CN113098280A - 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，基于包括采样模块、误差计算模块、PID模块、死区时间自适应模块以及PWM模块的控制系统实现，该控制系统与受控的有源箝位反激变换器连接起来构成一个闭环。采样模块将采样得到的输入电压、输出电压和采样电阻两端电压输出给其他模块，最终PWM模块产生主开关管和箝位开关管的控制信号。该发明可以根据输入电压和输出电压控制死区时间，使得死区时间达到最佳，减小主开关管的反向导通损耗，使得电路的效率提升。

Description

一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法

技术领域

本发明涉及有源箝位反激变换器，尤其涉及一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法。

技术背景

电源是消费电子产品中不可或缺的一部分，其广泛应用于笔记本、智能手机、电视、相机等产品中，那么相应的交流转直流(AC-DC)的适配器或充电器同样应用广泛。近年来，这些外部适配器的市场飞速扩大，同时对适配器的尺寸、效率也提出了新的要求。传统的硅基功率器件已经逐渐逼近它的理论极限，绝大多数的AC-DC适配器在高频下的效率都较低。而此时氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(High Electron Mobility Transistor，HEMT)逐渐成熟，GaN HEMT突破了传统硅基功率器件的极限，且拥有更高的品质因数，开关速度更快但开关损耗却更少。由于上述优点，GaN HEMT开始适用于这个领域。

基于GaN HEMT的有源箝位反激变换器(Active Clamp Flyback Converter，ACF)是高功率密度AC-DC适配器最有竞争力的解决方案之一。有源箝位反激变换器与传统的反激变换器类似，但是具有一个附加的有源箝位电路，该电路回收存储在变压器寄生漏感中的能量，并对主开关管和箝位开关管的节点电容进行充放电来实现开关管的零电压开启(ZeroVoltage Switch，ZVS)。

GaN HEMT的反向导通特性与金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)的反向导通特性类似，呈现出类似体二极管的导通的特性，但是反向导通损耗更大。

有源箝位反激变换器中的死区时间对于实现ZVS而言是必不可少的，但是不合适的死区时间长度可能会带来下列问题。如果死区时间过短，即原边的主开关过早的打开，不仅会使得电路产生振荡，更重要的是无法实现ZVS，使得开关损耗增加。而如果死区时间过长，就会导致反向的导通时间过长，电路的功率损耗过大，导致效率下降。

为了提高电源的效率，一种方法是采用固定死区时间来控制GaN基的有源箝位反激变换器，但是电路的理想死区时间是会随着输入电压、线路和负载的变化而变化的，所以当变换器处于高频条件下、不同的输入电压下或者不同负载条件下工作时，固定死区时间会造成很大的功率损耗。

另一种解决方案是自适应死区时间控制。该方案引入了一个60MHz的微控制单元(Microcontroller Unit，MCU)，同时还有其他有源采样模块，包括模数转换器和数据隔离器。通过采样的数据计算死区的时间和其他控制变量，使得65W的GaN基ACF变换器能以1MHz的频率工作，效率最高达到93.5％。但是加入MCU和其他有源采样模块会极大地增加实际产品的成本，这在由成本驱动的消费电子市场上是没有优势的。

由于对电源的功率密度和效率的要求越来越高，不同输入电压带来的死区时间不合适带来的问题愈发明显。

发明内容

发明目的：为克服现有技术的局限与不足，本发明提出了一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，可以根据不同输入电压的大小控制死区时间的长短，使得死区时间达到最佳，减小开关管的反向导通损耗，使得电路的效率提升。

技术方案：为了实现上述目的，本发明的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法采用如下的技术方案：

针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，基于包括采样模块、误差计算模块、PID模块、死区时间自适应模块以及PWM模块的控制系统实现，该控制系统与受控的有源箝位反激变换器连接起来构成一个闭环；

采样模块通过采样并计算，得到输入电压、输出电压、采样电阻两端电压，将输出电压输出给误差计算模块，将输入电压、输出电压输出给死区时间自适应模块，将采样电阻两端电压输出给PWM模块；误差计算模块的输入为输出电压与参考电压，产生误差信号，输出给PID模块；PID模块输入为误差信号，产生数字信号补偿结果输出给PWM模块；死区时间自适应模块的输入为采样模块的输入电压、输出电压和PWM模块的主开关管导通时长，计算得到箝位开关管的导通时长，输出给PWM模块；PWM模块输入数字信号补偿结果、采样电阻两端电压、地信号和箝位开关管的导通时长信号，产生主开关管导通时长，输出给死区时间自适应模块，且产生控制信号输出给主开关管和箝位开关管。

