CN113595400B - 一种dc/dc变换器的控制方法及控制器 - Google Patents

一种dc/dc变换器的控制方法及控制器 Download PDF

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Abstract

本申请提供了一种DC/DC变换器的控制方法及控制器。该控制方法包括：当第一开关管两端的电压为第一电压阈值时，控制第一开关管开通，使得励磁电感的电流沿第一方向增大；在励磁电感的电流沿第一方向增大预设时段之后，控制第一开关管关断，使得第二开关管两端的电压减小；当第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值时，控制第二开关管开通。本申请通过控制第一开关管开通一段时间，在励磁电感上产生，可以使第二开关管两端的电压在开通时降低到第二电压阈值的电流，实现减小第二开关管开通损耗的目的。

Description

一种DC/DC变换器的控制方法及控制器
技术领域
本申请涉及电源技术领域，尤其涉及一种DC/DC变换器的控制方法及控制器。
背景技术
随着快充技术的推进，适配器等电源产品的供电效率和功率等级不断提高。在一种电源产品中，可以通过控制电源产品内部DC/DC变换器中的开关管的通断，使得DC/DC变换器可以将输入的直流电压转换为设定的直流电压，从而向负载提供电量。然而DC/DC变换器的开关管在开断过程中是存在开关损耗的，如何降低DC/DC变换器中开关管的损耗，提高电源产品的供电效率是重点研究的问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种DC/DC变换器的控制方法及控制器，利用励磁电感的电流让DC/DC变换器的开关管两端的电压在开通时降低到预设值，从而减小开关管的开通损耗，达到节能降损的目的。
第一方面，本申请实施例提供了一种DC/DC变换器的控制方法，DC/DC变换器包括开关支路、第一电容和正激变压器；开关支路与直流电源耦合，开关支路包括串联的第一开关管和第二开关管；正激变压器的原边包括串联的漏感和励磁电感，正激变压器的原边通过第一电容并联在第二开关管的两端，正激变压器的副边耦合有直流负载；该控制方法包括：当第一开关管两端的电压为第一电压阈值时，控制第一开关管开通，使得励磁电感的电流沿第一方向增大；在励磁电感的电流沿第一方向增大预设时段之后，控制第一开关管关断，使得第二开关管两端的电压减小；当第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值时，控制第二开关管开通。
该实施方式，控制变换器中第一开关管在预设时段内开通，直流电源、第一电容、漏感和励磁电感组成闭合回路。该闭合回路中的电流方向为第一方向，即励磁电感上的电流在这段时间内沿第一方向，且沿第一方向增大。第一开关管在预设时段的最后时刻关断时，励磁电感为第二开关管的寄生电容提供第一方向的电流，第二开关管的寄生电容开始放电，第二开关管两端的电压开始减小，当第二开关管两端的电压减小至第二电压阈值时，控制第二开关管开通，减小了第二开关管的开通损耗。
在一种可能的实施方式中，方法还包括：当第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值，按照预设周期控制第二开关管和第一开关管开通至少一次；在第一开关管在预设周期内最后一次开通之后，当励磁电感的电流沿第二方向减小为第一电流阈值时，控制第一开关管关断。
该实施方式，在第一开关管在预设周期内最后一次开通之后，当励磁电感的电流沿第二方向减小为第一电流阈值时，控制第一开关管关断，可以减小第一开关管的关断损耗，也可以避免DC/DC变换器由于开关管关断产生较大的振荡，改善了DC/DC变换器的EMC特性。
在一种可能的实施方式中，第一电压阈值为第一开关管在多个振荡周期中的最小电压值；其中，振荡周期为所述第一开关管和第二开关管关断时所述DC/DC变换器中谐振回路的振荡周期。
该实施方式，当第一开关管两端的电压为第一开关管在多个振荡周期中的最小电压值时，开通第一开关管，可以减小第一开关管的开通损耗。
第二方面，本申请实施例提供了一种DC/DC变换器的控制器，控制器与DC/DC变换器连接；控制器用于：当第一开关管两端的电压为第一电压阈值时，控制第一开关管开通，使得励磁电感的电流沿第一方向增大；在励磁电感的电流沿第一方向增大预设时段之后，控制第一开关管关断，使得第二开关管两端的电压减小；当第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值时，控制第二开关管开通。
在一种可能的实施方式中，控制器还用于：当第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值，按照预设周期控制第二开关管和第一开关管依次开通至少一次；在第一开关管在周期内最后一次开通之后，当励磁电感的电流沿第二方向减小为第一电流阈值时，控制第一开关管关断。
