TW202010231A

TW202010231A - 半橋諧振直流對直流轉換器及其操作方法

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Publication number: TW202010231A
Application number: TW107128039A
Authority: TW
Inventors: 姚宇桐; 洪宗良
Original assignee: 亞源科技股份有限公司
Priority date: 2018-08-10
Filing date: 2018-08-10
Publication date: 2020-03-01

Abstract

一種半橋諧振直流對直流轉換器包含隔離變壓器、諧振電感、第一開關、第二開關以及諧振電容。諧振電感耦接直流輸入電源與初級側的第一端之間。第一開關具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接接地點。第二開關具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接第一開關的第一端，第一端耦接直流輸入電源與諧振電感。諧振電容耦接第一開關的第一端與初級側的第二端之間。

Description

半橋諧振直流對直流轉換器及其操作方法

本發明係有關一種電源轉換器及其操作方法，尤指一種半橋諧振直流對直流轉換器及其操作方法。

請參見圖1所示，其係為相關技術之主動式箝位返馳式電源轉換器的電路圖。主動式箝位返馳式電源轉換器接收直流輸入電源Vin，且轉換直流輸入電源Vin為直流輸出電源Vout。主動式箝位返馳式電源轉換器包含隔離變壓器Tr、諧振電感Lr、諧振電容Cr、主開關Qm以及輔助開關Qa。

主動式箝位返馳式電源轉換器具有變壓器Tr，其具有初級側與次級側，其中初級側的線圈與次級側的線圈的匝數比為n1:n2。此外，初級側具有激磁電感Lm。諧振電感Lr耦接直流輸入電源Vin與初級側的一端(例如打點端)之間。其中諧振電感Lr係利用變壓器Tr的漏電感所實現。

主開關Qm耦接初級側的另一端(例如非打點端)與接地點之間，其中主開關Qm係透過主控制信號Sm切換控制。諧振電容Cr串聯耦接輔助開關Qa，在直流輸入電源Vin與主開關Qm之間形成主動箝位支路，因此輔助開關Qa亦可稱為箝位開關，其中輔助開關Qa係透過輔助控制信號Sa切換控制。

當負載為輕載操作時，可透過輔助控制信號Sa關斷輔助開關Qa，並且透過主控制信號Sm導通主開關Qm，使主動式箝位返馳式電源轉換器操作於返馳式模式(flyback mode)。當負載為重載(或非輕載)操作時，可透過輔助控制信號Sa導通輔助開關Qa，並且透過主控制信號Sm關斷主開關Qm，使主動式箝位返馳式電源轉換器操作於主動式箝位返馳式模式(ACF mode)。

然圖1所示的相關技術之主動式箝位返馳式電源轉換器存在的問題或缺陷為主開關Qm所承受的電壓較大，因此必須選用較高耐壓(無法降規格)的開關元件，如此不僅增加開關元件成本，也因為主開關Qm與輔助開關Qa的導通電阻(RDS(on))較大，使得提高導通損失(conduction loss)，而降低效率。

假設直流輸入電源Vin為400伏特，直流輸出電源Vout為10伏特，以及匝數比(n1:n2)為10:1。當主控制信號Sm導通主開關Qm，且輔助控制信號Sa關斷輔助開關Qa時，主開關Qm所承受的電壓為零，輔助開關Qa所承受的電壓為直流輸入電源Vin的電壓值減去諧振電容Cr兩端的跨壓。

當主控制信號Sm關斷主開關Qm，且輔助控制信號Sa導通輔助開關Qa時，由於變壓器Tr的漏電感(即諧振電感Lr)的釋能對諧振電容Cr充電，因此輔助開關Qa所承受的電壓為零，主開關Qm所承受的電壓為直流輸入電源Vin的電壓值加上直流輸出電源Vout(即10伏特)經匝數比(即10:1)換算到初級側的線圈兩端跨壓為100伏特，再加上變壓器Tr的漏電感所造成的電壓突波(假設50伏特)，總共約為550伏特，是以主開關Qm則必須選用較高耐壓，例如600~650伏特的開關元件。

再者，由於在主動箝位支路導通時，諧振電容Cr扮演儲存變壓器Tr的漏電感(即諧振電感Lr)與激磁電感Lm所釋放能量的角色，因此必須選用較大容值的諧振電容Cr，惟導致電路體積的增加。

本發明之一目的在於提供一種半橋諧振直流對直流轉換器，解決因選用較高耐壓開關元件所造成增加成本與降低效率的問題。

為達成前揭目的，本發明所提出的半橋諧振直流對直流轉換器，用以轉換直流輸入電源為直流輸出電源。半橋諧振直流對直流轉換器包含隔離變壓器、諧振電感、第一開關、第二開關、諧振電容以及控制單元。隔離變壓器具有初級側與次級側。諧振電感耦接直流輸入電源與初級側的第一端之間。第一開關具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接接地點。第二開關具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接第一開關的第一端，第一端耦接直流輸入電源與諧振電感。諧振電容耦接第一開關的第一端與初級側的第二端之間。控制單元提供第一控制信號與第二控制信號，其中第一控制信號透過第一開關的控制端控制第一開關，第二控制信號透過第二開關的控制端控制第二開關。

