CN112271926A - 一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。本发明通过理论计算的方法推导出某一工况下变换器损耗与谷值电流的关系式，求出使得损耗最小的谷值电流和对应的死区时间，以五元数组形式储存在LUT单元中；控制方法能够通过采样信号通过LUT单元确定下一周期的谷值电流和死区时间，从而控制副开关的导通时间和副开关关断至主开关开启这一段死区的时间，避免了续流损耗和对主开关寄生电容反向充电产生的损耗，经过一个周期的调整即可进入高效的工作状态，降低了损耗，提高了效率；基于GaN基的功率管使得变换器的动态性能更好，适用更高的工作频率，较低的寄生参数进一步降低损耗，提高效率。

Description

一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法
技术领域
本发明公开了一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，尤其是一种GaN基有源钳位反激变换器预测滞环电流模控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
在当今电源领域中，MOS管大多采用Si基材料和GaN基材料，GaN具有宽禁带、高临界击穿电场、高饱和电子漂移速度、高电子迁移率等优点，这使得GaN基材料的MOS管相较于Si基材料的MOS管具有导通电阻小、开关速度快的优点，大大降低器件的通态损耗和开关损耗，从而提高变换器的效率和工作频率。此外，GaN基材料因其较宽的禁带具有更高的耐压特性，因此，GaN基材料的MOS管更加适合反激变换器的应用场合。
反激变换器具有结构简单和成本低的优点，通常为了抑制开关断开时的电压尖峰，需要用一个RCD钳位电路来耗散泄露能量，但这样一方面泄露能量的耗散导致效率的降低，另一方面形成的电压振铃现象导致较高的压摆率，而采用钳位电容就可以避免这两方面的问题，钳位电容作为储能元件可以回收泄露的能量，并用于帮助实现开关管的ZVS，在降低开关损耗和导通损耗方面起着重要的作用。
在现有的有源钳位反激变换器控制策略中，为了实现开关管的ZVS需要励磁电流反向以帮助实现ZVS。有的控制策略中采用固定死区和固定的负电流帮助实现ZVS，但这样过大的负电流会导致死区时间结束前已经实现ZVS从而导致续流损耗，也会导致较大的铜损；而过小的负电流导致死区时间结束前未能实现ZVS，从而导致过大的开关损耗。有的控制策略采用固定死区时间逐周期增大或减小负电流的方法来实现恰好ZVS，但这样在实现恰好ZVS之前需要经过较长的一段时间，在这段时间内存在可避免的许多损耗，并且完全的ZVS需要较大的负电流，虽然降低了开关损耗，但增加了导通损耗和铜损，而部分ZVS仅需要较小的负电流，虽然提高了开关损耗，但降低了导通损耗和铜损。综上，现有的有源钳位反激变换器的控制策略利用谷值电流实现主开关管的ZVS以降低开关损耗，但过大或过小的谷值电流都会导致总损耗不是最低，如何折中开关损耗和导通损耗并实现完全恰好ZVS时总损耗一定最小依然是提高有源钳位反激变换器控制效率需要克服的一个难题。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，通过检测电路所处工况后查表直接得出该工况下损耗最低点所对应的谷值电流和死区时间，快速达到最佳工作状态，降低损耗，提高效率，解决了现有有源钳位反激式变换器控制策略不能折中开关损耗和导通损耗并实现完全恰好ZVS时总损耗一定最小的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
本发明提出了一种低功耗有源钳位反激变换器预测电流模控制系统，包括采样及信号处理电路、以微控制器为核心的控制电路和栅驱动器。以微控制器为核心的控制电路包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、PID单元、LUT单元、寄存器、控制单元和PWM定时器。其中，第一比较器、第二比较器、第三比较器和PWM定时器为微控制器内部实际的硬件功能模块，PID单元、LUT单元、寄存器和控制单元为以微控制器为硬件基础而实现的软件功能模块。
采样及信号处理电路的第一输入端接有源钳位反激变换器的励磁电感电流，第二输入端接有源钳位反激变换器的输出电压，第三输入端接有源钳位反激变换器的输入电压；采样及信号处理电路的第一输出端所输出的信号iLm接至第一比较器的同相输入端和第二比较器的反相输入端，第二输出端所输出的信号Vo接至第三比较器的反相输入端和LUT单元的第二输入端；采样及信号处理电路的第三输出端所输出感测电压信号Vin接至LUT单元的第三输入端。
