CN110677045B - 一种有源钳位反激变换器的控制方法 - Google Patents

一种有源钳位反激变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有源钳位反激变换器的控制方法，在所述反激变压器中，主开关管控制反激变压器初级绕组电流大小，钳位开关管对反激变压器的初级侧的节点电压进行钳位，控制器通过检测反馈电压来产生用于控制主开关管和钳位开关管的控制信号；变换器工作在轻负载时，当主开关管关断后经过一段固定的死区时间立即开通钳位开关管，变换器通过钳位开关管给钳位电容充电来回收漏感能量，其中钳位开关管的导通时间小于漏感与主开关管和钳位开关管的输出结电容的谐振周期。本发明不需要在钳位电容上并联大电阻，提高了轻载效率。

Description

一种有源钳位反激变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及一种反激变换器，特别涉及一种有源钳位反激变换器的控制方法。
背景技术
反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率开关电源。在实际工作过程中，反激变换器由于漏感的存在，导致原边的能量不能全部传递到副边，留在原边的漏感能量与MOS管结电容之间谐振导致主开关管的漏极产生高频的电压尖峰。做产品时为了减小开关管的电压应力，通常的做法是添加适用的吸收电路，常见的吸收电路有RCD吸收电路、LCD吸收电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位开关管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存在钳位电容中，并回收此能量至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后通过反向励磁电流抽取主开关管漏端的结电容上的电荷，使得主开关管的漏极电压降低至零，从而实现主开关管的零电压开通(ZVS)，减小主开关管的开通损耗，进一步提高产品的功率密度。
如图1所示，100为典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，LK为漏感、 LM为励磁电感、C_CLAMP为钳位电容、S2为钳位开关管、S1为主开关管、 COSS为主开关管结电容、RCS为励磁电感电流采样电阻、NP为变压器原边绕组匝数、NS为变压器副边绕组匝数、DR为整流二极管、COUT为变换器输出电容、单元120为变换器的控制器(即是该变换器的主控制芯片)、单元130为隔离反馈电路。主控制芯片通过采样变换器输出电压和电流采样电阻RS上的压降实现双环路峰值电流模式控制，确定主开关管S1何时开通、何时关断。为了实现主开关管S1的ZVS开通，需要合理控制钳位开关管S2导通的时间。实际上，仅仅依靠漏感很难将开关节点的电压拉至地电位，而需要将励磁电感LM的感量适当减小，使得励磁电感也存在负向电流。在钳位开关管关闭之后，励磁电感和漏感仍然流过负向电流，从开关管结电容上抽取能量，使得开关节点电压拉至地电位。
如图1所示，是典型的有源钳位反激变换器的原理图，图2为典型的互补模式有源钳位反激关键信号波形，其中，S1为主开关管的栅极驱动波形，S2为钳位开关管的栅极驱动波形，VSW为主开关管漏端电压波形，ILM为励磁电感电流波形，ILK为漏感电流波形。假设，励磁电感的感量为LM，漏感的感量为LK，励磁电感电流正向的峰值为IPKP，负向的峰值为IPKN，主开关管漏端电压为VSW，开关节点寄生电容容值为COSS。为了可靠地实现主开关管ZVS开通，以上功率级参数需要满足：
Figure BDA0002208759100000021
其中LM和COSS是固定的，从该公式可以看出，要实现主开关管的ZVS，必须保证一定幅值的负向电感电流，并且随着输入电压增大所需要的负向电流也越大。当输出负载减小，正向电感电流的峰值开始减小，那么主开关管导通时间和钳位开关管导通时间也要相应地减小，才能保证负向励磁电流峰值为定值。所以，互补模式有源钳位反激变换器随着负载减小开关频率增大，开关管的开关损耗和驱动损耗在输出负载减小时没有降低。此外，轻负载时互补模式下钳位开关管通路仍然存在较大的循环能量，也会造成轻载效率降低。
专利US9991800B2给出了一种多模式控制的有源钳位反激控制器来提高轻载效率和降低空载功耗。该专利是轻载或者空载时工作在普通反激模式，钳位开关管不工作。但是在每个开关周期变换器都会通过钳位开关管的体二极管给钳位电容充电，由于钳位开关管不工作那么钳位电容上的能量不能释放出来。
专利US10243469B1给出了一种通过一种突发模式控制方式来实现轻载效率的提高，当检测到负载较轻时，也是工作在普通反激模式，只是改变突发脉冲群里驱动信号数目来减小等效频率，从而来达到轻载效率的提升。但是在每个开关周期变换器都会通过钳位开关管的体二极管给钳位电容充电，由于钳位开关管不工作那么钳位电容上的能量不能释放出来。以上专利都是通过在钳位电容上并联一个大电阻来消耗钳位开关管上的能量。
发明内容
鉴于现有技术的不足，本发明的目的是，提供一种有源钳位反激变换器的控制方法，以提高轻载效率。