於一實施例中，第一控制信號與第二控制信號之間具有第一空白時間，第二控制信號與第一控制信號之間具有第二空白時間；其中第一空白時間大於第二空白時間。

於一實施例中，第一空白時間係為第一控制信號由高準位轉態為低準位的時間點至第二控制信號由低準位轉態為高準位的時間點；第二空白時間係為第二控制信號由高準位轉態為低準位的時間點至第一控制信號由低準位轉態為高準位的時間點。

於一實施例中，當第二開關導通時，開始產生諧振操作。

於一實施例中，諧振操作的時間大於第二開關導通的時間，且小於或等於第二開關導通的時間與第二空白時間的加總。

於一實施例中，第二空白時間為第一開關零電壓切換的時間。

於一實施例中，半橋諧振直流對直流轉換器更包含輸出二極體與輸出電容。輸出二極體耦接次級側的第一端與非接地輸出端之間。輸出電容耦接非接地輸出端與接地輸出端之間，其中接地輸出端為次級側的第二端。

於一實施例中，半橋諧振直流對直流轉換器更包含輸出二極體與輸出電容。輸出二極體耦接次級側的第二端與接地輸出端之間。輸出電容耦接非接地輸出端與接地輸出端之間，其中非接地輸出端為次級側的第一端。

藉由所提出的半橋諧振直流對直流轉換器，能夠降低開關元件成本、降低導通損失與增加效率以及降低電路體積。

本發明之另一目的在於提供一種半橋諧振直流對直流轉換器的操作方法，解決因選用較高耐壓開關元件所造成增加成本與降低效率的問題。

為達成前揭目的，本發明所提出的半橋諧振直流對直流轉換器的操作方法，用以轉換直流輸入電源為直流輸出電源，所述半橋諧振直流對直流轉換器包含第一開關、第二開關以及控制單元，操作方法包含：控制單元提供第一控制信號控制第一開關以及提供第二控制信號控制第二開關；控制單元提供第一空白時間於第一控制信號與第二控制信號之間；及控制單元提供第二空白時間於第二控制信號與第一控制信號之間，其中第一空白時間大於第二空白時間。

於一實施例中，半橋諧振直流對直流轉換器更包含隔離變壓器、諧振電感、諧振電容。隔離變壓器具有初級側與次級側。諧振電感耦接直流輸入電源與初級側的第一端之間。第一開關具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接接地點。第二開關具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接第一開關的第一端，第一端耦接直流輸入電源與諧振電感。諧振電容耦接第一開關的第一端與初級側的第二端之間。控制單元提供第一控制信號透過第一開關的控制端控制第一開關，提供第二控制信號透過第二開關的控制端控制第二開關。

於一實施例中，當第二開關導通時，開始產生諧振操作。

藉由所提出的半橋諧振直流對直流轉換器的操作方法，能夠降低開關元件成本、降低導通損失與增加效率以及降低電路體積。

為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。

茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下。

請參見圖3A所示，其係為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之第一實施例的電路圖。半橋諧振直流對直流轉換器10接收直流輸入電源Vin，且轉換直流輸入電源Vin為直流輸出電源Vout。半橋諧振直流對直流轉換器10包含隔離變壓器Tr、輸入側的諧振電感Lr、諧振電容Cr、第一開關Q1、第二開關Q2、輸出側的輸出二極體Do、輸出電容Co以及控制單元20。

隔離變壓器Tr具有初級側與次級側，其中初級側的線圈與次級側的線圈的匝數比為n1:n2。此外，初級側具有激磁電感Lm。諧振電感Lr耦接直流輸入電源Vin與初級側的第一端(例如打點端，然不以此為限制)之間。其中諧振電感Lr係利用變壓器Tr的漏電感所實現。

第一開關Q1具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接接地點。在本實施例中，第一開關Q1係為金屬氧化物半導體場效電晶體(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET)，然不以此為限制。因此，控制端為閘極(gate)、第一端為汲極(drain)以及第二端為源極(source)。

第二開關Q2具有第一端、第二端以及控制端，其中第二端耦接第一開關Q1的第一端，第一端耦接直流輸入電源Vin與諧振電感Lr。在本實施例中，第二開關Q2係為金屬氧化物半導體場效電晶體，然不以此為限制，因此，控制端為閘極、第一端為汲極以及第二端為源極。諧振電容Cr耦接第一開關Q1的第一端與初級側的第二端(例如非打點端)之間。