其中，

所述采样模块包括采样电路和采样计算模块：采样电路通过分压的方式得到有源箝位反激变换器的输入电压和输出电压的信息；在主开关管下方加入采样电阻，得到采样电阻两端电压采样信息；采样计算模块根据这些电压的信息，计算得到对应的输入电压、输出电压、采样电阻两端电压。

所述误差计算模块的输入为输出电压与参考电压，用参考电压减去输出电压得到当前采样误差信号，输出给PID模块。

所述PID模块通过PI补偿器运算误差信号，得到数字信号补偿结果。

所述PWM模块包括DAC单元、打开比较器和关断比较器、计时器、PWM单元和驱动单元。

所述DAC单元输入为PID模块输出的数字信号补偿结果，将数字信号补偿结果转化为模拟信号补偿结果，再输出到关断比较器的正端。

所述打开比较器控制主开关管打开，其正端输入为采样电阻两端电压，负端输入为0，即比较采样电阻两端电压与0的大小，输出开通信号给PWM单元和计时器；

所述关断比较器控制主开关管关断，其正端输入为模拟信号补偿结果，模拟信号补偿结果的大小与采样电阻两端电压的峰值相同，负端输入为采样电阻两端电压，即比较采样电阻两端电压与其峰值的大小，输出关断信号给PWM单元和计时器。

所述计时器输入为打开比较器的开通信号和关断比较器的关断信号，接收到打开比较器的开通信号时计时，接收到关断比较器的关断信号时停止计时，得到主开关管导通时长。

所述PWM单元输入为打开比较器的开通信号、关断比较器的关断信号和箝位开关管的导通时长；PWM单元输出控制信号给驱动单元控制主开关管和箝位开关管，接收到打开比较器的开通信号时，打开主开关管，接收到关断比较器的关断信号时，关断主开关管；主开关管关闭后，输入电压及副边输出电压映射的电压即V_in+N*V_out，其中V_in为输入电压，V_out为输出电压，N为变压器原边和副边的匝数比，对主开关管的输出电容进行充电，此时电流处于峰值，充电时间为固定的死区时间，由定时器控制；再打开箝位开关管，由于箝位电容上的电压同样为V_in+N*V_out，从而实现箝位开关管的零电压开启；根据箝位开关管的导通时长，接收打开比较器的开通信号后再打开主开关管，实现主开关管的零电压开启。

所述死区时间自适应模块按下式计算箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2：

t_on2＝t_off1+Δt

其中，t_off1是由励磁电感的伏秒平衡决定，Δt是控制电流谷值的大小及死区的时间；

t_off1计算公式如下：

其中，V_in为输入电压、V_out为输出电压，t_on1为主开关管S_main导通时长，N为变压器原边和副边的匝数比；

Δt计算公式如下：

其中，C_oss为主开关管S_main的输出电容，L_k为漏感，L_m为励磁电感，ΔI是考虑到电路的寄生参数，为主开关管S_main的输出电容C_oss放电留出的电流余量。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、本发明能够在输入电压V_in波动较大时，通过计算当前周期内合适的死区时间的长度，减小主开关管的反向导通时间，使得电路的损耗减小，效率提高；

2、本发明能够根据当前的输入电压V_in和输出电压V_out，直接计算出本周期内合适反向励磁电流的峰值大小，由此控制箝位开关管的导通时长及死区的时间长度，使得主开关管的反向导通时间减小，使得电路功耗减小，效率提升；

3、本发明不会对环路的稳定性产生影响，相反，可以有效提升环路的稳定性，尤其是在高频条件下，可以防止死区时间过短造成电路的震荡；

4、本发明主要适用于新型的GaN基有源箝位反激变换器的死区时间自适应控制，对于传统的有源箝位反激变换器同样有效，但是由于Si基器件和GaN基器件特性不同，效率的提升效果不如新型的GaN基有源箝位反激变换器明显。

