ITUB20150319A1 - Convertitore di corrente con controllo della corrente sul lato dell'avvolgimento primario e compensazione del ritardo di propagazione - Google Patents

Convertitore di corrente con controllo della corrente sul lato dell'avvolgimento primario e compensazione del ritardo di propagazione Download PDF

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Description

DESCRIZIONE
del brevetto per invenzione industriale dal titolo:
?CONVERTITORE DI CORRENTE CON CONTROLLO DELLA CORRENTE SUL LATO DELL'AVVOLGIMENTO PRIMARIO E COMPENSAZIONE DEL RITARDO DI PROPAGAZIONE?
La presente invenzione ? relativa ad un convertitore di corrente con controllo della corrente sul lato dell'avvolgimento primario e compensazione del ritardo di propagazione. In particolare, la presente descrizione si riferisce ad un convertitore usabile in un alimentatore destinato al mercato degli apparecchi di illuminazione a stato solido SSL "Solid state Lighting"), e pi? in particolare agli apparecchi comprendenti lampadine costituite da schiere di diodi luminosi LED.
Gli alimentatori di pilotaggio offline di apparecchi di illuminazione utilizzanti lampadine LED comprendono un circuito di controllo ed un trasformatore avente lo scopo di mantenere un isolamento di sicurezza fra il circuito di controllo e il carico (LED). In questi circuiti, ? spesso desiderabile regolare la corrente continua di uscita utilizzata per il pilotaggio dei LED senza fare uso di circuiti di retroazione che utilizzano segnali prelevati sul lato dell'avvolgimento secondario. In questo modo, sul lato del secondario del trasformatore, non sono pi? necessari elementi di rilevamento della corrente, generatori di tensione di riferimento o amplificatori d'errore, nonch? eventuali accoppiatori ottici aventi la funzione di trasferire il segnale di errore al circuito di controllo disposto sul lato del primario. Spesso inoltre ? desiderato un elevato fattore di potenza (Hi-PF, maggiore di 0.9) in modo da soddisfare i limiti di emissione di armoniche di corrente (secondo gli standard IEC 61000-3-2 in Europa e JEITA-MITI in Giappone).
Al fine di ottenere le summenzionate caratteristiche, sono noti convertitori switching di tipo flyback Hi-PF realizzati ad esempio secondo lo schema circuitale di figura 1 (si veda anche C. Adragna "Primary-Controlled High-PF Flyback Converters Delivery Constant Dc Output Current" Europe Power Electronics Conference, Sept 2011, a cui si rimanda per maggiori dettagli).
La figura 1 mostra un alimentatore 1 includente un rettificatore a ponte 2 ed un convertitore flyback 3.
Il rettificatore a ponte 2 ha due terminali di ingresso 10a, 10b, atti a ricevere una tensione di alimentazione Vac alternata, avente frequenza fL, e due terminali di uscita fornenti una tensione di ingresso Vin(?), in cui ? ? la fase della tensione di alimentazione Vac. I terminali di uscita del rettificatore a ponte 2 sono collegati rispettivamente ad una prima linea a potenziale di riferimento (prima massa 12) e a un nodo di ingresso 13.
Il convertitore flyback 3 comprende un condensatore di filtraggio Cin, collegato fra il nodo di ingresso 13 e la prima massa 12 e operante come filtro di spianatura ("smoothing") ad alta frequenza; un trasformatore 4 includente un avvolgimento primario Lp, un avvolgimento secondario Ls e un avvolgimento ausiliario Laux; un modulo di controllo 15; un partitore resistivo 16 includente un primo ed un secondo resistore partitivo Ra, Rb; un interruttore di potenza M, formato da un transistore di potenza, ad esempio un MOSFET; un resistore di rilevamento ausiliario 21, avente resistenza Raux; un resistore di rilevamento primario 19 avente resistenza Rs e un circuito limitatore (?clamping circuit?) 20.
In dettaglio, l'avvolgimento primario Lp del trasformatore 4 ha un primo terminale 4a collegato al nodo di ingresso 13 e un secondo terminale 4b; l'avvolgimento secondario Ls ha un primo terminale 4c ed un secondo terminale 4d collegato ad una seconda linea a potenziale di riferimento (seconda massa 17). L'avvolgimento ausiliario Laux ha un primo terminale 4e collegato alla prima massa 12 ed un secondo terminale 4f. Gli avvolgimenti primario Lp, secondario Ls e ausiliario Laux sono accoppiati reciprocamente come mostrato in figura 1, con i terminali 4b, 4c e 4f positivi.
Il primo resistore partitivo Ra ? collegato fra nodo di ingresso 13 e un nodo intermedio 14; il secondo resistore Rb ha un primo terminale collegato al nodo intermedio 14 e un secondo terminale collegato alla prima massa 12. Il nodo intermedio 14 ? accoppiato ad un primo terminale di ingresso MULT del modulo di controllo 15 e fornisce un primo segnale in tensione A(?) proporzionale alla tensione di ingresso Vin(?) attraverso il rapporto di partizione introdotto dal partitore resistivo 16, secondo la (1):
Il resistore di rilevamento ausiliario 21 ? collegato fra il secondo terminale 4f dell?avvolgimento ausiliario Laux e un secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15. Il resistore di rilevamento primario 19 ? collegato fra il terminale di sorgente dell'interruttore di potenza M e la prima massa 12; inoltre, il terminale di sorgente dell'interruttore di potenza M ? collegato a un terzo terminale di ingresso CS del modulo di controllo 15 a cui fornisce una tensione di rilevamento Vcs(t,?), direttamente proporzionale alla corrente presente nell?avvolgimento primario Lp quando il transistore di potenza M ? in conduzione, cio? durante la magnetizzazione dello stesso avvolgimento primario Lp. In pratica, il resistore di rilevamento primario 19 rileva la corrente Ip(t,?) che scorre nell?avvolgimento primario Lp quando l'interruttore di potenza M ? acceso.
Il transistore M ha inoltre terminale di pozzo collegato al secondo terminale 4b dell?avvolgimento primario Lp e terminale di porta collegato a un terminale di uscita GD del modulo di controllo 15.
Il circuito limitatore 20 ? interposto tra il primo ed il secondo terminale 4a, 4b dell?avvolgimento primario Lp, in modo da limitare i picchi (?spike?) della tensione presente sul terminale di pozzo dell'interruttore M, causati ad esempio da induttanze parassite.