在第一實施例中，輸出二極體Do耦接次級側的第一端(例如非打點端，然不以此為限制)與非接地輸出端之間，即輸出二極體Do的陽極端耦接次級側的第一端，陰極端耦接非接地輸出端，以提供次級側所輸出之電壓的整流之用。輸出電容Co耦接非接地輸出端與接地輸出端之間，以提供直流輸出電源Vout的穩壓之用，其中接地輸出端為次級側的第二端(例如打點端)。附帶一提，非接地輸出端與接地輸出端係為提供半橋諧振直流對直流轉換器的直流輸出電源Vout的兩輸出端。

控制單元20提供第一控制信號S1與第二控制信號S2。第一控制信號S1透過第一開關Q1的控制端(即閘極)控制第一開關Q1，第二控制信號S2透過第二開關Q2的控制端(即閘極)控制第二開關Q2。

請參見圖3B所示，其係為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之第二實施例的電路圖。圖3B所示的第二實施例與圖3A所示的第一實施例最主要的差異在於輸出側的輸出二極體Do與輸出電容Co的連接位置。在第二實施例中，輸出二極體Do耦接次級側的第二端(例如打點端，然不以此為限制)與接地輸出端之間，即輸出二極體Do的陰極端耦接次級側的第二端，陽極端耦接接地輸出端，以提供次級側所輸出之電壓的整流之用。輸出電容Co耦接非接地輸出端與接地輸出端之間，以提供直流輸出電源Vout的穩壓之用，其中非接地輸出端為次級側的第一端(例如非打點端)。至於其他電路架構皆與圖3A相同，可參見圖3A相應說明，不加以贅述。

請參見圖4所示，其係為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之控制信號的時序圖。以下將針對第一控制信號S1與第二控制信號S2的控制時序加以說明。如圖4所示，第一控制信號S1控制第一開關Q1的導通期間(turned-on period)為時間點t3~時間點t4的區間，而截止期間(turned-off period)為時間點t4~時間點t7的區間。第二控制信號S2控制第二開關Q2的導通期間為時間點t1~時間點t2的區間或時間點t5~時間點t6的區間，而截止期間為時間點t2~時間點t5的區間。其中，第一控制信號S1與第二控制信號S2之間具有第一空白時間(dead time)dt1，其為第一控制信號S1由高準位轉態為低準位的時間點(對應時間點t4)至第二控制信號S2由低準位轉態為高準位的時間點(對應時間點t5)。同樣地，第二控制信號S2與第一控制信號S1之間具有第二空白時間dt2，其為第二控制信號S2由高準位轉態為低準位的時間點(對應時間點t6)至第一控制信號S1由低準位轉態為高準位的時間點(對應時間點t7)。其中上述空白時間亦可稱為死區時間、盲區時間…等，為本領域技術人員所公知。

配合圖3A或圖3B所示的電路架構，第一空白時間dt1係設計為大於第二空白時間dt2。較佳地，第一空白時間dt1可設計為第二空白時間dt2的10倍以上，或至少5倍以上。因此，相較於圖1與圖2所示的相關技術，本發明所提出的第一控制信號S1與第二控制信號S2不限制為有準位互補的特性，且不限制為第一空白時間dt1與第二空白時間dt2相等的特性。

為方便說明本發明半橋諧振直流對直流轉換器的開關元件具有承受低電壓的優勢，以下將以電壓數值為例說明。假設直流輸入電源Vin為400伏特。復參見圖3A或圖3B，當第二控制信號S2控制第二開關Q2導通，且第一控制信號S1控制第一開關Q1關斷時，第二開關Q2所承受的電壓為零，且第一開關Q1所承受的電壓恰為直流輸入電源Vin的電壓值(即400伏特)。至於變壓器Tr的漏電感所造成電壓突波的能量可完全透過諧振電容Cr吸收。

當第二控制信號S2控制第二開關Q2關斷，且第一控制信號S1控制第一開關Q1導通時，第一開關Q1所承受的電壓為零，且第二開關Q2所承受的電壓恰為直流輸入電源Vin的電壓值(即400伏特)。

相較於相關技術之主動式箝位返馳式電源轉換器(如圖1所示)，第一開關Q1所承受的電壓為直流輸入電源Vin的電壓值(當第一開關Q1關斷、第二開關Q2導通時)以及第二開關Q2所承受的電壓為輸入電源Vin的電壓值(當第二開關Q2關斷、第一開關Q1導通時)，皆小於相關技術的主開關Qm所承受的電壓，因此本發明半橋諧振直流對直流轉換器的開關元件具有承受低電壓的優勢，是以，可選用較低耐壓(降規格)的第一開關Q1與第二開關Q2，例如450~500伏特耐壓，不僅可降低開關元件成本，也由於第一開關Q1與第二開關Q2的導通電阻(RDS(on))較小，使得導通損失(conduction loss)降低，而增加效率。