在一种可能的实施方式中，第一电压阈值为第一开关管在多个振荡周期中的最小电压值；其中，振荡周期为所述第一开关管和第二开关管关断时DC/DC变换器中谐振回路的振荡周期。
第三方面，本申请实施例还提供一种电源设备，电源设备包括DC/DC变换器和控制器，控制器与DC/DC变换器连接，用于实现第一方面及其可选实施方式中的任一项控制方法。
上述提供的任一种控制器或一种电源设备，均用于实现上文所提供的方法，因此，其所能达到的有益效果可参考上文提供的对应方法中的对应方案的有益效果，此处不再赘述。
附图说明
图1是本申请实施例提供的一种电源系统的结构示意图；
图2是本申请实施例提供的DC/DC变换器的一种电路拓扑结构示意图；
图3是本申请提供的开关管在开关过程中电压与电流的波形示意图；
图4是本申请实施例提供的DC/DC变换器的一种控制时序示意图；
图5是本申请实施例提供的DC/DC变换器的控制方法流程图；
图6a是本申请实施例提供的DC/DC变换器的一种部分等效电路示意图；
图6b是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种部分等效电路示意图；
图6c是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种部分等效电路示意图；
图6d是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种部分等效电路示意图；
图6e是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种部分等效电路示意图；
图6f是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种部分等效电路示意图；
图7是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种控制时序示意图；
图8是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种控制时序示意图；
图9是本申请实施例提供的DC/DC变换器的另一种电路拓扑结构示意图。
图10是本申请实施例提供的一种电源设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。
在本申请实施例的描述中，“示例性的”、“例如”或者“举例来说”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”、“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”、“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
图1是本申请提供的一种电源系统的结构示意图。如图1所示，该开关电源包括100：直流电源101、DC/DC变换器102、控制器103和直流负载104。DC/DC变换器102的输入端耦合直流电源101，DC/DC变换器102的输出端耦合直流负载104，DC/DC变换器102的控制端耦合控制器103。直流电源101向DC/DC变换器102提供电能，控制器103用于控制DC/DC变换器102中开关管的开断，使得DC/DC变换器102向直流负载104供电。具体地，直流电源101可以例如是储能电池(如镍镉电池、镍氢电池、锂离子电池、锂聚合物电池等)、太阳能电池、AC/DC变换器和/或其他DC/DC变换器中一种。其中，其他DC/DC变换器可以是例如BUCK变换器、BOOST变换器和/或BUCK-BOOST变换器中一种。控制器103例如可以是中央处理单元(central processing unit，CPU)、其他通用处理器、数字信号处理器(digital signalprocessor，DSP)、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、现成可编程门阵列(field-programmable gate array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。直流负载104可以例如是手机终端、电视终端和/或者其他电子(电器)设备中的一种，还可以是储能电池、其他DC/DC变换器和/或DC/AC变换器等中的一种。可以理解，本申请中所描述的“耦合”指的是直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个电学元器件间接连接，例如可以是A与C直接连接，C与B直接连接，从而使得A与B之间通过C实现耦合。