第一比较器的反相输入端和第二比较器的同相输入端均接至控制单元，其中，第一比较器的反相输入端为上一工作周期确定的谷值电流Iv，第二比较器的同相输入端为上一工作周期确定的峰值电流Ipeak，第三比较器的同相输入端接参考电压Vref。
第一比较器和第二比较器的输出端接至控制单元，输出控制主副开关关断时间的控制信号。第三比较器的输出端接至PID单元用于调整下一工作周期的峰值电流Ipeak，PID单元的输出信号Ipeak接至寄存器的第一输入端和LUT单元的第一输入端，LUT单元根据三个输入Vin、Vo和Ipeak确定对应的五元数据组(Vin,Vo,Ipeak,Iv,tdead)中第四个数据Iv和第五个数据tdead的值作为下一工作周期的控制数据输出给控制单元。控制单元输出的主副开关的PWM参数接至PWM定时器，PWM定时器根据控制单元输出的PWM参数以及主副开关关断时间的控制信号生成驱动信号后输出驱动信号接至栅驱动器，栅驱动器的第一输出端接副开关的栅极，第二输出端接主开关的栅极。
本发明所提出的有源钳位反激变换器预测电流模控制方法，工作原理如下：首先通过理论推导出有源钳位反激变换器在各种工况下一个工作周期内的电流公式，并计算与谷值电流Iv有关的损耗，求出使得损耗最小的谷值电流Iv和死区时间tdead，以(Vin,Vo,Ipeak,Iv,tdead)的五元形式储存在LUT单元中。在每一个工作周期内通过采样及信号处理电路对有源钳位反激变换器的输出电压Vo、输入电压Vin和励磁电感电流ilm进行采集，输出电压Vo和参考电压Vref通过第三比较器求出误差电压输出给PID单元，PID单元在本工作周期的峰值电流Ipeak基础上计算出下一工作周期的峰值电流Ipeak，再将下一工作周期的峰值电流Ipeak、本工作周期的输入电压Vin和输出电压Vo共同输入LUT单元，通过查表法得到实现最小损耗的谷值电流Iv和死区时间tdead作为下一工作周期的谷值电流和死区时间，储存各工作周期的谷值电流和死区时间在寄存器中，在本工作周期结束时，将本工作周期的谷值电流Iv和峰值电流Ipeak分别传递到第一比较器的反相输入端和第二比较器的同相输入端。在下一个工作周期中通过第二比较器比较励磁电感电流iLm与本工作周期峰值电流Ipeak的大小确定主开关关断时间，在下一个工作周期中通过第一比较器比较励磁电感电流iLm与本工作周期谷值电流Iv的大小确定副开关关断的时间。选择主开关实现完全ZVS所需时间和励磁电感电流上升到0所需时间中的最小值为死区时间tdead，再根据死区时间tdead确定副开关关断至主开关导通之前所经历的时间。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)本发明通过理论推导求出使得总体损耗最小所对应的谷值电流Iv，相比现有技术直接给定一个固定的Iv而言，可以更好地降低损耗，提高效率。
(2)根据本发明确定的与谷值电流Iv有关的可变的死区时间tdead，其确定原则为死区时间等于主开关实现完全ZVS所需的时间和励磁电流iLm升到0所需的时间两者中的较小值，相比固定死区时间一方面可以避免死区时间过长产生续流损耗给主开关管寄生电容反向充电增加损耗的问题，另一方面可以避免死区时间过短使得开关损耗过大的问题，从而进一步降低损耗，提高效率。
(3)本发明根据GaN寄生参数模型所建立的开关损耗模型，可以很方便的计算主开关管开启时所产生的开关损耗，降低了损耗计算的难度。
(4)本发明对电路中输入电压Vin、输出电压Vo、峰值电流Ipeak进行采样，再利用查表法确定对应的Iv和tdead相比现有技术固定死区时间逐周期增大或减小谷值电流值的方法，将电路在达到最佳工作状态前所经历的周期数缩小到1个周期，进一步降低了损耗的产生，提高了效率。
(5)本发明所提出的有源钳位反激变换器的预测滞环电流模控制方法，适用于电流模控制的有源钳位反激变换器，降低电路总体损耗，提高整体效率。
附图说明
图1为本实施例采用的一种有源钳位反激变换器的拓扑结构图。
图2为本实施例所示有源钳位反激变换器预测滞环电流模控制系统的结构框图。
图3为本实施例采用的一种有源钳位反激变换器一个周期内的电流波形图。
图4为本实施例采用的一种开关损耗计算模型的示意图。
图5(a)为本实例中励磁电感电流在实现ZVS前未上升到0选取死区时间tdead的说明图，图5(b)为本实例中励磁电感电流在实现ZVS前已上升到0选取死区时间tdead的说明图。