Sul lato dell'avvolgimento secondario Ls, il convertitore flyback 3 comprende un diodo di uscita D ed un condensatore di uscita Cout. Il condensatore di uscita Cout ? ad esempio di tipo elettrolitico, ha armature positiva e negativa accoppiati ad un primo e ad un secondo terminale di uscita 22, 23, a loro volta accoppiati con un carico 18. Il secondo terminale di uscita 23 ? accoppiata alla seconda massa 17. Il diodo di uscita D ha anodo collegato al primo terminale 4c dell?avvolgimento secondario Ls e catodo collegato al primo terminale di carico 22. La tensione ai capi del condensatore di uscita Cout costituisce quindi una tensione di uscita Vout fornita al carico 18, qui una serie di diodi, ad esempio diodi LED.
Il modulo di controllo 15 comprende uno stadio generatore di corrente di riferimento 24 ed uno stadio comparatore 25.
In particolare, lo stadio generatore di corrente di riferimento 24 (descritto in dettaglio nella domanda di brevetto US 2013/0088897) ha un primo ingresso collegato al primo terminale di ingresso MULT del modulo di controllo 15; un secondo ingresso collegato ad un quarto terminale CT del modulo di controllo 15 ed un'uscita 27 generante una tensione di riferimento VcsREF(?) variabile con la fase ? della tensione di alimentazione Vac, come spiegato in dettaglio in seguito.
Lo stadio comparatore 25 comprende un comparatore 26, un flip-flop di aggancio 28 di tipo set-reset, un circuito di pilotaggio (?driver?) 30, un circuito di avviamento 32, una porta logica 34 di tipo OR ed un rilevatore di attraversamento di zero ZCD 36.
Il comparatore 26 ha un ingresso invertente collegato all'uscita 27 dello stadio generatore di corrente di riferimento 24 e un ingresso non invertente collegato al terzo terminale di ingresso CS del modulo di controllo 15. L?uscita del comparatore 26 ? collegata all?ingresso di reset R del flip-flop 28, la cui uscita Q ? collegata all?ingresso del circuito di pilotaggio 30, accoppiata al terminale di uscita GD del modulo di controllo 15. L?uscita Q del flip-flop 28 ? inoltre collegata all?ingresso di set dello stesso flip-flop 28 attraverso il circuito di avviamento 32. In dettaglio, l?ingresso del circuito di avviamento 32 ? collegato all?uscita Q del flip-flop 28, e l?uscita del circuito di avviamento 32 ? collegata ad un primo ingresso della prima porta logica 34; la prima porta logica 34 ha un secondo ingresso collegato ad una prima uscita del circuito ZCD 36 e un?uscita accoppiata all?ingresso di set del flip-flop 28. Il circuito ZCD 36 ha un ingresso collegato al secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15.
Lo stadio generatore di corrente di riferimento 24 comprende un generatore di corrente 40 controllato in tensione avente un terminale di controllo collegato al nodo intermedio 14; un divisore di tensione 41, collegato fra il nodo intermedio 14 e il quarto terminale CT del modulo di controllo 15; un primo ed un secondo interruttore 42, 43; ed un quarto resistore RT.
Il generatore di corrente 40 ha un terminale di uscita 44 a cui fornisce una corrente ICH(?) proporzionale alla tensione di ingresso Vin(?); il primo interruttore 42 ? collegato fra il terminale di uscita 44 del generatore di corrente 40 e la prima massa 12; il secondo interruttore 43 ? collegato fra il terminale di uscita 44 del generatore di corrente 40 e il quarto terminale CT del modulo di controllo 15. Il quarto resistore RT ? accoppiato fra il quarto terminale CT del modulo di controllo 15 e la prima massa 12 e genera un secondo segnale in tensione B(?).
Gli interruttori 42, 43 sono comandati da segnali di fase FWN e FW, di tipo logico, fra loro uguali e in opposizione di fase, generati dal circuito ZCD 36. Il quarto terminale CT del modulo di controllo 15 ? collegato infine ad un condensatore esterno CT di elevato valore, scelto in modo che, almeno in prima approssimazione, la componente in alternata (ad una frequenza pari al doppio della frequenza della tensione di alimentazione Vac) del secondo segnale in tensione B(?) sia trascurabile rispetto alla componente continua B0. Tale condizione ? generalmente soddisfatta anche per il fatto che nei convertitori flyback Hi-PF, l'anello di controllo ha una larghezza di banda molto minore della frequenza della tensione di alimentazione Vac.
Il funzionamento dell'alimentatore 1 di figura 1 ? qui descritto di seguito, facendo riferimento alle figure 2 e 3, ed ? descritto in dettaglio in nell'articolo di C.
Adragna sopra citato.
Si noti che, nel convertitore flyback 3, quando operante in condizione di elevato fattore di potenza, il condensatore di filtraggio Cin non opera come serbatoio di energia, di modo che la tensione di ingresso Vin ? una sinusoide rettificata (Vin(?) = Vin,pk |sin ?| con ??(0,pi)).
In queste condizioni, la tensione A(?) ? proporzionale alla tensione di ingresso Vin(?) secondo la (1). Inoltre, dato che, come indicato sopra, il secondo segnale in tensione B(?) pu? essere approssimato con il rispettivo valore in continua B0, la tensione di riferimento VcsREF(?) sull'uscita del divisore di tensione 41 ? pari a:
in cui KD ? una costante di proporzionalit?, pari al guadagno del divisore di tensione 41. La tensione di riferimento VcsREF(?) ? quindi una tensione sinusoidale rettificata, il cui valore dipende dal valore efficace della tensione di alimentazione Vac sulla base della (1).
La tensione di riferimento VcsREF(?) viene confrontata dal comparatore 26 con la tensione di rilevamento Vcs(t,?), proporzionale alla corrente Ip(t,?) nell?avvolgimento primario Lp e nel interruttore M, quando questo ? acceso.
Assumendo che l'interruttore M sia inizialmente chiuso, la corrente Ip(t,?) attraverso l?avvolgimento primario Lp ? inizialmente crescente, cos? come la tensione di rilevamento Vcs(t,?). Quando quest'ultima raggiunge la tensione di riferimento VcsREF(?), il comparatore 26 commuta e resetta l?uscita del flip-flop 28; l'interruttore di potenza M viene quindi spento. In questo modo, il primo segnale in tensione A(?), che come si ? detto ha la forma di una sinusoide rettificata, determina il valore di picco della corrente Ip(t,?) nell?avvolgimento primario Lp, la quale viene quindi inviluppata da una sinusoide rettificata.
Quando l'interruttore M si spegne, l?energia immagazzinata nell?avvolgimento primario Lp viene trasferita per accoppiamento magnetico all?avvolgimento secondario Ls e quindi al condensatore di uscita Cout e al carico 18 fino a che l?avvolgimento secondario Ls non si smagnetizza completamente.