在一个应用场景中，直流负载104可以是手机终端，直流电源101可以是将电网交流电压转换为直流电压的AC/DC变换器，DC/DC变换器102和控制器103可以设置在手机终端的电源适配器中。控制器103可以控制DC/DC变换器102将该AC/DC变换器输出的直流电压转换为设定的直流电压值，例如5V、10V等。可以理解，此处为对本申请实施例DC/DC变换器的使用场景进行示例，而非穷举，应当理解为本申请实施例中控制器可以控制DC/DC变换器102应用在任何需要对直流电压转换的场景。
图2是本申请实施例提供的一种DC/DC变换器的电路拓扑结构图。如图2所示，该DC/DC变换器102为非对称半桥正激变换器，DC/DC变换器102的输入端与直流电源101连接(DC/DC变换器102的输入端包括正极输入端和负极输入端，分别与直流电源101的正极和负极连接，变换器的输入电压Vin即为直流电源的电压，本实施例中，用“+”和“-”区分直流电源101的正极和负极)，DC/DC变换器102的输出端与直流负载104(即图2中的电阻RL)连接。该DC/DC变换器102包括：滤波电容Cin、第一开关管QH、第二开关管QL、第一整流二极管DH、第一寄生电容CH、第二整流二极管DL、第二寄生电容CL、第一电容Cr和正激变压器、第三开关管Qo、第三整流二极管Do、第三寄生电容C、输出电容Co和电阻RL。如图2中正激变压器的同名端标记，原边同名端和副边同名端位于同一侧的变压器为正激变压器，正激变压器的匝数比为n：1。在理想情况下，根据正激变压器的电气特性可以将正激变压器抽象理解为励磁电感Lm、漏感Lr和理想变压器。
继续参阅图2，第一开关管QH和第二开关管QL串联组成开关支路，开关支路的两端与DC/DC变换器的输入端连接，具体地，第一开关管QH的源极与第二开关管QL的漏极连接，第一开关管QH的漏极与DC/DC变换器的正极输入端连接，第二开关管QL的源极与DC/DC变换器的负极输入端连接。第一开关管QH的漏极和第二开关管QL的源极分别与滤波电容Cin的两端连接后再与直流电源101的正负极连接，也就是说，滤波电容Cin并联在第一开关管QH和第二开关管QL串联形成的开关支路和直流电源101之间。第一整流二极管DH和第一寄生电容CH均与第一开关管QH的两端并联，第一整流二极管DH的正极与第一开关管QH的源极连接，第一整流二极管DH的负极与第一开关管QH的漏极连接；同样地，第二整流二极管DL和第二寄生电容CL均与第二开关管QL的两端并联，第二整流二极管DL的正极与第二开关管QL的源极连接，第二整流二极管DL的负极与第二开关管QL的漏极连接。第一电容Cr串联在第一开关管QH与第二开关管QL的连接点和正激变压器的原边之间，具体地，第一电容Cr的第一端与第一开关管QH的源极或第二开关管QL的漏极连接，第一电容Cr的第二端与正激变压器的原边的漏感Lr的第一端连接，漏感Lr的第二端与励磁电感Lm的第一端连接，励磁电感Lm的第二端与第二开关管QL的源极连接，理想变压器的原边与励磁电感Lm并联。正激变压器的副边的第一端与第三开关管Qo的源极连接，第三开关管Qo的漏极与输出电容Co的第一端连接；输出电容Co的第二端与正激变压器的副边的第二端连接；电阻RL则并联在输出电容Co的两端，具体地，电阻RL的第一端与第三开关管Qo和输出电容Co的连接点连接，直流负载RL的第二端与正激变压器的副边的第二端连接；第三整流二极管Do和第三寄生电容C均与第三开关管Qo的两端并联，具体地，整流二极管Do的正极与第三开关管Qo的源极连接，整流二极管Do的负极与第三开关管Qo的漏极连接。可以理解，只有当第一开关管开通时，正激变压器的原边绕组才会有正向的电压，从而使正激变压器的副边绕组产生电流。
本申请实施例以各个开关管均为金属氧化物半导体场效应管(metal-oxide-semiconductor-field-effect transistor,MOSFET)进行示例性说明，应当理解的是，各个开关管还可以是绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)等其他半导体器件。可以理解的，根据上述DC/DC变换器102中各个器件的连接关系可以看出，正激变压器的原边与第一电容Cr串联后并联在第二开关管QL两端，所以图2所示的DC/DC变换器102是一种非对称半桥正激变换器。在一个示例中，图2所示DC/DC变换器102中正激变压器的副边还可以采用不包括第三开关管Qo的结构，即正激变压器的副边和输出电容Co之间只连接有第三整流二极管Do和第三寄生电容C。图3是本申请提供的开关管在开关过程中电压与电流的波形示意图。如图3所示，在开关管开通的过程中，开关管电流上升与开关管电压下降有一个交叠时段，也就是在这个交叠的时段，开关管会产生开通损耗，该开通损耗可以理解为开关管从截止到导通时所产生的功率损耗。同样的，在开关管关断的过程中，开关管的电流下降与开关管的电压上升也有一个产生关断损耗的交叠时段，该关断损耗可以理解为开关管从导通到截止时所产生的功率损耗。