图6为本实例计算损耗最小值时谷值电流iv取值范围说明图。
图7为本实例采用的控制方法一个周期控制过程流程图。
图中标号说明：Vin为输入直流源，Cclamp为钳位电容，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Tr为变压器，Saux为副功率管，Smain为主功率管，Cr为主功率管寄生电容，D0为二极管，Co为输出滤波电容。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
本实例采用的一种有源钳位反激变换器的拓扑结构如图1所示，包括：输入直流源Vin、变压器Tr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、主功率管Smain、副功率管Saux、钳位电容Cclamp、二极管D0、输出滤波电容Co，其中，谐振电感Lr和励磁电感Lm可看做变压器Tr的一部分。谐振电感Lr的一端、钳位电容Cclamp的一极和输入直流源Vin的正极端相连接，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器Tr原边绕组的一端相连接，变压器Tr原边绕组的另一端、励磁电感Lm的另一端、主功率管Smain的漏极和副功率管Saux的源极相连接；主功率管Smain的源极和输入直流源Vin的负极端相连接并接地；副功率管Saux的漏极与钳位电容Cclamp的另一极相连接。变压器Tr副边绕组的一端与输出滤波电容Co的一极相连接并接地，变压器Tr副边绕组的另一端与二极管D0的阳极相连，二极管D0的阴极和输出滤波电容Co的另一极相连。变压器原边绕组与谐振电感、励磁电感连接的一端和变压器副边绕组连接二极管阳极的一端互为同名端。
本发明提出了一种图2所示的有源钳位反激变换器预测电流模控制系统，包括采样及信号处理电路，以微控制器为核心的控制电路和栅驱动电路。以微控制器为核心的控制电路包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、PID单元、LUT单元、寄存器、控制单元和PWM定时器。其中，第一比较器、第二比较器、第三比较器和PWM定时器为微控制器内部实际的硬件功能模块，PID单元、LUT单元、寄存器和控制单元为以微控制器为硬件基础而实现的软件功能模块。
结合图3给出有源钳位反激变换器一个周期内和与谷值电流iv有关的导通损耗和铜损公式。
只与谷值电流iv有关的损耗为t0-t1阶段的导通损耗和铜损，t4-t5阶段的导通损耗和铜损以及t5-t6阶段的铜损。
导通损耗部分计算如下：
Figure BDA0002703603930000051
Figure BDA0002703603930000052
Figure BDA0002703603930000061
Pon＝Pon1+Pon2 (3)。
铜损部分计算公式如下：
Figure BDA0002703603930000062
Figure BDA0002703603930000063
Figure BDA0002703603930000064
Ptran＝Ptran1+Ptran2+Ptran3 (7)。
式(1)至式(7)中：Ron为主功率管导通时的等效电阻；Rdc为平面变压器的直流阻抗；Rac为平面变压器的交流阻抗；
Figure BDA0002703603930000065
Figure BDA0002703603930000066
根据图4所示主开关损耗等效模型计算主功率管的开关损耗：
假设主开关在t6时刻导通，此时主功率管寄生电容Cr两端的电压Vcr还未降到0，经过一段时间之后在t′时刻降为0，
Figure BDA0002703603930000067
Figure BDA0002703603930000068
当V＝0时，
Figure BDA0002703603930000071
Figure BDA0002703603930000072
综上所述，总损耗为开关损耗、导通损耗与铜损之和。
Ploss＝Pon+Pswitch+Ptran (12)。
结合图5说明死区时间tdead的具体取值方式为：在副开关管关断之后，励磁电感电流iLm为负电流，处于谐振到0的过程，由于负的励磁电流的作用，主开关管源漏两端处在放电状态，电压Vcr下降。如图5(a)中所示，在励磁电感电流谐振到0之前，Vcr已经下降到0，此时如果继续处在死区时间内，则会产生续流损耗，因此死区时间设置为励磁电感电流谐振到0所需要的时间。如图5(b)所示，在励磁电感电流谐振到0但Vcr尚未下降到0时，此时若继续处在死区时间内，则正的励磁电感电流将会给主开关管的电容充电，导致Vcr上升，造成损耗上升。因此死区时间设置为Vcr下降到0所需要的时间。