Dopo che l'interruttore M si ? aperto e fintanto che nell?avvolgimento secondario Ls scorre corrente, la tensione del terminale di pozzo dell'interruttore M ? pari a dove VR indica la cosiddetta tensione riflessa, pari a n*Vout, con n pari al rapporto tra il numero delle spire dell?avvolgimento primario Lp ed il numero delle spire dell?avvolgimento secondario Ls del trasformatore 4.
Successivamente alla smagnetizzazione dell?avvolgimento secondario Ls, il diodo D si apre ed il terminale di pozzo dell'interruttore M diventa flottante e tende ad assumere una tensione pari al valore in quell'istante della tensione di ingresso Vin(?), attraverso oscillazioni smorzate causate da una capacit? parassita che risuona con l?avvolgimento primario Lp. Tuttavia, la rapida caduta di tensione sul terminale di pozzo dell'interruttore M in seguito alla smagnetizzazione del trasformatore 4 viene accoppiata al secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15 e quindi al circuito ZCD 36 attraverso l?avvolgimento ausiliario Laux ed il terzo resistore Raux, come descritto pi? in dettaglio in seguito.
Il circuito ZCD 36 genera un impulso S sulla sua uscita collegata al comparatore 26 ogni qual volta rileva che un fronte di discesa della tensione presente sul secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15 scende al di sotto di una soglia (VZCDt in figura 2); tale impulso forza il settaggio del flip-flop 28 la cui uscita commuta, accendendo l'interruttore di potenza M e provocando l?inizio di un nuovo ciclo di commutazione.
Il circuito di avviamento 32 consente, attraverso la porta logica 34, di avviare il primo ciclo di commutazione dopo l?accensione del convertitore flyback 3, cio? quando non ? ancora presente alcun segnale sul secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15, ed inoltre impedisce al convertitore flyback 3 di restare bloccato se per qualche motivo il segnale sul secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15 viene perso.
Il circuito ZCD 36 genera anche i segnali di fase FW e FWN forniti agli interruttori 42, 43 (come mostrato in figura 2 per il segnale FW). In dettaglio, il segnale di fase FW ? alto durante la fase di smagnetizzazione del trasformatore ed ? utilizzato per generare il corretto valore del secondo segnale in tensione B(?) in modo da regolare il valore desiderato della corrente continua di uscita, come dimostrato nel citato articolo di C. Adragna.
Nel circuito di figura 1, durante il periodo in cui l'interruttore M ? acceso, il secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15 ? collegato (da un controllore non mostrato) alla prima massa 12; quindi la tensione ai capi del resistore di rilevamento ausiliario 21 ? pari alla tensione ausiliaria Vaux presente sull'avvolgimento ausiliario Laux. In questo periodo, la caduta di tensione sul resistore di rilevamento primario 19 e sull'interruttore M ? trascurabile e la tensione di ingresso Vin ? sostanzialmente applicata tutta sull'avvolgimento primario Lp, fra i terminali 4a e 4b; quindi la tensione ausiliaria Vaux e la corrente nel resistore di rilevamento ausiliario 21 sono proporzionali alla tensione di ingresso Vin.
Quando l'interruttore M si spegne, il secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15 viene disaccoppiato dalla prima massa 12 e la tensione VZCD sul secondo terminale di ingresso ZCD segue l'andamento della tensione di uscita Vout secondo un coefficiente di proporzionalit? legato al rapporto fra spire tra l'avvolgimento secondario Ls e quello ausiliario Laux. Dopo la smagnetizzazione dell?avvolgimento secondario Ls, in particolare, la tensione sul secondo terminale di ingresso ZCD tende a calare rapidamente, cos? come la corrente nel resistore di rilevamento ausiliario 21, come mostrato in dettaglio in figura 2.
Esempi dei segnali generati nel convertitore flyback 3 sono mostrati in figura 2, nella quale alcune grandezze che seguono l'andamento della tensione di ingresso Vin hanno tratti rettilinei, dato che la frequenza di commutazione fs (dell'ordine dei KHz) ? molto maggiore della frequenza fL della tensione di ingresso Vin (generalmente, 50-60 Hz).
In particolare, la figura 2 mostra le seguenti grandezze:
- la tensione VDS tra i terminali di pozzo e di sorgente dell'interruttore M;
- la tensione Vin,pksin?, in cui Vin,pk indica il valore di picco della tensione d?ingresso Vin;
- la tensione Vaux presente sull?avvolgimento ausiliario Laux;
- la tensione VZCD presente sul secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15;
- la soglia VZCDt della tensione VZCD in cui il circuito ZCD 36 genera un impulso fornito alla porta logica 34;
- gli impulsi di set S e reset R forniti al flip-flop 28;
- la tensione VGD fornita sul terminale di uscita GD del modulo di controllo 15, che comanda l?accensione e lo spegnimento dell'interruttore M;
- la tensione di rilevamento Vcs(t,?);
- la corrente Is(t,?) nell?avvolgimento secondario Ls; e
- il segnale di fase FW di ?freewheel?, corrispondente al periodo in cui si verifica la smagnetizzazione del trasformatore 4.
Inoltre, la figura 2 evidenza i seguenti periodi:
- il periodo TON, in cui l'interruttore M ? acceso, che rappresenta quindi il periodo in cui il nucleo del trasformatore 4 viene magnetizzato;
- il periodo TFW, in cui avviene la smagnetizzazione del nucleo del trasformatore 4; e
- il periodo TR, cio? il periodo che intercorre tra la completa smagnetizzazione del nucleo del trasformatore 4 e la successiva accensione dell'interruttore M, cio? l?inizio della nuova magnetizzazione del nucleo del trasformatore 4.
Il periodo di commutazione T ? quindi dato da T(?)=TFW(?)+TR+TON.
Gli andamenti risultanti delle correnti Ip(t,?), Is(t,?), nonch? i corrispondenti inviluppi dei relativi picchi Ipkp(?), Ipks(?) e la media ciclo per ciclo Iin(?) della corrente nell?avvolgimento primario Lp sono mostrati in figura 3.
Ai fini pratici, il convertitore flyback 3 ? del tipo quasi-risonante. Infatti, l?accensione del transistore M ? sincronizzata con l?istante di completa smagnetizzazione del trasformatore 4 (cio? con l?istante in cui la corrente nell?avvolgimento secondario Ls diventa nulla), sia pur con un ritardo. Lo spegnimento del transistore M viene invece teoricamente determinato rilevando il momento in cui la corrente Ip nell?avvolgimento primario Lp raggiunge la soglia prevista (VcsREF(?)/Rs). Inoltre, il convertitore flyback 3 ? del tipo con controllo in modalit? corrente (?current-mode control?), ed in particolare con controllo in modalit? di corrente di picco. Ancora, dal momento che l?inviluppo di picco della corrente che scorre nel resistore di rilevamento Rs, e quindi nell?avvolgimento primario Lp, ? sinusoidale, si ottiene un fattore di potenza superiore a 0.9.