在电源产品轻载控制中，以包含上述图2所示DC/DC变换器102的电源产品为例，通常采用间断控制DC/DC变换器102中两个开关管来实现电压转换，即在控制第一开关管和第二开关管在一次连续开通和关断之后，间隔一个时间段之后再进行下一次控制。然而这种控制方法中开关管首次开通存在较大的开通损耗，同时，在一个控制周期的结束时刻，第一开关管关断时，DC/DC变换器中各个器件组成的谐振回路中还存在电压振荡，使得第一开关管关断时存在较大的关断损耗。本申请实施例提供一种DC/DC变换器的控制器，图4是本申请实施例提供的一种DC/DC变换器的控制器的控制时序图。如图4所示，Vg(QH)为控制器103向第一开关管QH发送的脉冲，Vg(QL)为控制器103向第二开关管QL发送的脉冲，为第二开关管QL两端的电压，I(Lm)为励磁电感Lm的电流，其中，第一开关管QH两端的电压与第二开关管QL两端的电压之和等于变换器102的输入电压Vin(即直流电源101的电压)，第一开关管QH两端的电压可以根据第二开关管QL两端的电压和输入电压计算得到。
继续参阅图4中的第一开关管QH和第二开关管QL的脉冲控制时序图，控制器103对DC/DC变换器102的一个控制周期为t0时刻-t5时刻之间的时段。在t0-t5时段内，控制器103在t0-t1时段和t4-t5时段向第一开关管QH发送高电平脉冲，在t1-t4时段向第一开关管QH发送低电平脉冲，使得第一开关管QH只在t0-t1时段和t4-t5时段为开通状态；类似的，控制器103在t2-t3时段向第二开关管QL发送高电平脉冲，在控制周期的其他时段向第二开关管QL发送低电平脉冲，使得第二开关管QL只在t2-t3时段为开通状态。可以理解的，在t0时刻之前和t5时刻之后，第一开关管QH和第二开关管QL均处于关断状态。
图5是本申请实施例提供的一种DC/DC变换器的控制方法流程图。其中，DC/DC变换器可以是前述图2所示的DC/DC变换器102，该控制方法可以由该DC/DC变换器102的控制器103执行。如图5所示，该控制方法包括如下的步骤S1-步骤S6。下面将结合图4、以及图6a-图6f，介绍图5所示方法的各个步骤。
在步骤S1中，当第一开关管QH两端的电压为第一电压阈值时，控制第一开关管QH开通，使得励磁电感Lm的电流沿第一方向增大。
本实施例中，如图4所示的控制时序图，控制器103在t0时刻确定第一开关管QH两端的电压在为第一电压阈值时，控制第一开关管QH开通。需要说明的是，t0时刻之前，第一开关管QH的第一寄生电容CH、第二开关管QL的第二寄生电容CL、第一电容Cr、励磁电感Lm以及漏感Lr形成谐振回路，该谐振回路在t0时刻之前的部分等效电路图如图6a所示。在图6a所示的回路中，电容器件和电感器件会不断地进行充电和放电，使得两个开关管两端的电压周期性振荡，第一开关管QH两端的电压为输入电压Vin和第二开关管QL两端的电压的差值，其中，第一电压阈值可以是第一开关管QH两端的电压在多个振荡周期中的最小电压值，振荡周期为第一开关管和第二开关管均处于关断时DC/DC变换器中谐振回路的振荡周期，该振荡是由DC/DC变换器中开关管的寄生电容、漏感和励磁电感引起的。
本实施例中，第一开关管QH在t0时刻开通之后，DC/DC变换器的部分等效电路示意图如图6b所示，直流电源、第一开关管QH、第一电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm形成闭合回路。该闭合回路中，第一电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm为充电状态，其中，第一电容Cr两端的电压由其在t0时刻的电压值开始增大，回路中的电流方向为顺时针方向，励磁电感Lm的电流I(Lm)沿顺时针方向(即第一方向)增大。此时在正激变压器的副边绕组上产生了电流，使得变换器102可以向负载提供电流。可以理解，第一开关管QH开通之后，第一寄生电容CH由于被短路，使得第一寄生电容CH两端的电压由t0时刻的电压减小至0，即第一开关管QH两端的电压变为0，反之，第二开关管QL两端的电压(即第二寄生电容两端的电压)增大至输入电压Vin。
在一种可能的实施方式中，控制器103可以根据来自DC/DC变换器102的第一信号确定确定是否控制第一开关管QH开通。具体可以是，控制器103可以在接收到第一信号时，获取第一开关管QH两端的电压，然后判断第一开关管QH两端的电压是否满足第一电压阈值，当第一开关管QH两端的电压为第一电压阈值时，控制器103开始向第一开关管QH发送高电平脉冲，也就是说，第一开关管QH两端的电压满足预设的第一电压阈值的时刻为前述图4中的t0时刻。示例性的，可以在变换器102的输出端耦合电压传感器，该电压传感器在检测到变换器102的输出电压低于第三电压阈值时，生成第一信号，并将该第一信号发送至控制器103。
在步骤S2中，在励磁电感Lm的电流沿第一方向增大第一时段之后，控制第一开关管关断，使得第二开关管两端的电压减小。
本实施例中，如图4所示，当励磁电感Lm的电流沿顺时针方向从t0时刻增大至t1时刻时(即第一时段)，控制器103在t1时刻控制第一开关管QH关断，即在t0-t1时段内，第一开关管QH为开通状态，第二开关管QL保持关断状态不变。
