在来自GTL关断逻辑单元的GTL_OFF信号经过第二延时器DLY2延迟一定时间之后，通过第三D触发器DFFRB3产生GTH_ON信号，并且为了使GTH_ON信号维持足够长时间，使用GTH变为高电平后，再通过第一延时器DLY1延迟一定时间后再复位GTH_ON。之后GTH_ON信号接入第一RS触发器RSFF1的S端，直接使用第一RS触发器RSFF1(对应为GTH产生器)产生GTH信号输出。
优选的，在图6中的GTH关断逻辑单元中，通过第二D触发器DFFRB2在Tonh的上升沿产生GTH_OFF高电平有效信号，并为了使GTH_OFF信号维持足够长时间，使用GTH变为低电平后，再通过第三延时器DLY3延迟一定时间后再复位。第二D触发器DFFRB2输出的GTH_OFF信号接入到第一RS触发器RSFF1的R端。
进一步优选的，如图7所示，对应为图5中GTL信号产生电路的具体实现电路，其中包括Tz调节器，以及GTL开通逻辑单元、GTL关断逻辑单元和GTL产生器。
如图7所示，所述Tz调节器包括第三比较器Cmp3、第四比较器Cmp4、第四D触发器DFFRB4、第五D触发器DFFRB5、第二计数器，即n位计数器2。电压采样输入端CS接入第三比较器Cmp3的负端与0V作比较，第三比较器Cmp3输出端接入到第四D触发器DFFRB4的D端口，当VCS<0V，即ILm为负电流时，第三比较器Cmp3输出信号CSLT0A为高电平，Tz调节器产生的Tz信号到达时，将第四D触发器的Q端口的电压ADDZ输出到第二计数器，对应电压为高电平时，第二计数器执行加1操作。
在Tz信号到达前，检测到来自Tonh调节器中的第一比较器Cmp4输出端的信号OCLT0V为高电平，则将此电平通过第三RS触发器RSFF3锁存为信号OCLT0V_L，并接入到第五D触发器DFFRB5的D端口，Tz信号到达时，将第五D触发器DFFRB5的Q端口输出到第二计数器，对应电压SUBZ为高电平时，第二计数器执行减1操作；
优选的，等待GTL经过第四延时器DLY4延迟一定时间后，再将第三RS触发器RSFF3、第四D触发器DFFRB4和第五D触发器DFFRB5进行复位，为下一个检测周期做准备。Tz调节器的原理同Tonh调节器相似，差异在KZ1和KZ2的控制上，Tz调节器的使能是在GTH变为低电平以后开始计时。
第二计数器输出Bitz[n-1:0]对应开关SZn-1～SZ0的控制信号，SZn-1～SZ0分别与电容CZ(n-1)～CZ(0)串联，形成各个串联支路：即SZn-1和CZ(n-1)支路，SZn-2和CZ(n-2)支路，……，SZ0和CZ(0)支路，这些支路之间又是并联关系；。进一步的，开关SZn-1～SZ0共同接入到第三控制开关KZ1和第四控制开关KZ2，第三控制开关KZ1的另一端接入第二恒流源，第二恒流源对应输出的电流值为Iz，其中第三控制开关KZ1受GTH信号的反向信号控制，第四控制开关KZ2受GTH产生器输出的GTH信号控制，并且由于第四控制开关KZ2并联设置在电容CZ(n-1)～CZ(0)的两端，当KZ2导通，KZ1关断时，将所有CZ电容上存储的能量迅速放掉。当GTH信号变为低电平后，第三控制开关KZ1导通，第四控制开关KZ2关断，通过第二恒流源给SZn-1～SZ0中对应导通通路上的电容充电，当电容电压被充到第二参考电压Vref2后，第四电压比较器Cmp4输出信号Tz变为高电平。这里的SZn-1～SZ0中导通的越多，对应接入的电容就越多，对应的充电的时长就越长，反之充电时长就越短。
当GTH信号变为高电平后，第四控制开关KZ2导通，第三控制开关KZ1关断，将所有CZ电容上存储的能量迅速放掉，第四比较器Cmp4输出Tz信号变为低电平，等待下一次GTH变为低电平时重复以上工作。
优选的，Tz时长与Bitz[n-1:0]关系如下：
Figure BDA0002630390130000131
其中，计数器每加或减一次1，Tz调整的解析度为：
Figure BDA0002630390130000141
CZ(n)的取值公式如下：
CZ(n)＝CZ(n-1)2
因为CZ(n)＝CZ(n-1)2，所以所有导通通路CZ的和正好等于Bitz[n-1：0]×CZ(0)。
举例：CZ0＝1pf，CZ1＝2pf,CZ2＝4pf，如果Bitz＝5，二进制即是101，那么开关SZ0和开关SZ2开通，所以总电容就是5pf,也等于Bitz*CZ(0)。
进一步的，所述GTL关断逻辑单元包括第五比较器Cmp5，电压采样输入端CS接入第五比较器Cmp5的正端，输出电压Vout的反馈信号FB通过比例调节器模块P，通过设置反馈信号FB的上限FB_max和下限FB_min，二者之间的区间即为比例调节区间，输出Vref3与输入FB之间是线性比例关系。进一步接入第五比较器Cmp5的负端，对应为第三参考电压Vref3，若电压采样输入端CS采集的电压VCS≥第三参考电压Vref3时，其中Vref3＝ILm_ref*Rcs，Rcs是采样电阻，ILm_ref是参考电流，第五比较器Cmp5输出GTL_OFF高电平信号。第五比较器Cmp5输出的GTL_OFF信号接入到第二RS触发器RSFF1的R端。
GTL开通逻辑单元包括第六D触发器DFFRB6，第六D触发器DFFRB6时钟端CK接入第四比较器Cmp4输出的Tz信号，GTL信号经过第四延时器DLY4和第三反相器INV3接入第六D触发器DFFRB6的复位端RB，第六D触发器DFFRB6输出的GTL_ON信号接入第二RS触发器RSFF2的S端，通过第二RS触发器RSFF2(对应为GTL产生器)输出产生GTL信号输出。