Come dimostrato nell'articolo di C. Adragna sopra citato, la corrente di uscita regolata continua Iout che scorre nel carico 18 ? data da:
in cui n ? il rapporto di spire fra l'avvolgimento primario Lp e l'avvolgimento secondario Ls del trasformatore 4, KD ? il guadagno del divisore 41 (si veda la (2)) e GM ? la trasconduttanza del generatore di corrente 40. Di conseguenza, con lo schema di controllo considerato che utilizza solo grandezze disponibili sul lato dell'avvolgimento primario Lp del trasformatore 4, la corrente di uscita media Iout dipende idealmente solo da parametri esterni, selezionabili dall'utente, quali n, Rs, o da parametri fissi quali GM, RT e KD e non dipende dalla tensione di uscita Vout, n? dalla tensione di ingresso Vin o dalla frequenza di commutazione fs = 1/T(?).
Nel circuito di figura 1, tuttavia, a causa di ritardi di propagazione, il transistore M non si spegne immediatamente quando la tensione di rilevamento Vcs(t,?) raggiunge la tensione di riferimento VcsREF(?), ovvero quando la corrente Ip(t,?) nell'avvolgimento primario Lp raggiunge la soglia prevista VcsREF(?)/Rs, ma rimane acceso per un ulteriore tempo, indicato come ritardo di propagazione totale TD, come mostrato in figura 4. In particolare, il ritardo di propagazione totale TD ? dato dalla somma del ritardo di commutazione del comparatore 26, del ritardo di propagazione del circuito di pilotaggio 30 e del ritardo proprio di spegnimento dell'interruttore di potenza M. Ne consegue che la corrente di picco nell'avvolgimento primario Lp ? maggiore, rispetto al valore ideale, di una quantit? pari a:
e quindi la corrente di uscita regolata continua Iout cresce con il valore efficace della tensione di ingresso Vin.
Per compensare l'incremento della corrente di picco legato alla tensione di ingresso Vin, in alimentatori disponibili in commercio, alla tensione di rilevamento Vcs(t,?) viene aggiunta una tensione di offset positiva proporzionale alla tensione di ingresso Vin, come mostrato in figura 5.
La figura 5 mostra un alimentatore flyback 50 simile all'alimentatore 1 di figura 1. Di conseguenza, gli elementi dell'alimentatore flyback 50 in comune con lo schema di figura 1 sono stati dotati degli stessi numeri di riferimento e non ne verr? ripetuta la descrizione.
L'alimentatore flyback 50 comprende un resistore di feed-forward 51, avente resistenza RFF e collegato fra il terminale di sorgente dell'interruttore M e il terzo terminale di ingresso CS del modulo di controllo 15; e un generatore di corrente di feed-forward 52, generante la corrente di feed-forward IFF e comandato da una corrente di comando IZCD, generata dal circuito ZCD 36 e proporzionale alla corrente ausiliaria Iaux fluente nel resistore di rilevamento ausiliario 21 durante il periodo di tempo in cui l'interruttore M ? acceso. Ad esempio, la corrente di comando IZCD ? uguale alla corrente ausiliaria Iaux e viene generata tramite uno circuito a specchio di corrente.
In questa ipotesi, dato che, come indicato, durante il periodo di accensione TON del transistore M, il secondo terminale di ingresso ZCD del modulo di controllo 15 ? collegato alla prima massa 12, la corrente ausiliaria Iaux e la corrente di comando IZCD fluente nel resistore di rilevamento ausiliario 21 sono pari a:
in cui m ? il rapporto di spire avvolgimento ausiliario Laux/avvolgimento primario Lp.
Il generatore di corrente di feed-forward IFF ? uno specchio di corrente che genera una corrente proporzionale alla corrente I ZCD secondo la relazione:
in cui KFF ? il guadagno dello specchio.
La corrente di feed-forward IFF viene fornita al resistore di feed-forward 51 che genera una tensione di feedback aggiuntiva VFF. Ponendo RFF>>RS, si ha che:
Imponendo che la tensione di feedback aggiuntiva VFF sia uguale al gradino di tensione dovuto ai ritardi di propagazione:
e combinando con la (4), si ottiene il valore di resistenza RFF del resistore di feed-forward utile per ottenere una compensazione:
In pratica, la tensione fornita al comparatore 26 viene aumentata, rispetto alla tensione Vp sul resistore di rilevamento primario 19, di un valore tale da anticipare la commutazione del comparatore 26 di un tempo pari al ritardo di propagazione totale TD. In questo modo, quando il comparatore 26 commuta, la corrente IP fluente nel resistore di rilevamento primario 19 ? inferiore al valore di soglia e quando l'interruttore di potenza M si spegne con ritardo TD, la corrente IP ha raggiunto il valore di soglia desiderato, come mostrato in figura 6.
Ne consegue che la variazione della corrente di uscita fornita dall'avvolgimento secondario Ls proporzionalmente alla tensione di ingresso Vin a causa del ritardo di propagazione totale pu? essere compensata in questo modo se il ritardo di propagazione totale TD ? costante. Tuttavia, se il ritardo di propagazione totale TD varia, anche questa compensazione non ? sufficiente.
Questo ? problematico negli apparecchi di illuminazione allo stato solido, dove ? sempre pi? importante ottenere una elevata accuratezza nella corrente continua di uscita, fino a valori minori di ?3%, il che non ? sempre raggiungibile con la tecnica di compensazione mostrata in figura 5.
A ci? si aggiunge che l'alimentatore descritto viene utilizzato con transistori di potenza M differenti, a seconda delle applicazioni e delle richieste degli utilizzatori. I transistori di potenza M presenti sul mercato hanno per? caratteristiche statiche simili, in particolare simile resistenza in saturazione RDS-on, ma diverse caratteristiche di commutazione, in particolare diverso tempo di commutazione. Ne consegue che la corrente di uscita varia, a seconda del transistore di potenza utilizzato. Questo richiede una modifica e un adattamento del valore del resistore di feed-forward 51, in base alla (7), a seconda delle applicazioni e a seconda dell'interruttore di potenza usato. Questa regolazione ? tuttavia complessa e costosa.
Scopo della presente invenzione ? perfezionare un convertitore di corrente del tipo descritto in modo da superarne i limiti, in particolare in modo che esso generi una corrente di uscita in continua indipendente sia dalle variazioni della tensione di alimentazione Vac sia da variazioni nel ritardo di propagazione.
Secondo la presente invenzione viene realizzato un circuito di controllo per un interruttore di commutazione di un convertitore di corrente a commutazione, un alimentatore a commutazione ed un relativo metodo di controllo, come definiti nelle rivendicazioni 1, 11 e 12, rispettivamente.