附图说明

图1是本发明控制方法的系统结构框图；

图2是系统结构框图中的死区时间自适应模块的结构；

图3是箝位开关管关断后的等效电路；

图4是本发明控制的环路的波形图；

图5a是能量存储阶段的功率级拓扑的电流流向；图5b是零电压开启阶段A的功率级拓扑的电流流向，图5c是能量转移阶段的功率级拓扑的电流流向，图5d是箝位阶段的功率级拓扑的电流流向，图5e是零电压开启阶段B的功率级拓扑的电流流向。

图中有：主开关管S_main，箝位开关管S_clamp，采样电阻R_s，主开关管S_main的输出电容C_oss，箝位电容C_clamp，励磁电感L_m，漏感L_k，关断比较器C_close，打开比较器C_open，地GND，整流二极管D_o，输入电压V_in、输出电压V_out，采样电阻R_s两端电压V_cs，误差信号e₁，参考电压V_ref，数字信号补偿结果V_PID，模拟信号补偿结果V_{PID_a}，开通信号S_{main_op}，关断信号S_{main_cl}，主开关管S_main导通时长t_on1，箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2，固定的死区时间t_d1，电荷抽取时间t_d2。

具体实施方式

为了更加清楚地说明本发明，下面将结合附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

图1为本发明控制方法的系统结构框图。本发明提出一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，基于包括采样模块、误差计算模块、PID模块、死区时间自适应模块以及PWM模块构成的控制系统实现，该控制系统与受控的ACF变换器连接起来构成一个闭环。

采样模块通过采样并计算，得到输入电压V_in、输出电压V_out、采样电阻R_s两端电压V_cs，将输出电压V_out输出给误差计算模块，将输入电压V_in、输出电压V_out输出给死区时间自适应模块，将采样电阻R_s两端电压V_cs输出给PWM模块；误差计算模块的输入为输出电压V_out与参考电压V_ref，产生误差信号e₁，输出给PID模块；PID模块输入为误差信号e₁，产生数字信号补偿结果V_PID输出给PWM模块；死区时间自适应模块的输入为采样模块的输入电压V_in、输出电压V_out和PWM模块的主开关管S_main导通时长t_on1，计算得到箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2，输出给PWM模块；PWM模块输入数字信号补偿结果V_PID、采样电阻R_s两端电压V_cs、地GND信号和箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2信号，产生主开关管S_main导通时长t_on1，输出给死区时间自适应模块，且产生控制信号输出给主开关管S_main和箝位开关管S_clamp。

采样模块包括采样电路和采样计算模块：采样电路通过分压的方式得到有源箝位反激变换器的输入电压和输出电压的信息；在主开关管S_main下方加入采样电阻R_s，得到采样电压信息；采样计算模块根据这些电压的信息，通过采样并计算，得到对应的输入电压V_in、输出电压V_out、采样电阻R_s两端电压V_cs。将输出电压V_out输出给误差计算模块，将输入电压V_in、输出电压V_out输出给死区时间自适应模块，将采样电阻R_s两端电压V_cs输出给PWM模块。

误差计算模块的输入为采样模块输出的输出电压V_out与参考电压V_ref，用参考电压V_ref减去输出电压V_out得到当前采样的误差信号e₁，输出给PID模块。

PID模块输入为误差计算模块输出的误差信号e₁，PID模块通过PI补偿器运算误差信号e₁，得到数字信号补偿结果V_PID，用于控制主开关管S_main的关断来控制励磁电感中的电流峰值，将数字信号补偿结果V_PID的值化为R_s*I_peak，其中R_s为采样电阻，I_peak是确定的当前周期的励磁电感中电流峰值。

PWM模块包括DAC单元、打开比较器C_open和关断比较器C_close、计时器、PWM单元和驱动单元。PWM模块输入数字信号补偿结果V_PID、采样电阻R_s两端电压V_cs、地GND信号和箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2信号。各部分具体介绍如下：

DAC单元输入为PID模块的数字信号补偿结果V_PID，将数字信号补偿结果V_PID信号转化为模拟信号补偿结果V_{PID_a}，再输出到关断比较器C_close的正端。