进一步的，基于同一构思，结合上述对电路的具体说明，本发明还给出了有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法的步骤，参考图8，具体包括步骤：
第一步S1，设置控制电路，在开关电源电路的主开关管的源极连接采样电阻后接地，同时该源极还电连接控制器的电压采样输入端，所述主开关管的漏极接入控制器的过零电压输入端，所述控制器包括反馈电压输入端，接入开关电源电路的输出电压的反馈信号，所述控制器还包括对主开关管的通断进行控制的主控输出端，电连接到主开关管的栅极，以及对钳位开关管的通断进行控制的副控输出端，电连接到钳位开关管的栅极；
第二步S2，输入电压采样，所述控制器通过主控输出端控制主开关管导通，通过所述电压采样输入端采样电压，将所述采样电压与所述反馈电压输入端对应的参考电压进行比较，当采样电压等于或大于所述参考电压时，则所述控制器通过主控输出端控制主开关管关断；
第三步S3，调控钳位开关管，所述主开关管关断后，经过延时，所述控制器通过副控输出端控制钳位开关管开通；然后，对钳位开关管的导通时长进行调控，当钳位开关管的导通时长结束时，所述控制器通过副控输出端控制钳位开关管关断；
第四步S4，调控主开关管，所述钳位开关管关断后到主开关管再次导通的时间间隔为主开关管的开通时间间隔，对所述主开关管的开通时间间隔进行调控，当所述主开关管的开通时间间隔到达时，所述控制器通过主控输出端控制主开关管开通；
第五步S5，重复上述第二步至第四步，当在第四步中，通过对所述主开关管的开通时间间隔进行调控，当所述主开关管的开通时间间隔到达时，若控制器的电压采样输入端的采样电压为零，并且控制器的过零电压输入端的过零电压也是零，则实现对主开关管的零电压开通。
优选的，在第三步S3调控钳位开关管步骤中，对钳位开关管的导通时长进行调控包括：根据所述主开关管的开通时间间隔到达时，对过零电压输入端电压VOC是否小于0进行调整；如果开通时间间隔到达时，检测到VOC≤0V，说明实际流经励磁电感ILm的电流负向偏大，需要对钳位开关管的开通时长Tonh，执行Tonh＝Tonh-δth，δth为Tonh每调整一次的解析度；如果开通时间间隔到达时，检测到VOC>0V，说明实际流经励磁电感的电流ILm负向偏小，需要对钳位开关管的开通时长Tonh执行Tonh＝Tonh+δth。
优选的，在第四步S4调控主开关管步骤中，对所述主开关管的开通时间间隔进行调控包括：如果工频周期内所有GTH周期在开通时间间隔到达时，检测到实际流经励磁电感的电流ILm<0A，说明当前开通时间间隔偏小，则在工频周期到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz+δt；如果工频周期内所有GTH周期，在开通时间间隔到达前，检测到VOC≤0V，说明当前设定的开通时间间隔Tz偏大，则在工频周期到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz-δt，δt为Tz调节一次的解析度。
进一步的，对于设置控制电路中对具体电路的设置可以结合前述内容进行说明，这里不再赘述。
由此可见，本发明涉及一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，通过对开关电源电路设置控制电路，对流经电感的电流检测和过零电压检测，进而调控钳位开关管的导通时长和调控主开关管的开通时间间隔，实现对主开关管的零电压开通。该方法能够根据不同输入电压，输出电压和应用参数，动态实时调整主开关管的开通时间间隔并让该间隔达到可以实现零电压开通的最佳值。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，包括开关电源电路，其特征在于，包括步骤：
第一步，设置控制电路，在开关电源电路的主开关管的源极连接采样电阻后接地，同时该源极还电连接控制器的电压采样输入端，所述主开关管的漏极接入控制器的过零电压输入端，所述控制器包括反馈电压输入端，接入开关电源电路的输出电压的反馈信号，所述控制器还包括对主开关管的通断进行控制的主控输出端，电连接到主开关管的栅极，以及对钳位开关管的通断进行控制的副控输出端，电连接到钳位开关管的栅极；
第二步，输入电压采样，所述控制器通过主控输出端控制主开关管导通，通过所述电压采样输入端输入采样电压，将所述采样电压与所述反馈电压输入端对应的参考电压进行比较，当采样电压等于或大于所述参考电压时，则所述控制器通过主控输出端控制主开关管关断；
第三步，调控钳位开关管，所述主开关管关断后，经过延时，所述控制器通过副控输出端控制钳位开关管开通；然后，对钳位开关管的导通时长进行调控，当钳位开关管的导通时长结束时，所述控制器通过副控输出端控制钳位开关管关断；
第四步，调控主开关管，所述钳位开关管关断后到主开关管再次导通的时间间隔为主开关管的开通时间间隔，对所述主开关管的开通时间间隔进行调控，当所述主开关管的开通时间间隔到达时，所述控制器通过主控输出端控制主开关管开通；
第五步，重复上述第二步至第四步，当在第四步中，通过对所述主开关管的开通时间间隔进行调控，当所述主开关管的开通时间间隔到达时，若控制器的电压采样输入端的采样电压为零，并且控制器的过零电压输入端的过零电压也是零，则实现对主开关管的零电压开通。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，在第一步设置电路步骤中，还包括设置驱动器，所述驱动器对控制器的主控输出端和副控输出端输出的信号进行放大后，分别对应控制主开关管和钳位开关管，所述驱动器还包括接入所述钳位开关管的源极的电压，用于与驱动器输出到钳位开关管的栅极电压进行比较。