In pratica, il presente circuito di controllo si basa sul principio di fornire una corrente di feed-forward proporzionale non solo alla tensione di ingresso Vin, ma anche al ritardo di propagazione totale TD. In particolare, il presente alimentatore fornisce al resistore di feedforward 51 una corrente di compensazione ICOMP pari a:
in cui KFFO ? una costante.
Per fare questo, imponendo che l'offset positivo RFF IFF(?,TD) sia uguale al gradino di tensione di rilevamento dovuto al ritardo di propagazione e tenendo conto della (4), si ha che:
La (9) mostra che la tensione di ingresso Vin e il ritardo di propagazione totale TD possono essere compensati entrambi usando un resistore di feed-forward 51 avente resistenza RFF:
Per una migliore comprensione della presente invenzione ne viene ora descritta una forma di realizzazione preferita, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, nei quali:
- la figura 1 mostra uno schema circuitale di un alimentatore a commutazione noto;
- le figure 2-4 mostrano andamenti nel tempo di segnali generati all?interno dell'alimentatore a commutazione mostrato in figura 1;
- la figura 5 mostra uno schema circuitale di un altro alimentatore a commutazione;
- la figura 6 mostra l'andamento nel tempo di alcune grandezze del circuito di figura 5;
- la figura 7 mostra uno schema circuitale semplificato di una forma di realizzazione del presente alimentatore a commutazione;
- la figura 7A mostra un blocco generatore utilizzato nello schema circuitale di figura 7; e
- la figura 8 mostra l'andamento nel tempo di alcune grandezze dell'alimentatore delle figure 7 e 7A.
La figura 7 mostra un alimentatore a commutazione 100 avente la struttura generale dell'alimentatore 50 di figura 4. Di conseguenza, gli elementi dell'alimentatore a commutazione 100 in comune con lo schema di figura 4 (e quindi con quello di figura 1) sono stati dotati degli stessi numeri di riferimento e non verranno descritti nuovamente.
L'alimentatore a commutazione 100 comprende uno stadio generatore di corrente 101 mostrato in dettaglio in figura 7A e ricevente la corrente di comando IZCD fornita dal circuito ZCD 36 e i segnali di set S e reset R (in seguito chiamati anche segnali di set e reset di duty-cycle S, R) generati rispettivamente dalla porta logica 34 e dal comparatore 26 (in seguito anche chiamato comparatore di duty-cycle 26) e generante una corrente compensata ICOMP.
Con riferimento alla figura 7A, lo stadio generatore di corrente 101 comprende un blocco di stima ritardo 102 ed un blocco generatore di corrente 103.
Il blocco di stima ritardo 102 comprende un primo generatore a specchio 105 comandato dalla corrente di comando IZCD e fornente su un'uscita 110 una prima corrente di specchio ICH1 proporzionale, in particolare uguale alla corrente di comando IZCD; una rete di confronto ausiliaria 109; un comparatore di stima 113; ed un flip-flop di aggancio 114, di tipo set/reset.
La rete di confronto ausiliaria 109 comprende un resistore di rilevamento di corrente ausiliaria 111, accoppiato fra l'uscita 110 del primo generatore a specchio 105 e la prima massa 12 ed avente resistenza R1, ed un ramo di filtro 112, collegato in parallelo al resistore di rilevamento di corrente ausiliaria 111.
Il ramo di filtro 112 comprende a sua volta un resistore di filtro 115, avente resistenza RD, ed un condensatore di filtro 116, avente capacit? CD, collegati reciprocamente in serie e definenti un nodo intermedio 118. Il resistore di filtro 115 ? collegato fra l'uscita 110 del primo generatore a specchio 105 e il nodo intermedio 118; il condensatore di filtro 116 ? collegato fra il nodo intermedio 118 e la prima massa 12. Un generatore di tensione di offset 117 di poche decine di mV ? interposto fra l'uscita 110 del primo generatore a specchio 105 e un ingresso invertente del comparatore di stima 113. Il comparatore di stima 113 ha inoltre un ingresso non invertente accoppiato direttamente al nodo intermedio 118 ed un'uscita collegata ad un ingresso di reset R1 del flipflop di aggancio 114. Il flip-flop di aggancio 114 ha inoltre un ingresso di set S1 ricevente il segnale di reset R generato dal flip-flop 28 (figura 7) che regola il dutycycle dell'interruttore M e quindi in seguito anche chiamato flip-flop di duty-cycle 28. Il flip-flop di aggancio 114 ha inoltre uscita Q1 collegata al blocco generatore di corrente 103.
Il blocco generatore di corrente 103 comprende un secondo generatore a specchio 120 ricevente la corrente di comando IZCD e fornente in uscita una seconda corrente di specchio ICH2 proporzionale, in particolare pari alla corrente di comando IZCD; un interruttore di controllo 121 accoppiato fra l'uscita del secondo generatore a specchio 120 ed un nodo di controllo 122; un interruttore di scarica 123, interposto fra il nodo di controllo 122 e la prima massa 12; un condensatore di carica 125, avente capacit? CTR e interposto fra il nodo di controllo 122 e la prima massa 12; un interruttore di trasferimento 126, accoppiato fra il nodo di controllo 122 ed un nodo di trasferimento 127; ed un condensatore di mantenimento ("hold") 128, avente capacit? CH e accoppiato fra il nodo di trasferimento 127 e la prima massa 12. Il condensatore di carica 125, l'interruttore di trasferimento 126 e il condensatore di mantenimento 128 formano un elemento di memoria 130 di tipo "track and hold", come spiegato in dettaglio in seguito.
Il nodo di uscita 127 ? inoltre accoppiato ad un ingresso di comando di un generatore di corrente di compensazione 131, fornente in uscita la corrente di compensazione ICOMP fornita al resistore di feed-forward 51 di figura 7. Il blocco generatore di corrente 103 riceve inoltre il segnale di set S generato dalla porta logica 34 di figura 7 e fornito ad un ingresso di comando dell'interruttore di trasferimento 126 e, attraverso un elemento di ritardo 132, ad un ingresso di comando del'interruttore di scarica 123.
Il circuito di figura 7, 7A opera come segue.
Il segnale di reset R generato dal comparatore di duty-cycle 26 (figura 7) quando la tensione di rilevamento Vcs sul resistore di rilevamento primario 19 raggiunge il valore di riferimento VCSREF, setta il flip-flop di aggancio 114, che viene resettato dal comparatore di stima 113 dopo un tempo pari alla stima del ritardo di propagazione totale TD, come qui sotto spiegato.