打开比较器C_open输出开通信号S_{main_op}控制主开关管S_main打开，其正端输入为采样电阻R_s两端电压V_cs，负端输入为0，即比较采样电阻R_s两端电压V_cs与0的大小，输出开通信号S_{main_op}给PWM单元和计时器，需要注意的是该比较器只对采样电阻R_s两端电压V_cs上升沿敏感；关断比较器C_close输出关断信号S_{main_cl}控制主开关管S_main关断，其正端输入为模拟信号补偿结果V_{PID_a}，模拟信号补偿结果V_{PID_a}的大小与采样电阻R_s两端电压V_cs的峰值相同，负端输入为采样电阻两端电压V_cs，即比较采样电阻R_s两端电压V_cs与其峰值的大小，输出关断信号S_{main_cl}给PWM单元和计时器。

计时器输入为打开比较器C_open的开通信号S_{main_op}和关断比较器C_close的关断信号S_{main_cl}，接收到打开比较器C_open的开通信号S_{main_op}时计时，接收到关断比较器C_close的关断信号S_{main_cl}时停止计时，得到主开关管S_main导通时长t_on1，并将主开关管S_main导通时长t_on1输出给死区时间自适应模块。

PWM单元输入为打开比较器C_open的开通信号S_{main_op}、关断比较器C_close的关断信号S_{main_cl}和箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2，PWM单元产生控制信号输出给驱动单元控制主开关管S_main和箝位开关管S_clamp，接收到打开比较器C_open的开通信号S_{main_op}时，打开主开关管S_main，接收到关断比较器C_close的关断信号S_{main_cl}时，关断主开关管S_main。主开关管S_main关闭后，输入电压V_in及副边输出电压V_out映射的电压即V_in+N*V_out，其中N为变压器原边和副边的匝数比，对主开关管S_main的输出电容C_oss进行充电，此时电流处于峰值，可认为充电在短时间内完成，这个时间为固定的死区时间t_d1，由定时器控制。再打开箝位开关管S_clamp，由于箝位电容C_clamp上的电压同样为V_in+N*V_out，这就实现了箝位开关管S_clamp的零电压开启。根据箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2，等接收到打开比较器C_open的开通信号S_{main_op}后再打开主开关管S_main，实现主开关管S_main的零电压开启。这就是一个周期内的PWM模块的运行过程。

图2为死区时间自适应模块，输入为输入电压V_in、输出电压V_out和主开关管S_main导通时长t_on1。死区时间自适应模块主要用于计算箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2，以及该导通时长下产生的反向电流能否使得主开关管S_main的输出电容C_oss完全放电。箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2由两部分组成，一部分时间长度由励磁电感的伏秒平衡决定，设为t_off1，可以通过公式(1)计算：

其中V_in为输入电压、V_out为输出电压，t_on1为主开关管S_main导通时长，N为变压器原边和副边的匝数比。

另一部分用于控制反向电流峰值的大小及死区的时间，设为Δt。等到箝位开关管S_clamp关闭后，电流达到谷值，则主开关管S_main的输出电容C_oss放电时的励磁电流谷值电流I_vally的大小为：

其中L_m为励磁电感。

此时励磁电感L_m和漏感L_k的串联与主开关管S_main的输出电容C_oss开始谐振放电，电路等效模型如图3所示，将其进行拉普拉斯变换并在频域内分析，将主开关管S_main关断的时刻设为t＝0：

其中，I(s)是原边回路中的电流I(t)进行拉普拉斯变换的结果，0^-时刻的电流是谷值电流，I(0^-)＝-I_vally，为了便于计算，将励磁电流谷值电流I_vally仅表示数值大小，不包含正负；总电感L＝L_k+L_m，包含漏感L_k和励磁电感L_m；总电容C＝C_oss，C_oss是主开关管S_main的输出电容。则可以求得I(s)：

转化到时域内可得：

使用辅助角公式化简：

其中

再计算采样电阻R_s两端电压V_cs的表达式可得：

转化到时域内可得：

使用辅助角公式化简：

其中

可以发现：

tanα*tanβ＝1 (10)