结合图6说明谷值电流iv的取值范围为：如图6所示，在t4时刻之后励磁电感电流iLm处于谐振减小的过程，若取值范围的最大值大于t4时刻的励磁电感电流iLm，则需要经历至少四分之一个周期之后在谐振上升过程中才能达到，因此谷值电流iv必须小于t4时刻的励磁电感电流iLm(t4)。由于t4时刻之后励磁电感电流iLm处于谐振过程，因此存在一个最小值，若谷值电流iv的取值设在该最小值之下，则永远达不到该电流，副开关将永远处在导通状态，通过理论计算可以得出该最小值为
Figure BDA0002703603930000073
结合图7说明控制过程的具体实施方式为：
在一个工作周期内通过采样信号及处理电路采样有源钳位反激变换器的输出电压Vo、输入电压Vin、励磁电感电流iLm，输出电压Vo通过第三比较器和PID单元在本工作周期的峰值电流Ipeak(n)基础上计算出下一工作周期的峰值电流Ipeak(n+1)，再将下一工作周期的峰值电流Ipeak(n+1)、本工作周期采样得到的输入电压Vin(n)和输出电压Vo(n)共同输入LUT单元，LUT单元首先判断三个输入值是否为已经储存在LUT单元中的值，若不是，则将其改为储存在LUT单元中的最接近的值，再根据修改后的新的三个输入值确定五元数据(Vin,Vo,Ipeak,Iv,tdead)并输出下一工作周期实现最小损耗的谷值电流Iv(n+1)和死区时间tdead(n+1)，储存下一工作周期的谷值电流Iv(n+1)和死区时间tdead(n+1)在寄存器中，控制单元根据下一工作周期的谷值电流Iv(n+1)和死区时间tdead(n+1)以及下一工作周期主副开关关断时间控制定时器和栅驱动器生成下一工作周期驱动信号。
在一个工作周期结束后，控制单元将该工作周期得到的谷值电流和峰值电流分别传递到第一比较器的反相输入端和第二比较器的同相输入端。采样信号及处理电路采样励磁电感电流输入给第一比较器的同相输入端和第二比较器的反相输入端，当主开关管导通时，励磁电感电流上升，当励磁电感电流上升到峰值电流Ipeak时，第二比较器输出由低电平转为高电平，并输出给控制单元，控制单元通过控制PWM定时器单元和栅驱动单元控制主开关管关断，主开关管关断后，励磁电感电流开始下降，当下降到谷值电流Iv时，第一比较器输出由低电平转为高电平，并输出给控制单元，控制单元通过控制PWM定时器单元和栅驱动单元控制副开关管关断，控制单元根据输入死区时间tdead通过PWM定时器单元和栅驱动单元控制主开关在副开关管关断tdead时间后开启主开关管。
通过该控制方式，通过理论计算在导通损耗和铜损以及开关损耗之间找到了一个比较好的折中，并通过可变的死区时间的设置避免了续流损耗以及励磁电感电流谐振到正电流之后给主开关管上的电容进行反向充电的过程，通过查表法得到谷值电流，使得仅需经过一个周期的调整即可使电路工作在一个损耗较低的工作状态，使电路可以更快地进入高效的工况，降低了损耗，提高了效率。采用GaN器件，具有更低的导通电阻和寄生参数，降低了损耗，提升了整体电路的动态性能，并适用于高频的应用场所。
以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也落入本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，其特征在于，
实时采集GaN基有源钳位反激变换器的输入电压、输出电压、励磁电感电流；
根据本工作周期输出电压与参考值的差值确定下一工作周期的峰值电流；
根据本工作周期的输入电压、输出电压以及下一工作周期的峰值电流，以主开关恰好ZVS时总损耗最小为目标并在谐振初始时刻励磁电感电流至谐振过程中最小励磁电感电流的取值范围内选取下一工作周期的谷值电流，选择主开关实现完全ZVS所需时间和励磁电感电流上升到0所需时间中的最小值为死区时间；
根据本工作周期励磁电感电流与上一工作周期峰值电流的差值确定下一工作周期主开关关断时间，根据本工作周期励磁电感电流与上一工作周期谷值电流的差值确定下一工作周期副开关关断时间。
2.根据权利要求1所述一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，其特征在于，对本工作周期输出电压与参考值的差值进行PID调节以确定下一工作周期的峰值电流。