本实施例中，第一开关管QH在t1时刻关断之后，DC/DC变换器的部分等效电路示意图如图6c。图6c中，由于第一开关管QH关断，第一寄生电容CH重新接入电路，第一寄生电容CL、第一电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm组成一个闭合回路。该闭合回路中，由于电感电流不可突变，励磁电感Lm的电流会继续保持顺时针电流方向，该闭合回路总体的电流方向为顺时针方向。励磁电感Lm的电流流经第二寄生电容CL，即第二寄生电容CL的电流方向为由下到上的方向，第二寄生电容CL为放电状态，使得第二寄生电容CL两端的电压(也即第二开关管QL两端的电压)由t1时刻的电压逐渐减小。
在步骤S3中，当第二开关管QL两端的电压减小为第二电压阈值时，控制第二开关管QL开通。
本实施例中，如图4所示的控制时序图，控制器103在确定第二开关管QL两端的电压在t2时刻减小为第二电压阈值时，控制第二开关管QL开通。DC/DC变换器102在t2时刻的等效电路示意图如图6d所示，第二开关管QL、第一电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm组成闭合回路。该闭合回路中，第一电容Cr沿逆时针方向放电，励磁电感Lm的电流沿逆时针方向增大。示例性的，当第二电压阈值设置为0时，即第二开关管QL两端的电压在t2时刻减小至0，可以使第二开关管QL实现零电压开通，减小第二开关管QL的开通损耗。可以理解的，励磁电感Lm在t1时刻的电流需满足第二开关管QL两端的电压能够减小至0的条件。
在步骤S4中，在第二开关管QL开通第二时段之后，控制第二开关管QL关断，使得第一开关管QH两端的电压减小。
本实施例中，如图4所示的控制时序图，当励磁电感Lm的电流沿逆时针方向从t2时刻增大至t3时刻时(即增大的时段为第二时段)，控制第二开关管QL关断，即在t2-t3时段，第二开关管QL为开通状态，第一开关管QH为关断状态，其中，励磁电感Lm在t3时刻的电流可以使得第一开关管QH的电压从t3时刻开始降低。DC/DC变换器在t3时刻的部分等效电路示意图如图6e所示。图6e中，第二开关管QL在t3时刻关断时，励磁电感Lm的电流Im保持原有的逆时针电流方向不变，励磁电感Lm的电流经过漏感Lr和第一电容Cr，第一寄生电容CH和第二寄生电容CL为充电状态，第一寄生电容CH的电流方向为从下到上，，第一寄生电容CH为放电状态，第一寄生电容CH两端的电压(也即第一开关管QH两端的电压)逐渐减小，相反的，第二寄生电容CL的电流方向为从上到下，第二寄生电容CL为充电状态，第二寄生电容CL两端的电压(也即第二开关管QL两端的电压)逐渐增大。
在步骤S5中，当第一开关管QH两端的电压减小为第二电压阈值时，控制第一开关管QH开通。
本实施例中，如图4所示的控制时序图，控制器103确定第一开关管QH两端的电压在t4时刻减小至第二电压阈值时，控制第一开关管QH开通，即在t3-t4时段内，第一开关管QH为关断状态，第二开关管QL也为关断状态。当励磁电感Lm在t3时刻的电流需满足，励磁电感的电流在t3-t4时段流经第一寄生电容CH时，可以使第一寄生电容CH两端的电压可以在t4时刻降为0，从而使得第一开关管QH在t4时刻可以实现零电压开通，减小第一开关管QH的开通损耗。DC/DC变换器102在t4时刻的部分等效电路示意图如图6f所示，直流电源、第一电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm组成闭合回路。图6f中，第一开关管QH开通之后，第一电容Cr为开始充电，在励磁电感Lm上产生了由上到下的电流，使得流经励磁电感Lm的电流沿逆时针方向逐渐减小，即在顺时针方向上增大。在t4-t5时段，正激变压器的副边绕组产生电流，变换器102可以给负载提供电流。
在步骤S6中，当励磁电感Lm的电流沿第二方向减小为第一电流阈值时，控制第一开关管QH关断。
本实施例中，如图4所示的控制时序图，控制器103在确定励磁电感Lm的电流在t5时刻沿逆时针方向(即第二方向)减小为第一电流阈值时，控制第一开关管QH关断。当励磁电感Lm的电流在t5时刻减小为0时，第一开关管QH即可在t5时刻实现零电流关断。
上述本申请的方法实施例，控制器103在t0时刻控制第一开关管QH开通，使得励磁电感Lm的电流可以在t1时刻沿顺时针方向增大，然后控制器103在t1时刻控制第一开关管QH关断，励磁电感Lm的电流流经第二寄生电容，使得第二开关管QL两端的电压在在t2时刻可以减小至0，接着控制器103控制第二开关管QL在t2时刻实现零电压开通，从而减小了第二开关管QL的开通损耗。控制器103在t2时段控制第二开关管QL开通时，第一电容Cr放电，使得励磁电感Lm的电流开始沿逆时针方向增大，然后控制器在t3时刻控制第二开关管QL关断，励磁电感Lm的电流流经第一寄生电容CH，使得第一开关管QH两端的电压在t4时刻可以减小至0，控制器103在t4时刻控制第一开关管QH实现零电压开通，从而减小了第一开关管QH的开通损耗。控制器103在t4时刻控制第一开关管开通之后，励磁电感Lm的电流会沿逆时针方向一直减小，最终在t5时刻减小为0时，控制器103在t5时刻控制第一开关管QH关断，第一开关管QH实现零电流关断，减小了第一开关管QH的关断损耗，同时减缓了DC/DC变换器因开关管关断引起的振荡，改善了DC/DC变换器的EMC特性。其中，t0时刻开通第一开关管时，第一开关管两端的电压处于多个周期振荡电压中的最小值，因此第一开关管在t0时刻的开通损耗很小。