3.根据权利要求2所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，在第三步调控钳位开关管步骤中，对钳位开关管的导通时长进行调控包括：根据所述主开关管的开通时间间隔到达时，对过零电压输入端电压VOC是否小于0进行调整；如果开通时间间隔到达时，检测到VOC≤0V，说明实际流经励磁电感的电流ILm负向偏大，需要对钳位开关管的开通时长Tonh，执行Tonh＝Tonh-δth，δth为Tonh每调整一次的解析度；如果开通时间间隔到达时，检测到VOC>0V，说明实际流经励磁电感的电流ILm负向偏小，需要对钳位开关管的开通时长Tonh执行Tonh＝Tonh+δth。
4.根据权利要求3所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，在第四步调控主开关管步骤中，对所述主开关管的开通时间间隔进行调控包括：如果工频周期内所有GTH周期在开通时间间隔到达时，检测到实际流经励磁电感的电流ILm<0A，说明当前开通时间间隔偏小，则在工频周期到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz+δt；如果工频周期内所有GTH周期，在开通时间间隔到达前，检测到VOC≤0V，说明当前设定的开通时间间隔Tz偏大，则在工频周期到达时执行开通时间间隔Tz＝Tz-δt，δt为Tz调节一次的解析度。
5.根据权利要求4所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，在第一步设置电路步骤中，所述控制器包括两个控制部分，一个控制部分就是对主开关管K1进行控制的GTL信号产生电路，另一个控制部分就是对钳位开关管K2进行控制的GTH信号产生电路。
6.根据权利要求5所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，所述GTL信号产生电路包括对开通时间间隔Tz进行调节的Tz调节器，以及GTL开通逻辑单元、GTL关断逻辑单元和GTL产生器。
7.根据权利要求6所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，所述GTH信号产生电路包括GTH信号产生电路包括对GTH开通时长进行调节的Tonh调节器，以及GTH开通逻辑单元、GTH关断逻辑单元和GTH产生器。
8.根据权利要求7所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，所述Tonh调节器包括第一比较器、第二比较器、第一D触发器、第一计数器，过零电压输入端连接结型场效应晶体管，将输入的电压VOC转为低压信号，接入第一比较器的负端与0V作比较，第一比较器输出端接入到第一D触发器的D端口，Tz调节器产生的Tz信号到达时，将D端口的电平值的反向值输出到第一计数器；第一计数器的输入信号为高电平时，则执行加1操作，输入信号为低电平时，则执行减1操作；
第一计数器输出n位信号Bit[n-1:0]，Bit[n-1:0]为对应n个开关Sn-1～S0的控制信号，Sn-1～S0又分别与电容CT(n-1)～CT(0)串联，形成各个串联支路：即Sn-1和CT(n-1)支路，Sn-2和CT(n-2)支路，……，S0和CT(0)支路，这些支路之间又是并联关系；开关Sn-1～S0共同接入到第一控制开关和第二控制开关，第一控制开关的另一端接入第一恒流源，第一恒流源对应输出的电流值为It，其中第一控制开关受GTH产生器输出的GTH信号控制，第二控制开关受GTH信号的反向信号控制；
当GTH信号为高电平后，第一控制开关导通，第二控制开关关断，通过第一恒流源给开关Sn-1～S0中对应导通通路上的电容充电，当电容电压被充到第一参考电压后，第二电压比较器输出Tonh信号变为高电平；
当GTH信号为低电平后，第二控制开关导通，第一控制开关关断，将所有CT电容上存储的能量迅速放掉，第二比较器输出Tonh信号变为低电平。
9.根据权利要求8所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，所述Tz调节器包括第三比较器、第四比较器、第四D触发器、第五D触发器、第二计数器，电压采样输入端CS接入第三比较器的负端与与0V作比较，第三比较器输出端接入到第四D触发器的D端口，Tz调节器产生的Tz信号到达时，将第四比较器的Q端口的电压输出到第二计数器，对应电压为高电平时，第二计数器执行加1操作；
在Tz信号到达前，检测到来自Tonh调节器中的第一比较器输出端的信号为高电平，则将此电平通过第三RS触发器锁存，并接入到第五D触发器的D端口，Tz信号到达时，对第五D触发器的Q端口的电压输出到第二计数器，对应电压为高电平时，第二计数器执行减1操作；
第二计数器输出n位信号Bitz[n-1:0]对应n个开关SZn-1～SZ0的控制信号，SZn-1～SZ0分别与电容CZ(n-1)～CZ(0)串联，形成各个串联支路：即SZn-1和CZ(n-1)支路，SZn-2和CZ(n-2)支路，……，SZ0和CZ(0)支路，这些支路之间又是并联关系；开关SZn-1～SZ0共同接入到第三控制开关和第四控制开关，第三控制开关的另一端接入第二恒流源，第二恒流源对应输出的电流值为Iz，其中第四控制开关受GTH产生器输出的GTH信号控制，第三控制开关受GTH信号的反向信号控制；