为了实现上述发明目的，本发明提供一种有源钳位反激变换器的控制方法，在所述反激变压器中，主开关管控制反激变压器初级绕组电流大小，钳位开关管对反激变压器的初级侧的节点电压进行钳位，控制器通过检测反馈电压来产生用于控制主开关管和钳位开关管的控制信号；变换器工作在轻负载时，当主开关管关断后经过一段固定的死区时间立即开通钳位开关管，变换器通过钳位开关管给钳位电容充电来回收漏感能量，其中钳位开关管的导通时间小于漏感与主开关管的输出结电容和钳位开关管的输出结电容的谐振周期。
这样既避免了漏感与钳位电容谐振时的电流从钳位开关管的体二极管流过，同时钳位开关管的开通也会在钳位电容储能到一定程度时通过钳位开关管释放出来，从而不需要在钳位电容上并联大电阻，提高了轻载效率。
优选的，所述死区时间设定在100ns-200ns之间。
优选的，所述变换器钳位开关管的导通时间是固定的，可设定在100ns±10％，这样轻载时钳位电容上存储的能量小可以快速释放掉。
优选的，当所述变换器工作在轻载时，所述主开关管和钳位开关管的开关频率在20KHz-35KHz之间，这样既减小驱动损耗和开关损耗，也不会产生可听见噪声。
优选的，当所述变换器工作在空载时，变换器进入突发模式，主开关管和钳位开关管的等效开关频率小于600Hz，进一步降低两个开关管的驱动损耗和开关损耗。在空载时进入突发模式，降低主开关管的等效工作频率，限制原边励磁电流的峰值，避免音频噪声的产生，优化了空载功耗。
优选的，当所述变换器工作在空载时，变换器的初级侧峰值电流应小于 0.5A，减小峰值电流进一步降低空载损耗。此时开关频率处于人耳可听见范围，通过降低峰值电流来消除可听见噪声。
与现有技术相比，本发明提出的控制方法的效果在于：
1、轻空载时，传统方法通过在钳位电容上并联大电阻来消耗钳位电容上的能量，本方法通过导通钳位管一小段时间，有效的解决了轻空载时钳位电路的钳位电容能量不能回收问题；
2、传统的互补模式有源钳位反激，由于负向电流的存在，导致原边循环电流大，空载功耗大，本发明原边没有负向电流的存在，因此变换器原边无循环电流；
3、轻载效率高；
4、空载功耗低。
附图说明
图1为现有典型ACF电路原理框图；
图2为现有典型互补模式有源钳位反激变换器关键信号波形图；
图3为本发明轻载时关键波形图；
图4为本发明空载时关键波形图；
具体实施方式
在一种实施例中，有源钳位反激变换器用于将输入电压进行调节并输出期望的电压，有源钳位反激变换器包括控制反激变压器初级绕组电流大小的主开关管，和对反激变压器的初级侧的节点电压进行钳位的钳位开关管。控制器通过检测反馈(FB)电压来产生用于控制主开关管和钳位开关管的控制信号。
图1以示意图的形式给出了根据一些实施例的有源钳位反激电源100。其中 100包括有源钳位反激(ACF)变换器160和控制器120，用于将电压源170的输入电压调节后并输出期望的输出电压Vout。
ACF变换器160包括初级侧电路110、反激变压器140、和次级侧电路150。反激变压器140的初级绕组和次级绕组都具有同名端和异名端，以及与初次级绕组耦合的磁芯。
初级侧电路110包括钳位电容器111、漏磁电感器112、励磁电感器113、钳位开关管114、主开关管115、采样电阻器116。电容器111的第一端子与输入电源170输出端连接。电感器112的第一端子与输入电压源170输出端连接，电感器112的第二端子与反激变压器140的初级绕组的异名端相连接。电感器113的第一端子与反激变压器140的初级绕组异名端相连接，电感器113的第二端子与反激变压器140的初级绕组的同名端相连接。开关管114的漏极与电容器111第二端子相连接，开关管114的源极与反激变压器140初级绕组的同名端相连接。开关管115的漏极与反激变压器140初级绕组的同名端相连接、开关管115的源极与电阻器116的第一端子相连接。电阻器116的第二端子与地线相连接。其中开关管114和115均为N沟道金属氧化物半导体(MOS)晶体管。
次级电路150包括输出整流二极管151、输出电容器152。整流二极管151 的阳极与反激变压器次级绕组的同名端相连接，整流二极管151的阴极与输出电容器152的第一端子相连接。输出电容器152的第二端子与地线相连接。在某些实施例中整流二极管还可用N沟道金属氧化物半导体(MOS)晶体管替代。
控制器120包括与隔离反馈130的第二端口相连接的反馈信号输入端口FB，与开关管114的栅极相连接用于给其提供驱动信号的第二输出端口D2、与开关 115的栅极相连接用于给其提供驱动信号的第一输出端口D1。如图1所示，控制器120是集成电路实现的，多模式电源的其他元件都是分立元件。在其他实施例中，一些分立器件也能集成到集成电路中。
在实际工作中，控制器120通过D1和D2端口发出的GS_1和GS_2驱动信号来控制开关管115和114的开关动作，用于控制ACF变换器160调节输出电压至预设值。隔离反馈电路将反馈信号FB提供给控制器120，控制器120将FB 信号与原边峰值电流采样电压进行比较，当原边峰值电压采样值大于FB电压采样值时关闭主开关管时，关断开关管115，从而将输出电压调节至期望值。开关管115关断后经过一固定死区时间导通开关管114,开关管114的导通时间由控制器120设置为固定值。传统的互补模式来做有源钳位反激轻空载的控制策略，一是互补模式下随着负载减小开关频率会增大，使得开关损耗和驱动损耗增加；同时由于互补模式下负向电流的存在导致变换器的循环电流大，从而导致变换器轻载效率低。