在实际的应用中，图4所示的控制周期首次开通的时长t0-t1和末次开通的时长t4-t5，可以通过先给定每两个时刻之间的时间长度的一个初值，然后以第一开关管在首次开通时实现零电压开通和第一开关管在控制周期最后时刻实现零电流关断为目的，按照时间步长调整该初值来确定。以图4所示的控制时序图为例，可以先控制第一开关管开通T1时段，即在t0-t1时段的时长为T1，并按照时间步长调整T1的值，使得第二开关管可以实现零电压开通，图4中t1-t2时段可以是第一开关管的截止时间。当第二开关管可以实现零电压开通时，记录下当前T1的值，这个时候也就可以确定出t0-t1时段和t0-t2时段的时长，t0-t2时段的时长即为T1和第一开关管的截止时间之和。同理，在确定出t0-t1时段的时长之后，可以按照同样的先给定初值再调整的方法确定t4-t5时段的时长，使得励磁电感的电流在t5时刻为0，从而让第一开关管在t5时刻实现零电流关断。
可以理解，图4所示的脉冲控制时序图仅仅是本申请实施例提供的一种控制方式，在其他实施例中，例如图7和图8所示控制时序图，控制器103还可以在t1时刻之后，以t1-t5时段为一个周期，周期性控制第二开关管QL和第一开关管QH开通和关断，即控制器103周期性重复t1-t5时段的控制，使第二开关管QL和第一开关管QH的开通和关断呈现周期性的变化。需要说明的是，在图7和图8所示的控制时序中，第一开关管只在末次关断时实现零电流关断，即保证励磁电感的电流在末次关断第一开关管时为零，在此之前，第一开关管关断时，励磁电感的电流均不为零。在图7和图8的控制时序图中，每两个时刻之间的时间长度同样可以按照前述确定图4中各个时段时长的方法确定。
以图7所示的控制时序为例，先给定t0-t1时段的初值T1，t1-t2时段可以是第一开关管的截止时间，按照时间步长调整T1，记录下第二开关管实现零电压开通时的T1值，即可确定出t0-t2的时长；然后再给定t8-t9的初值，按照时间步长调整初值，使得励磁电感的电流在t9时刻为0，让第一开关管在t9时刻实现零电流关断。图8所示的控制时序图中控制周期的每个时段的时长可以参照图4和图7中确定时长的方法。
可以理解，图4、图7和图8仅仅是示出了本申请实施例所述控制器103对变换器102的一个控制周期，在实际应用中，可以根据实际需要按照图中的控制周期重复多次控制。
图9是本申请实施例提供的另一种DC/DC变换器的拓扑结构。图9所示的DC/DC变换器与图2所示的DC/DC变换器类似，同样为非对称半桥正激变换器，不同的是，图9所示的DC/DC变换器中的正激变压器的原边和第一电容并联在在第一开关管的两端。图9所示的DC/DC变换器的控制过程与前述的控制过程类似，区别在将前述的控制过程中第一开关管和第二开关管的位置互换，即图2所示的DC/DC变换器的控制器103控制图2所示的DC/DC变换器中第一开关管开通，修改为图9所示的DC/DC变换器的控制器控制图9所示的DC/DC变换器中第二开关管开通。图9所示的DC/DC变换器的控制器所实现的有益效果同前述控制器103的效果，此处不再赘述。
图10本申请实施例提供的一种电源设备。如图10所示，该电源设备包括DC/DC变换器102和控制器103，控制器103用于DC/DC变换器102的开关管的开断。其中，DC/DC变换器102可以是前述图2所示的DC/DC变换器拓扑结构，对应的，控制器103可以执行前述图5所示的方法步骤来控制DC/DC变换器102。可以理解，DC/DC变换器也可以是前述图9所示的DC/DC变换器拓扑结构，控制器103控制DC/DC变换器102的方法步骤可以是将图5所示步骤中第一开关管和第二开关管调换位置后的步骤。
本申请实施例还提供一种电源设备，该电源设备包括存储器和处理器，存储器中存储有计算机指令，处理器执行该计算机指令时，实现前述图5所示的方法步骤，从而使得利用励磁电感的电流让DC/DC变换器中的开关管实现零电压开通，达到减小开通损耗的目的。
可以理解的是，本申请的实施例中的处理器可以是中央处理单元(centralprocessing unit，CPU)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(digital signalprocessor，DSP)、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件，硬件部件或者其任意组合。通用处理器可以是微处理器，也可以是任何常规的处理器。