当GTH信号变为低电平后，第三控制开关导通，第四控制开关关断，通过第二恒流源Iz给SZn-1～SZ0中对应导通通路上的电容充电，当电容电压被充到第二参考电压后，第四电压比较器输出信号Tz变为高电平；
当GTH信号变为高电平后，第四控制开关导通，第三控制开关关断，将所有CZ电容上存储的能量迅速放掉，第四比较器输出Tz信号变为低电平。
10.根据权利要求9所述的有源钳位反激拓扑自适应死区时间的ZVS控制方法，其特征在于，所述GTL关断逻辑单元包括第五比较器，电压采样输入端接入第五比较器的正端，输出电压的反馈信号通过比例调节器接入第五比较器的负端，对应为第三参考电压，若电压采样输入端采集的电压VCS≥第三参考电压时，第五比较器输出GTL_OFF高电平信号。
CN202010809440.7A 2020-08-12 2020-08-12 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法 Active CN111953185B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010809440.7A CN111953185B (zh) 2020-08-12 2020-08-12 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010809440.7A CN111953185B (zh) 2020-08-12 2020-08-12 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111953185A true CN111953185A (zh) 2020-11-17
CN111953185B CN111953185B (zh) 2021-07-13

Family

ID=73333257

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010809440.7A Active CN111953185B (zh) 2020-08-12 2020-08-12 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111953185B (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111953186A (zh) * 2020-08-12 2020-11-17 安徽省东科半导体有限公司 一种开关电源控制电路
CN112615531A (zh) * 2020-12-14 2021-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路以及应用其的开关变换器
CN112821775A (zh) * 2021-02-04 2021-05-18 深圳市必易微电子股份有限公司 有源钳位反激电路及相关控制电路和控制方法
CN113098280A (zh) * 2021-04-09 2021-07-09 东南大学 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN113419102A (zh) * 2021-06-26 2021-09-21 广州金升阳科技有限公司 一种波峰检测电路及其应用
CN113659823A (zh) * 2021-10-19 2021-11-16 茂睿芯（深圳）科技有限公司 有源钳位反激电路的死区时间的确定方法
CN114928260A (zh) * 2021-02-10 2022-08-19 华为数字能源技术有限公司 一种用于控制变换器的控制电路、变换器及电源设备
EP4113818A4 (en) * 2021-02-10 2023-05-10 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. CONVERTERS AND POWER ADAPTER

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104300795A (zh) * 2014-10-11 2015-01-21 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
CN106100352A (zh) * 2016-08-05 2016-11-09 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路及控制方法
CN205960954U (zh) * 2016-08-05 2017-02-15 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路
CN107896062A (zh) * 2017-10-27 2018-04-10 浙江大学 一种基于反激变换器的软开关变换装置
CN108696132A (zh) * 2017-04-10 2018-10-23 台达电子企业管理（上海）有限公司 控制装置及控制方法
CN108809107A (zh) * 2018-07-13 2018-11-13 深圳南云微电子有限公司 一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路
CN110661427A (zh) * 2019-09-27 2020-01-07 浙江大学 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