Infatti, il primo generatore a specchio 105 fornisce alla rete di confronto ausiliaria 109 una prima corrente di specchio ICH1 pari alla corrente di comando IZCD. Scegliendo i valori di resistenza R1, RD dei resistori 111, 115 in modo che R1 << RD e scegliendo il valore di capacit? CD del condensatore di filtro 116 in modo che il ramo di filtro 112 costituisca un filtro passa-basso con una costante di tempo dell'ordine dei nsec, a regime la corrente ICH1 fornita dal primo generatore a specchio 105 fluisce praticamente tutta nel primo resistore di rilevamento di corrente ausiliaria 111, per cui la tensione sul nodo di uscita 110 del primo generatore a specchio 105 ? pari a:
Viceversa, il ramo di filtro 112 fornisce al comparatore di stima 113 un valore di tensione correlato al valore ritardato della prima corrente di specchio ICH1 e quindi della corrente di comando IZCD.
In questo modo, la rete di confronto ausiliaria 109 fornisce al comparatore di stima 103 un segnale correlato al valore istantaneo e un segnale ritardato della corrente ausiliaria Iaux, per consentire di rilevare il momento in cui la corrente ausiliaria Iaux si riduce (ginocchio della curva di figura 8).
In dettaglio, la presenza della tensione di offset generata dal generatore 117, durante il periodo di chiusura dell'interruttore M (periodo t0-t1 nel diagramma temporale di figura 8) l'ingresso invertente del comparatore di stima 113 ? a potenziale maggiore dell'ingresso non invertente e l'uscita R1 del comparatore di stima 113 ? bassa. Questo comportamento si ripete in tutto il semiperiodo della tensione di ingresso Vin, data la sua frequenza fL molto inferiore a quella di commutazione fs.
Non appena commuta il comparatore di duty-cycle 26 e il segnale di reset di duty-cycle R si porta nello stato alto (istante t1), il flip-flop di stima 114 commuta, e il suo segnale di uscita Q1 si porta nello stato alto.
Nell'istante t2, quando il transistore M si spegne (con un ritardo pari al ritardo di propagazione totale TD, come sopra spiegato), la corrente ausiliaria Iaux si riduce, cos? come la corrente di comando IZCD, come mostrato nell'andamento di figura 8, e quindi la prima corrente di specchio ICH1, determinando una brusca riduzione della tensione sull'uscita 110 del primo generatore a specchio 105 e quindi la commutazione del comparatore di stima 113, che resetta il flip-flop di stima 114, la cui uscita Q1 si porta nello stato basso.
Ne consegue che l'uscita Q1 del flip-flop di stima 114 presenta un impulso di larghezza pari al ritardo di propagazione totale TD e quindi rappresenta un segnale di stima ritardo un cui parametro (larghezza di impulso) ? correlato al ritardo di propagazione totale TD.
L'uscita Q1 del flip-flop di stima 114 comanda la chiusura e l'apertura dell'interruttore di controllo 121. Precisamente, non appena il segnale di uscita Q1 del flipflop di stima 114 si porta nello stato alto (istante t1, quando la tensione di rilevamento Vcs sull'ingresso invertente del comparatore di duty-cycle 26 raggiunge il suo valore di soglia (VcsREF) l'interruttore di controllo 121 si chiude e la seconda corrente di specchio ICH2 pari alla corrente di comando IZCD e generata dal secondo generatore a specchio 120 fluisce verso il condensatore di carica 125, caricandolo (in questa fase, il segnale di set di duty-cycle S ? basso e quindi gli interruttori di scarica 123 e di trasferimento 126 sono aperti). La tensione di controllo VCTR sul condensatore di carica 125 cresce quindi in modo proporzionale alla corrente di comando IZCD e alla corrente ausiliaria Iaux. Non appena il segnale di uscita Q1 del flip-flop di stima 114 commuta nello stato basso, istante t2, l'interruttore di controllo 121 si apre e il secondo generatore a specchio 120 interrompe la carica del condensatore di carica 125. Di conseguenza, il condensatore di carica 125 viene caricato per un periodo di tempo stimato TC pari al ritardo di propagazione totale TD con una corrente pari alla corrente di comando IZCD e proporzionale alla tensione di ingresso Vin.
Assumendo, come per il circuito di figura 1, che la frequenza di commutazione fs = 1/T(?) sia molto maggiore della frequenza fL del segnale di ingresso Vin, la corrente di comando IZCD e quindi la seconda corrente di specchio ICH2 possono essere considerate costanti durante il ritardo stimato TC in cui si carica il condensatore di carica 125, che quindi si carica linearmente.
La tensione di picco raggiunta dal condensatore di carica 125 ? quindi pari a:
Gli interruttori di scarica 123 e di trasferimento 126 restano aperti fino al ricevimento di un successivo impulso del segnale di set di duty-cycle S (istante t3), per cui il condensatore di carica 125 mantiene il valore
Nell'istante t3, il segnale di set di duty-cycle S commuta allo stato alto, provocando l'immediata chiusura dell'interruttore di trasferimento 126 e collegando il condensatore di carica 125 al condensatore di uscita 128. Assumendo che il condensatore di uscita 128 abbia capacit? CH molto inferiore a quella CTR del condensatore di carica 125, esso si carica rapidamente alla tensione di picco del condensatore di carica 125.
In pratica, combinando la (11) con la (5) la tensione di controllo VCH ai capi del condensatore di uscita 128 ? data da:
che ? proporzionale al prodotto della tensione di ingresso Vin e il ritardo stimato TC, approssimativamente uguale al ritardo di propagazione totale TD, per cui:
Il generatore di corrente di compensazione 131 genera quindi la corrente di compensazione ICOMP proporzionale alla tensione di controllo VCH data da:
in cui gFF ? il guadagno corrente/tensione del generatore di corrente di compensazione 131.
Non appena il segnale di set di duty-cycle S commuta nuovamente nello stato basso, l'interruttore di trasferimento 126 si riapre, scollegando il condensatore di uscita 128 dal condensatore di carica 125.
Nel blocco generatore di corrente 103, il segnale di set di duty-cycle S viene fornito con un po' di ritardo (istante t4) anche all'interruttore di scarica 123 che, quando si chiude, collega il condensatore di carica 125 a massa, scaricandolo rapidamente, poi si riapre. Nel breve periodo di tempo in cui ? chiuso l'interruttore di scarica 123, il condensatore di carica 125 ? scollegato dal condensatore di uscita 128, che quindi rimane carico al valore della tensione di controllo VCTR precedentemente memorizzato. In questo modo, il condensatore di carica 125 viene scaricato e ricaricato ad un nuovo valore della tensione di controllo VCTR ad ogni ciclo di commutazione, come mostrato in figura 8, garantendo cos? l'adattamento ciclo per ciclo ad eventuali condizioni modificate nella tensione di ingresso Vin o nel ritardo di propagazione totale TD.