請參見圖5所示，其係為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之諧振零電壓切換的波形示意圖。在時間點t5時，第二控制信號S2控制第二開關Q2導通，而第一開關Q1為關斷狀態。此時，流經第一開關Q1汲源極電流i1為零，而流經第二開關Q2汲源極電流i2則逐漸增大，並且半橋諧振直流對直流轉換器開始進入諧振操作。

在時間點t6時，第二開關Q2關斷，並且第一開關Q1仍為關斷狀態，即進入第二空白時間dt2。此時，流經第二開關Q2汲源極電流i2降為零，並且原本為零的第一開關Q1汲源極電流i1則由於第一開關Q1的寄生二極體D1順偏導通流經順向電流而瞬間成為負值電流，即順向電流與第一開關Q1汲源極電流i1流向相反，其中寄生二極體D1具備續流的功能，因此其亦稱為續流二極體或飛輪二極體(freewheeling diode)。再者，由於寄生二極體D1順偏導通，因此第一開關Q1汲源極電壓v1為零。藉此，在第二空白時間dt2，由於第一開關Q1汲源極電壓v1為零，因此第一控制信號S1於時間點t7時控制第一開關Q1導通，以完成零電壓切換，藉此降低開關的切換損失(switching loss)。此外，藉由第二開關Q2的導通時間，配合第二空白時間dt2，使得在第一開關Q1汲源極電流i1(即諧振電流)由負值增加為零之前(如圖5所示介於時間點t6與時間點t7之間，能夠使第一開關Q1的寄生電容C1放電完全。

請參見圖6所示，其係為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之操作方法的流程圖。半橋諧振直流對直流轉換器10的操作方法用以轉換直流輸入電源Vin為直流輸出電源Vout。其中半橋諧振直流對直流轉換器10的電路架構可參見前揭說明，在此不再贅述。操作方法包含的步驟為。控制單元20提供第一控制信號S1控制第一開關Q1以及提供第二控制信號S2控制第二開關Q2(S10)。然後，控制單元20提供第一空白時間dt1於第一控制信號S1與第二控制信號之間S2(S20)。其中第一空白時間dt1係為第一控制信號S1由高準位轉態為低準位的時間點至第二控制信號S2由低準位轉態為高準位的時間點。

再者，控制單元20提供第二空白時間dt2於第二控制信號S2與第一控制信號S1之間(S30)。其中第二空白時間dt2係為第二控制信號S2由高準位轉態為低準位的時間點至第一控制信號S1由低準位轉態為高準位的時間點。其中第一空白時間dt1大於第二空白時間dt2。較佳地，第一空白時間dt1可設計為第二空白時間dt2的10倍以上，或至少5倍以上。

藉此，透過第一控制信號S1與第二控制信號S2的控制策略對圖3A或圖3B所示的半橋諧振直流對直流轉換器進行控制，以實現諧振操作與開關元件的零電壓切換。

綜上所述，本發明具有以下之特徵與優點：

1、可選用較低耐壓(降規格)的開關元件，不僅可降低開關元件成本，也可使得導通損失降低，增加效率。

2、可選用較小容值的諧振電容，以降低電路體積。

3、透過開關元件的零電壓切換，以降低開關元件的切換損失，增加效率。

以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包含於本發明之範疇中，任何熟悉項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。

10‧‧‧半橋諧振直流對直流轉換器

20‧‧‧控制單元

Vin‧‧‧直流輸入電源

Vout‧‧‧直流輸出電源

Tr‧‧‧隔離變壓器

Lm‧‧‧激磁電感

Lr‧‧‧諧振電感

Cr‧‧‧諧振電容

Q1‧‧‧第一開關

Q2‧‧‧第二開關

Do‧‧‧輸出二極體

Co‧‧‧輸出電容

S1‧‧‧第一控制信號

S2‧‧‧第二控制信號

Qm‧‧‧主開關

Qa‧‧‧輔助開關

Sm‧‧‧主控制信號

Sa‧‧‧輔助控制信號

t1~t7‧‧‧時間點

dt1‧‧‧第一空白時間

dt2‧‧‧第二空白時間

D1‧‧‧寄生二極體

C1‧‧‧寄生電容

i1‧‧‧第一開關汲源極電流

i2‧‧‧第二開關汲源極電流

v1‧‧‧第一開關汲源極電壓

圖1：為相關技術之主動式箝位返馳式電源轉換器的電路圖。

圖2：為圖1主動式箝位返馳式電源轉換器之控制信號的時序圖。

圖3A：為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之第一實施例的電路圖。

圖3B：為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之第二實施例的電路圖。

圖4：為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之控制信號的時序圖。

圖5：為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之諧振零電壓切換的波形示意圖。

圖6：為本發明半橋諧振直流對直流轉換器之操作方法的流程圖。