CN110677013A (zh) * 2018-07-03 2020-01-10 台达电子企业管理（上海）有限公司 反激变换器的控制方法及装置
CN111200364A (zh) * 2020-02-25 2020-05-26 浙江大学 一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104300795A (zh) * 2014-10-11 2015-01-21 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
CN106100352A (zh) * 2016-08-05 2016-11-09 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路及控制方法
CN205960954U (zh) * 2016-08-05 2017-02-15 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路
CN108696132A (zh) * 2017-04-10 2018-10-23 台达电子企业管理（上海）有限公司 控制装置及控制方法
CN107896062A (zh) * 2017-10-27 2018-04-10 浙江大学 一种基于反激变换器的软开关变换装置
CN110677013A (zh) * 2018-07-03 2020-01-10 台达电子企业管理（上海）有限公司 反激变换器的控制方法及装置
CN108809107A (zh) * 2018-07-13 2018-11-13 深圳南云微电子有限公司 一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路
CN110661427A (zh) * 2019-09-27 2020-01-07 浙江大学 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
CN111200364A (zh) * 2020-02-25 2020-05-26 浙江大学 一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SHENGPENG TANG,等: ""A GaN-based MHz Active Clamp Flyback Converter with Adaptive Dual Edge Dead Time Modulation for AC-DC Adapters"", 《IECON 2017-43RD ANNUAL CONFERENCE OF THE IEEE INDUSTRIAL ELECTRONICS SOCIETY》 *

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111953186A (zh) * 2020-08-12 2020-11-17 安徽省东科半导体有限公司 一种开关电源控制电路
CN111953186B (zh) * 2020-08-12 2024-03-29 东科半导体(安徽)股份有限公司 一种开关电源控制电路
CN112615531A (zh) * 2020-12-14 2021-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路以及应用其的开关变换器
CN112821775A (zh) * 2021-02-04 2021-05-18 深圳市必易微电子股份有限公司 有源钳位反激电路及相关控制电路和控制方法
US11843318B2 (en) 2021-02-10 2023-12-12 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Converter and power adapter for reducing energy loss
EP4113818A4 (en) * 2021-02-10 2023-05-10 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. CONVERTERS AND POWER ADAPTER
CN114928260A (zh) * 2021-02-10 2022-08-19 华为数字能源技术有限公司 一种用于控制变换器的控制电路、变换器及电源设备
CN113098280A (zh) * 2021-04-09 2021-07-09 东南大学 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN113098280B (zh) * 2021-04-09 2022-04-05 东南大学 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN113419102B (zh) * 2021-06-26 2022-09-13 广州金升阳科技有限公司 一种波峰检测电路及其应用
CN113419102A (zh) * 2021-06-26 2021-09-21 广州金升阳科技有限公司 一种波峰检测电路及其应用
CN113659823B (zh) * 2021-10-19 2022-02-08 茂睿芯（深圳）科技有限公司 有源钳位反激电路的死区时间的确定方法