即：

在反向电流变为0时，可以得到以下方程：

将公式(11)代入(12)可得：

即此时采样电阻R_s两端电压V_cs达到最小值。为使得此时主开关管S_main的输出电容C_oss刚好完全放电，可以计算得到：

推导对应的谷值电流I_vally值为：

其中，ΔI是考虑到电路的寄生参数。此处谷值电流I_vally包含正负，减去ΔI是考虑到电路的寄生参数，为主开关管S_main的输出电容C_oss的放电留出的电流余量。

将公式(15)、L＝L_k+L_m、C＝C_oss代入公式(2)可得：

由于计算公式比较复杂，通过实际计算电路会使得电路变得非常复杂，且会提高成本，所以Δt通过查找表的形式得到的。

最后计算箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2＝t_off1+Δt，将其输出给PWM模块。等到采样电阻R_s两端电压V_cs变为0时，由打开比较器C_open控制打开主开关管S_main，实现主开关管S_main的零电压开启。

图4为本发明控制的环路的波形图，其中I_L是电感电流，分为励磁电感电流I_Lm和漏感电流I_Lk，D₁是控制主开关管S_main的周期信号、D₂是控制箝位开关管S_clamp的周期信号。图5是功率拓扑在周期工作信号内不同阶段的电流流向，一个周期可以分为五个阶段：能量存储阶段、零电压开启阶段A、能量转移阶段、箝位阶段和零电压开启阶段B。在能量存储阶段，如图5(a)，此时主开关管S_main打开，励磁电感L_m上的压降即为输入电压V_in，在主开关管S_main导通时长t_on1时间内，励磁电感电流I_Lm线性增加；图5(b)是零电压开启阶段A，励磁电感电流I_Lm到达电流峰值I_peak后，关断比较器C_close控制PWM模块关断主开关管S_main，经过固定的死区时间t_d1，给主开关管S_main的输出电容C_oss充电，由于时间很短，此时的电流大小近似于峰值大小不变，主开关管S_main的输出电容C_oss充电到V_in+N*V_out，充电结束后，箝位开关管S_clamp可以实现零电压开启；第三个阶段是能量转移阶段，励磁电感L_m中的能量从原边转移到副边，同时漏感L_k和励磁电感L_m的串联与箝位电容C_clamp发生谐振，电流按照图5(c)的电路流动，励磁电感电流I_Lm线性减小，漏感电流I_Lk谐振减小；经过t_off1时间后进入箝位阶段，电流反向，电流按照图5(d)的电路流动；经过Δt时间后，关断箝位开关管S_clamp，励磁电感电流I_Lm达到谷值电流I_vally，电流按照图5(e)的电路流动，主开关管S_main的输出电容C_oss上的电荷被抽取，励磁电感电流I_Lm逐渐增大，等到电荷抽取时间即t_d2结束后，主开关管S_main上的电压为0，同时励磁电感电流I_Lm也为0，此时打开主开关管S_main，实现零电压开启，这是零电压开启阶段B。至此一个完整的周期结束。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，在此描述的本发明可以有许多变化，这种变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都包括在权利要求书的涵盖范围之内。

Claims (10)

1.一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，基于包括采样模块、误差计算模块、PID模块、死区时间自适应模块以及PWM模块的控制系统实现，该控制系统与受控的有源箝位反激变换器连接起来构成一个闭环；

采样模块通过采样并计算，得到输入电压(V_in)、输出电压(V_out)、采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)，将输出电压(V_out)输出给误差计算模块，将输入电压(V_in)、输出电压(V_out)输出给死区时间自适应模块，将采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)输出给PWM模块；误差计算模块的输入为输出电压(V_out)与参考电压(V_ref)，产生误差信号(e₁)，输出给PID模块；PID模块输入为误差信号(e₁)，产生数字信号补偿结果(V_PID)输出给PWM模块；死区时间自适应模块的输入为采样模块的输入电压(V_in)、输出电压(V_out)和PWM模块的主开关管(S_main)导通时长(t_on1)，计算得到箝位开关管(S_clamp)的导通时长(t_on2)，输出给PWM模块；PWM模块输入数字信号补偿结果(V_PID)、采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)、地(GND)信号和箝位开关管(S_clamp)的导通时长(t_on2)信号，产生主开关管(S_main)导通时长(t_on1)，输出给死区时间自适应模块，且产生控制信号输出给主开关管(S_main)和箝位开关管(S_clamp)。