图3以图示的方式给出了本发明提供的控制方法，当工作在轻载时变换器的关键波形，下面根据不同时刻对图3进行原理分析：
阶段一t0～t1：该阶段为死区时间，在t0时刻主开关管驱动信号S1由高电平切换到低电平，原边励磁电流给主开关管的输出结电容充电，漏感与钳位电容通过钳位开关管体二极管谐振电流给钳位电容充电，当主开关管结电容上的电压上升至Vin+nVout时，钳位开关管漏源两端的电压下降到零，t1时刻变压器开始向副边传递能量。由于死区时间受MOS管的关断延时影响，死区时间设定在 100ns-200ns之间，由控制器引脚控制。
阶段二t1～t2：在t1时刻，由于钳位开关管两端电压下降为零，钳位开关管实现零电压开通，漏感与钳位电容通过钳位开关管谐振，谐振电流给钳位电容继续充电，存储在漏感上的能量转移到钳位电容上存储起来，此时变压器依旧向副边传递能量。其中钳位开关管的导通时间是固定的，钳位开关管的导通时间小于漏感与主开关管和钳位开关管的输出结电容的谐振周期，此时钳位开关管的导通时间可设定在100ns(正负10％误差)。
阶段三t2～t3：在t2时刻，钳位开关管关闭，励磁电流未下降到零，继续向副边传递能量直到励磁电流为零。
阶段四t3～t4：在t3时刻，励磁电流为零，原边不再向副边传递能量，变压器绕组两端电压为零，此时变压器漏感和励磁电感一起与主开关管输出结电容发生谐振直到t4时刻主开关管开通，进入下一周期。
工作在轻载时，每个周期变换器都会给钳位电容充电，当钳位电容上的能量充到一定程度时，则会在某一个周期内通过钳位开关管把钳位电容上的能量释放出来并回收，这样就避免了在钳位电容上并联大电阻来消耗钳位电容上的能量了，从而提高轻载效率。工作在轻载时，主开关管和钳位开关管的开关频率在 20KHz-35KHz之间，这样既减小驱动损耗和开关损耗，也不会产生可听见噪声。
图4以图示的方式给出了工作在空载时变换器的关键波形，如图所示，当负载为空载时，变换器工作在Burst模式(突发模式)。而进入突发模式是根据检测FB电压来实现的，控制器通过设定两个阈值电压Burst_L和Burst_H来实现突发模式，两个阈值电压由控制器120根据现有突发模式驱动来设置。当FB电压小于突发模式低阈值Burst_L时，控制器则关闭主开关管和钳位开关管的脉冲信号，输入端不向输出端传递能量，输出端能量由输出电容提供；当FB电压大于突发模式高阈值Burst_H，控制器则开始给主开关管和钳位开关管脉冲信号，原边开始向副边传递能量。
在上述工作在空载时，主开关管和钳位开关管的等效开关频率小于600Hz，可以进一步降低两个开关管的驱动损耗和开关损耗。在空载时进入突发模式，降低主开关管的等效工作频率，限制原边励磁电流的峰值，避免音频噪声的产生，优化了空载功耗。另外，在上述工作在空载时，变换器的初级侧峰值电流应小于 0.5A，减小峰值电流可进一步降低空载损耗，此时开关频率处于人耳可听见范围，通过降低峰值电流来消除可听见噪声。
本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明的控制方法还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，以上均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (6)

1.一种有源钳位反激变换器的控制方法，在所述反激变换器中，主开关管控制反激变换器初级绕组电流大小，钳位开关管对反激变换器的初级侧的节点电压进行钳位，控制器通过检测反馈电压来产生用于控制主开关管和钳位开关管的控制信号；其特征在于：变换器工作在轻负载时，当主开关管关断后经过一段固定的死区时间立即开通钳位开关管，变换器通过钳位开关管给钳位电容充电来回收漏感能量，其中钳位开关管的导通时间小于漏感与主开关管和钳位开关管的输出结电容的谐振周期。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述死区时间设定在100ns-200ns之间。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述变换器钳位开关管的导通时间是固定的，设定在100ns±10％。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当所述变换器工作在轻载时，所述主开关管和钳位开关管的开关频率在20KHz-35KHz之间。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当所述变换器工作在空载时，变换器进入突发模式，主开关管和钳位开关管的等效开关频率小于600Hz。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当所述变换器工作在空载时，变换器的初级侧峰值电流应小于0.5A。
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