本申请的实施例中的方法步骤可以通过硬件的方式来实现，也可以由处理器执行软件指令的方式来实现。软件指令可以由相应的软件模块组成，软件模块可以被存放于随机存取存储器(random access memory，RAM)、闪存、只读存储器(read-only memory，ROM)、可编程只读存储器(programmable rom，PROM)、可擦除可编程只读存储器(erasable PROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(electrically EPROM，EEPROM)、寄存器、硬盘、移动硬盘、CD-ROM或者本领域熟知的任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质耦合至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于ASIC中。
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者通过所述计算机可读存储介质进行传输。所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(DSL))或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质，(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，DVD)、或者半导体介质(例如固态硬盘(solid state disk，SSD))等。
可以理解的是，在本申请的实施例中涉及的各种数字编号仅为描述方便进行的区分，并不用来限制本申请的实施例的范围。

Claims (5)

1.一种DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述DC/DC变换器包括开关支路、第一电容和正激变压器；所述开关支路与直流电源耦合，所述开关支路包括串联的第一开关管和第二开关管；所述正激变压器的原边包括漏感和励磁电感，所述正激变压器的原边通过所述第一电容并联在所述第二开关管的两端，所述正激变压器的副边耦合有直流负载；所述方法包括：
当所述第一开关管两端的电压为第一电压阈值时，控制所述第一开关管开通，使得所述励磁电感的电流沿第一方向增大，所述第一方向包括所述电流从所述漏感流向所述励磁电感的方向；
在所述励磁电感的电流沿第一方向增大预设时段之后，控制所述第一开关管关断，使得所述第二开关管两端的电压减小；
当所述第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值时，按照预设周期控制所述第二开关管和所述第一开关管开通至少一次；
在所述第一开关管在所述预设周期内最后一次开通之后，当所述励磁电感的电流沿第二方向减小为零时，控制所述第一开关管关断，所述第二方向与所述第一方向相反。
2.根据权利要求1所述的的控制方法，其特征在于，所述第一电压阈值为所述第一开关管在多个振荡周期中的最小电压值；其中，所述振荡周期为所述第一开关管和所述第二开关管关断时所述DC/DC变换器中谐振回路的振荡周期。
3.一种DC/DC变换器的控制器，其特征在于，所述控制器与所述DC/DC变换器连接；所述控制器用于：
当第一开关管两端的电压为第一电压阈值时，控制所述第一开关管开通，使得励磁电感的电流沿第一方向增大，所述第一方向包括所述电流从漏感流向所述励磁电感的方向；
在所述励磁电感的电流沿第一方向增大预设时段之后，控制所述第一开关管关断，使得第二开关管两端的电压减小；
当所述第二开关管两端的电压减小为第二电压阈值时，按照预设周期控制所述第二开关管和所述第一开关管开通至少一次；
在所述第一开关管在所述预设周期内最后一次开通之后，当所述励磁电感的电流沿第二方向减小为零时，控制所述第一开关管关断，所述第二方向与所述第一方向相反。
4.根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述第一电压阈值为所述第一开关管在多个振荡周期中的最小电压值；其中，所述振荡周期为所述第一开关管和所述第二开关管关断时所述DC/DC变换器中谐振回路的振荡周期。
5.一种电源设备，其特征在于，所述电源设备包括DC/DC变换器和控制器，所述控制器与所述DC/DC变换器连接，用于实现权利要求1或2所述的控制方法。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113014104B (zh) * 2021-02-10 2022-06-14 华为数字能源技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