2.根据权利要求1所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述采样模块包括采样电路和采样计算模块：采样电路通过分压的方式得到有源箝位反激变换器的输入电压和输出电压的信息；在主开关管(S_main)下方加入采样电阻(R_s)，得到采样电阻(R_s)两端电压采样信息；采样计算模块根据这些电压的信息，计算得到对应的输入电压(V_in)、输出电压(V_out)、采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)。

3.根据权利要求1所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述误差计算模块的输入为输出电压(V_out)与参考电压(V_ref)，用参考电压(V_ref)减去输出电压(V_out)得到当前采样误差信号(e₁)，输出给PID模块。

4.根据权利要求1所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述PID模块通过PI补偿器运算误差信号(e₁)，得到数字信号补偿结果(V_PID)。

5.根据权利要求1所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述PWM模块包括DAC单元、打开比较器(C_open)和关断比较器(C_close)、计时器、PWM单元和驱动单元。

6.根据权利要求5所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述DAC单元输入为PID模块输出的数字信号补偿结果(V_PID)，将数字信号补偿结果(V_PID)转化为模拟信号补偿结果(V_{PID_a})，再输出到关断比较器(C_close)的正端。

7.根据权利要求5所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述打开比较器(C_open)控制主开关管(S_main)打开，其正端输入为采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)，负端输入为0，即比较采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)与0的大小，输出开通信号(S_{main_op})给PWM单元和计时器；

所述关断比较器(C_close)控制主开关管(S_main)关断，其正端输入为模拟信号补偿结果(V_{PID_a})，模拟信号补偿结果(V_{PID_a})的大小与采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)的峰值相同，负端输入为采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)，即比较采样电阻(R_s)两端电压(V_cs)与其峰值的大小，输出关断信号(S_{main_cl})给PWM单元和计时器。

8.根据权利要求5所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述计时器输入为打开比较器(C_open)的开通信号(S_{main_op})和关断比较器(C_close)的关断信号(S_{main_cl})，接收到打开比较器(C_open)的开通信号(S_{main_op})时计时，接收到关断比较器(C_close)的关断信号(S_{main_cl})时停止计时，得到主开关管(S_main)导通时长(t_on1)。

9.根据权利要求5所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述PWM单元输入为打开比较器(C_open)的开通信号(S_{main_op})、关断比较器(C_close)的关断信号(S_{main_cl})和箝位开关管(S_clamp)的导通时长(t_on2)；PWM单元输出控制信号给驱动单元控制主开关管(S_main)和箝位开关管(S_clamp)，接收到打开比较器(C_open)的开通信号(S_{main_op})时，打开主开关管(S_main)，接收到关断比较器(C_close)的关断信号(S_{main_cl})时，关断主开关管(S_main)；主开关管(S_main)关闭后，输入电压(V_in)及副边输出电压(V_out)映射的电压即V_in+N*V_out，其中V_in为输入电压，V_out为输出电压，N为变压器原边和副边的匝数比，对主开关管(S_main)的输出电容(C_oss)进行充电，此时电流处于峰值，充电时间为固定的死区时间(t_d1)，由定时器控制；再打开箝位开关管(S_clamp)，由于箝位电容(C_clamp)上的电压同样为V_in+N*V_out，从而实现箝位开关管(S_clamp)的零电压开启；根据箝位开关管(S_clamp)的导通时长(t_on2)，接收打开比较器(C_open)的开通信号(S_{main_op})后再打开主开关管(S_main)，实现主开关管(S_main)的零电压开启。

10.根据权利要求1所述的一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法，其特征在于，所述死区时间自适应模块按下式计算箝位开关管S_clamp的导通时长t_on2：

t_on2＝t_off1+Δt

其中，t_off1是由励磁电感的伏秒平衡决定，Δt是控制电流谷值的大小及死区的时间；

t_off1计算公式如下：

其中，V_in为输入电压、V_out为输出电压，t_on1为主开关管S_main导通时长，N为变压器原边和副边的匝数比；

Δt计算公式如下：

其中，C_oss为主开关管S_main的输出电容，L_k为漏感，L_m为励磁电感，ΔI是考虑到电路的寄生参数，为主开关管S_main的输出电容C_oss放电留出的电流余量。

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