CN113659823A (zh) * 2021-10-19 2021-11-16 茂睿芯（深圳）科技有限公司 有源钳位反激电路的死区时间的确定方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN111953185B (zh) 2021-07-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111953185B (zh) 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法
CN111953186B (zh) 一种开关电源控制电路
CN109245569B (zh) 反激式变换器及其控制电路
CN112511007B (zh) 适用于宽输出电压范围的隔离式dc/dc转换器及其控制方法
US9590518B2 (en) Power converter and controlling method thereof
US11424687B2 (en) Switching control circuit, switching control method and flyback converter thereof
CN108736729B (zh) 主动箝位的返驰式电源转换电路及其中的转换控制电路
US10461653B1 (en) Active-clamp flyback circuit and control method thereof
WO2019129270A1 (zh) 一种提高同步整流原边反馈反激式电源动态性能的方法
TWI556545B (zh) Charge control circuit, flyback power conversion system and charging control method
CN110661427B (zh) 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
CN111585440B (zh) 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
EP2633610A2 (en) Method for controlling a series resonant dc/dc converter
CN102946197A (zh) 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
CN111682780B (zh) 提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法
CN109004840B (zh) 一种提高开关电源输出精度的控制方法
CN115211018A (zh) 自动调谐的同步整流器控制器
Huber et al. Single-stage, single-switch input-current-shaping technique with reduced switching loss
CN111010043A (zh) 一种全桥llc谐振变换器定频控制方法
WO2012055869A2 (en) Series resonant dc/dc converter
WO2020228818A1 (zh) 准谐振反激变换器的同步整流控制系统及方法
CN111585441B (zh) 一种原边调节有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN108696133B (zh) 控制装置及控制方法
CN115378266A (zh) 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
Li et al. Soft-switching single stage isolated AC-DC converter for single-phase high power PFC applications

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP01 Change in the name or title of a patent holder
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: Room 101-401, building 38, digital Silicon Valley Industrial Park, No. 999, Yinhuang East Road, Maanshan economic and Technological Development Zone, 243000, Anhui Province

Patentee after: Dongke semiconductor (Anhui) Co.,Ltd.

Address before: Room 101-401, building 38, digital Silicon Valley Industrial Park, No. 999, Yinhuang East Road, Maanshan economic and Technological Development Zone, 243000, Anhui Province

Patentee before: ANHUI DONGKE SEMICONDUCTOR Co.,Ltd.