3.根据权利要求1所述一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，其特征在于，谐振过程中最小励磁电感电流为
Figure FDA0002703603920000011
其中，
Figure FDA0002703603920000012
iLr(t4)为谐振初始时刻t4的漏感电流，Lm为励磁电感，Lr为谐振电感，Cclamp为钳位电容，n为变压器匝数比，VO为本工作周期的输出电压。
4.根据权利要求1所述一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，其特征在于，励磁电感电流在实现ZVS前已上升到0时选择主开关实现完全ZVS所需时间为下一工作周期的死区时间，励磁电感电流在实现ZVS前未上升到0时选择励磁电感电流上升到0所需时间为下一工作周期的死区时间。
5.根据权利要求1所述一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法，其特征在于，采用查找表法根据本工作周期的输入电压、输出电压以及下一工作周期的峰值电流确定下一工作周期的谷值电流和死区时间。
6.实现根据权利要求1至5中任意一项所述一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法的系统，其特征在于，包括：
采样及信号处理电路，实时采集GaN基有源钳位反激变换器的输入电压、输出电压、励磁电感电流；
主开关关断时间控制信号生成模块，接收本工作周期的励磁电感电流，在本工作周期的励磁电感电流上升到上一工作周期峰值电流时输出下一工作周期主开关关断时间的控制信号；
副开关关断时间控制信号生成模块，接收本工作周期的励磁电感电流，在本工作周期的励磁电感电流下降到上一工作周期谷值电流时输出下一工作周期副开关管关断时间的控制信号；
峰值电流预测模块，接收本工作周期的输出电压，在本工作周期输出电压与参考值的差值的基础上预测下一工作周期的峰值电流；
谷值电流和死区时间确定模块，接收下一工作周期的峰值电流以及本工作周期的输入电压、输出电压，以主开关恰好ZVS时总损耗最小为目标并在谐振初始时刻励磁电感电流至谐振过程中最小励磁电感电流的取值范围内选取下一工作周期的谷值电流，选择主开关实现完全ZVS所需时间和励磁电感电流上升到0所需时间中的最小值为下一工作周期的死区时间；及，
控制器，接收下一工作周期主开关关断时间的控制信号、下一工作周期副开关关断时间的控制信号、下一工作周期的峰值电流、下一工作周期的谷值电流、下一工作周期的死区时间，生成下一工作周期主副开关管的驱动信号，在下一工作周期结束后，输出该工作周期的峰值电流至主开关关断时间控制信号生成模块，输出该工作周期的谷值电流至副开关关断时间控制信号生成模块。
7.根据权利要求6所述实现一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法的系统，其特征在于，副开关关断时间控制信号生成模块为第一比较器，主开关关断时间控制信号生成模块为第二比较器，所述第一比较器的同相输入端和第二比较器的反相输入端均接收本工作周期的励磁电感电流，第一比较器的反相输入端接收上一工作周期的谷值电流，第二比较器的同相输入端接收上一工作周期的峰值电流，第一比较器输出下一工作周期副开关关断时间的控制信号，第二比较器输出下一工作周期主开关关断时间的控制信号。
8.根据权利要求6所述实现一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法的系统，其特征在于，所述峰值电流预测模块包括：
第三比较器，其同相输入端接参考值，其反相输入端接收本工作周期的输出电压，输出本工作周期输出电压与参考值的差值；及，
PID，其输入端接第三比较器的输出端，输出下一工作周期的峰值电流的预测值。
9.根据权利要求6所述实现一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法的系统，其特征在于，所述谷值电流和死区时间确定模块为LUT模块。
10.根据权利要求6所述实现一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法的系统，其特征在于，该系统还包括储存各工作周期谷值电流和死区时间的寄存器。
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