La corrente di compensazione ICOMP fornita dallo stadio generatore di corrente 101 ? quindi proporzionale al prodotto della tensione di ingresso Vin e il ritardo di propagazione totale TD.
L'alimentatore a commutazione qui descritto consente quindi di compensare il ritardo di propagazione dovuto al circuito di pilotaggio 30 e alla commutazione dell'interruttore M (il ritardo dovuto al comparatore di duty-cycle 26 ? molto inferiore ai due precedenti e quindi trascurabile) con una soluzione adattativa che non richiede settaggio apposito in caso di sostituzione dell'interruttore di potenza M e che ? indipendente dalla tensione di ingresso Vin.
Risulta infine chiaro che al circuito qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall?ambito protettivo della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.
In particolare, la soluzione descritta ? applicabile anche a convertitori di tipo diverso, che prevedano un controllo di corrente senza lettura della corrente di uscita, ad esempio in convertitori di tipo buck e buckboost.

Claims (16)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito di controllo (15) per un interruttore di commutazione (M) di un convertitore di corrente a commutazione ricevente una grandezza in ingresso (Vin) e comprendente un trasformatore (4) avente un avvolgimento primario (Lp) e un elemento sensore (19) generante un segnale di rilevamento (Vp) correlato a una corrente nell'avvolgimento primario, il circuito di controllo comprendendo: uno stadio comparatore (25) configurato per confrontare un segnale di riferimento (VcsREF) con un segnale di confronto (Vcs) correlato al segnale di rilevamento e per generare un segnale di apertura (R) per l'interruttore a commutazione, l'interruttore commutando con un ritardo di propagazione (TD) rispetto al segnale di apertura; lo stadio comparatore (25) includendo un elemento comparatore (26) ed un circuito di compensazione di ritardo (101), il circuito di compensazione di ritardo (101) essendo configurato per generare un segnale di compensazione (ICOMP) correlato alla grandezza in ingresso (Vin) e al ritardo di propagazione, l'elemento comparatore (26) essendo configurato per ricevere il segnale di riferimento, il segnale di rilevamento e il segnale di compensazione e per generare il segnale di apertura con un anticipo correlato alla grandezza di ingresso e al ritardo di propagazione.
  2. 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui lo stadio comparatore (25) comprende un blocco di stima ritardo (102) ed un blocco generatore di corrente (103), il blocco di stima ritardo (102) essendo configurato per generare un segnale di stima di ritardo (Q1) avente un parametro correlato al ritardo di propagazione (TD) e il blocco generatore di corrente (103) essendo configurato in modo che il segnale di compensazione (ICOMP) sia correlato al prodotto fra il parametro del segnale di stima di ritardo e un segnale di comando (IZCD) correlato alla grandezza di ingresso.
  3. 3. Circuito secondo la rivendicazione 2, in cui lo stadio comparatore (25) ? configurato per rilevare una corrente ausiliaria (Iaux) fluente in un avvolgimento ausiliario (Laux) del trasformatore (4) e proporzionale alla grandezza in ingresso (Vin), e a generare il segnale di comando (IZCD) in modo proporzionale alla corrente ausiliaria.
  4. 4. Circuito secondo la rivendicazione 3, in cui il blocco di stima di ritardo (102) comprende un circuito di commutazione attivato dal segnale di apertura (R) e disattivato al rilevamento di una riduzione della corrente ausiliaria (Iaux).
  5. 5. Circuito secondo la rivendicazione 4, in cui il circuito di commutazione (102) comprende un comparatore di stima (113) confrontante un valore istantaneo con un valore ritardato della corrente ausiliaria (Iaux) ed un elemento logico di aggancio (114) accoppiato ad un'uscita del comparatore di stima 113 e ricevente il segnale di apertura (R).
  6. 6. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 2-5, in cui il blocco generatore di corrente (103) comprende un elemento di memoria (125-128) ricevente il segnale di comando (IZCD) attraverso un interruttore (121) comandato dal segnale di stima di ritardo (Q1).
  7. 7. Circuito secondo la rivendicazione 6, in cui l'elemento di memoria (125-128) comprende un elemento capacitivo (125) configurato per essere collegato ad un generatore di carica (120) per un tempo controllato dal segnale di stima di ritardo (Q1) ed essere scaricato con un ritardo rispetto ad un comando di accensione dell'interruttore di commutazione (M).
  8. 8. Circuito secondo la rivendicazione 7, comprendente un rilevatore di corrente nulla (36) configurato per rilevare una corrente nulla in un avvolgimento ausiliario (Laux) del trasformatore (4) e generare il segnale di accensione (S) per l'interruttore di commutazione (M), e un elemento interruttore (123) configurato per accoppiare l'elemento capacitivo (125) ad una linea a potenziale di riferimento (12) e ricevente il segnale di accensione attraverso un elemento di ritardo (132).
  9. 9. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente inoltre uno stadio generatore di riferimento (24) configurato per generare il segnale di riferimento (VcsREF) in modo correlato alla grandezza in ingresso (Vin).
  10. 10. Circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui l'elemento comparatore (26) ha un primo ingresso ricevente il segnale di riferimento (VcsREF) ed un secondo ingresso ricevente il segnale di rilevamento (Vp) e un segnale (VFF) correlato al segnale di compensazione (ICOMP).
  11. 11. Alimentatore a commutazione comprendente: terminali di ingresso riceventi una grandezza in ingresso (Vin); un trasformatore (4) avente un avvolgimento primario (Lp) accoppiato ai terminali di ingresso e configurato per essere attraversato da una corrente primaria; un interruttore a commutazione (M) disposto in serie all'avvolgimento primario; un elemento sensore (19) generante un segnale di rilevamento (Vp) correlato a una corrente nell'avvolgimento primario; e un circuito di controllo (15) includente: uno stadio comparatore (25) configurato per confrontare un segnale di riferimento (VcsREF) con un segnale di confronto (Vcs) correlato al segnale di rilevamento e per generare un segnale di apertura (R) per l'interruttore a commutazione (M), l'interruttore commutando con un ritardo di propagazione (TD) rispetto al segnale di apertura, lo stadio comparatore (25) includendo un elemento comparatore (26) ed un circuito di compensazione di ritardo (101), il circuito di compensazione di ritardo (101) essendo configurato per generare un segnale di compensazione (ICOMP) correlato alla grandezza in ingresso (Vin) e al ritardo di propagazione (TD), l'elemento comparatore (26) essendo configurato per ricevere il segnale di riferimento, il segnale di rilevamento e il segnale di compensazione e per generare il segnale di apertura con un anticipo correlato alla grandezza di ingresso e al ritardo di propagazione.