CN113595400B (zh) * 2021-07-13 2023-08-22 华为数字能源技术有限公司 一种dc/dc变换器的控制方法及控制器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471606A (zh) * 2007-12-26 2009-07-01 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 Llc谐振变换器
CN203617878U (zh) * 2013-07-04 2014-05-28 深圳市威纳源电子有限公司 一种固定导通时间的谐振软开关
JP5911553B1 (ja) * 2014-11-21 2016-04-27 三菱電機株式会社 直流変換装置
CN110224612A (zh) * 2019-06-14 2019-09-10 广州金升阳科技有限公司 不对称半桥变换器及控制方法
CN112865549A (zh) * 2021-04-12 2021-05-28 东南大学 一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法
CN113014104A (zh) * 2021-02-10 2021-06-22 华为技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7948775B2 (en) * 2008-06-16 2011-05-24 Lu wei-chun Duty-cycle-controlled half-bridge resonant converter
US8174850B2 (en) * 2009-04-09 2012-05-08 Stmicroelectronics S.R.L. Method and circuit for avoiding hard switching in half bridge converters
US9143043B2 (en) * 2012-03-01 2015-09-22 Infineon Technologies Ag Multi-mode operation and control of a resonant converter
CN102664530B (zh) * 2012-04-27 2014-12-10 南京航空航天大学 软开关隔离型开关电容调节器
CN104333240A (zh) * 2014-11-21 2015-02-04 小米科技有限责任公司 一种谐振整流装置、谐振整流控制方法及装置
WO2017223038A1 (en) * 2016-06-20 2017-12-28 Ionel Jitaru Very high efficiency soft switching converter aka the adjud converter
IT201700092532A1 (it) * 2017-08-09 2019-02-09 St Microelectronics Srl Convertitore elettronico, e relativo procedimento di controllo, circuito di controllo e prodotto informatico
EP3528378B1 (en) * 2018-02-19 2021-06-09 OSRAM GmbH Electronic converter and related lighting system
CN113595400B (zh) * 2021-07-13 2023-08-22 华为数字能源技术有限公司 一种dc/dc变换器的控制方法及控制器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471606A (zh) * 2007-12-26 2009-07-01 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 Llc谐振变换器
CN203617878U (zh) * 2013-07-04 2014-05-28 深圳市威纳源电子有限公司 一种固定导通时间的谐振软开关
JP5911553B1 (ja) * 2014-11-21 2016-04-27 三菱電機株式会社 直流変換装置
CN110224612A (zh) * 2019-06-14 2019-09-10 广州金升阳科技有限公司 不对称半桥变换器及控制方法
CN113014104A (zh) * 2021-02-10 2021-06-22 华为技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
CN112865549A (zh) * 2021-04-12 2021-05-28 东南大学 一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法

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