  12. 12. Metodo di controllo per un interruttore di commutazione di un convertitore di corrente a commutazione comprendente un trasformatore avente un avvolgimento primario, metodo comprendendo: ricevere una grandezza in ingresso; confrontare un segnale di riferimento con segnale di confronto correlato con una corrente nell'avvolgimento primario; generare un segnale di apertura per l'interruttore a commutazione; rilevare una commutazione dell'interruttore a commutazione con un ritardo di propagazione (TD) rispetto al segnale di apertura; generare un segnale di compensazione correlato alla grandezza in ingresso e al ritardo di propagazione; anticipare il segnale di apertura di un tempo correlato alla grandezza in ingresso (Vin) e al ritardo di propagazione.
  13. 13. Metodo secondo la rivendicazione 12, comprendente generare un segnale di stima di ritardo avente un parametro correlato al ritardo di propagazione e generare un segnale di comando correlato alla grandezza in ingresso (Vin), in cui il segnale di compensazione ? correlato al prodotto fra il parametro del segnale di stima di ritardo e il segnale di comando.
  14. 14. Metodo secondo la rivendicazione 13, comprendente rilevare una corrente ausiliaria fluente in un avvolgimento ausiliario accoppiato all'avvolgimento primario del trasformatore e proporzionale alla grandezza in ingresso (Vin), e a generare il segnale di comando correlato alla corrente ausiliaria.
  15. 15. Metodo secondo la rivendicazione 14, in cui generare un segnale di stima di ritardo comprende generare un primo fronte di commutazione del segnale di stima di ritardo al ricevimento del segnale di apertura e generare un secondo fronte di commutazione del segnale di stima al rilevamento di una riduzione della corrente ausiliaria.
  16. 16. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 13-15, in cui generare il parametro del segnale di stima di ritardo ? una larghezza di impulso e il segnale di compensazione comprende caricare un elemento di memoria con il segnale di comando per un tempo correlato alla larghezza di impulso.
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CN201520976020.2U CN205693565U (zh) 2015-05-13 2015-11-30 控制电路和开关式电源
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CN201510862615.XA CN106160487B (zh) 2015-05-13 2015-11-30 控制电路、开关式电源及相应的控制方法
DE102016106029.1A DE102016106029A1 (de) 2015-05-13 2016-04-01 Stromwandler mit Stromsteuerung auf der Primärwicklungsseite und Kompensation der Laufzeitverzögerung
US15/914,501 US10284096B2 (en) 2015-05-13 2018-03-07 Current converter with control on the primary winding side and compensation of the propagation delay

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ITUB20150319A1 (it) * 2015-05-13 2016-11-13 St Microelectronics Srl Convertitore di corrente con controllo della corrente sul lato dell'avvolgimento primario e compensazione del ritardo di propagazione
DE102015210710A1 (de) * 2015-06-11 2016-12-15 Tridonic Gmbh & Co Kg Getaktete Sperrwandlerschaltung
US10250144B2 (en) * 2015-07-08 2019-04-02 Infineon Technologies Austria Ag Input voltage detection for a power converter including a transformer having a primary side and a secondary side
US20170179834A1 (en) * 2015-12-16 2017-06-22 Richtek Technology Corporation Power converter and switch control module therein
EP3399635A1 (en) * 2017-05-03 2018-11-07 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Quasiresonant flyback converter
FR3068548A1 (fr) * 2017-06-28 2019-01-04 Stmicroelectronics (Grenoble 2) Sas Comparateur non oscillant
CN108365757B (zh) * 2018-03-27 2023-10-17 深圳市群芯科创电子有限公司 一种恒流装置
DE102018110583A1 (de) * 2018-05-03 2019-11-07 Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh Ansteuerschaltung für eine pulsierende Ansteuerung eines Leuchtmittels
US10773666B2 (en) * 2018-05-08 2020-09-15 Infineon Technologies Ag High speed sensor interface
US10622887B1 (en) * 2018-06-29 2020-04-14 Universal Lighting Technologies, Inc. Adaptive off time control to improve total harmonic distortion and power factor for critical mode flyback type PFC circuits
IT201900002959A1 (it) * 2019-02-28 2020-08-28 St Microelectronics Srl Procedimento per la rilevazione di segnali, circuito, dispositivo e sistema corrispondenti
US10732658B1 (en) * 2019-09-27 2020-08-04 Sea Sonic Electronics Co., Ltd. Correction control module for power factor correction circuit
CN110581651B (zh) * 2019-10-12 2020-09-08 无锡芯朋微电子股份有限公司 高度集成的开关电源及控制电路
TWI711248B (zh) * 2020-04-17 2020-11-21 通嘉科技股份有限公司 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法
CN114079317B (zh) * 2020-08-19 2024-02-02 广州贵冠科技有限公司 移动电子装置的快充式充电装置
US10998815B1 (en) * 2020-11-23 2021-05-04 Robert S. Wrathall Electrical circuits for power factor correction by measurement and removal of overtones
US11637493B2 (en) * 2020-11-23 2023-04-25 Robert S. Wrathall Electrical circuits for power factor correction by measurement and removal of overtones and power factor maximization
US11622429B1 (en) 2021-09-28 2023-04-04 Stmicroelectronics S.R.L. QR-operated switching converter current driver
US11582843B1 (en) 2021-09-28 2023-02-14 Stmicroelectronics S.R.L. Average current control circuit and method
US11452184B1 (en) 2021-09-28 2022-09-20 Stmicroelectronics S.R.L. Average current control circuit and method

Family Cites Families (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5285366A (en) 1992-09-24 1994-02-08 Northern Telecom Limited Current limit circuit in current mode power supplies
US6333624B1 (en) * 2000-05-30 2001-12-25 Semiconductor Components Industries Llc Circuit and method for a switching power supply with primary side transformer sensing
US6642752B1 (en) 2002-09-20 2003-11-04 Texas Instruments Incorporated Broadband sample and hold circuit
US6994034B2 (en) 2003-03-04 2006-02-07 Wu-De Chang Foldable computer desk
US6944034B1 (en) * 2003-06-30 2005-09-13 Iwatt Inc. System and method for input current shaping in a power converter
US7215107B2 (en) 2005-07-11 2007-05-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit output power in a switching power supply
CN100559678C (zh) * 2005-08-18 2009-11-11 昂宝电子（上海）有限公司 具有恒定最大电流的电源变换器保护控制系统与方法
CN101295872B (zh) * 2007-04-28 2010-04-14 昂宝电子（上海）有限公司 为功率转换器提供过电流和过功率保护的系统和方法
CN101480105B (zh) * 2006-06-26 2011-07-20 皇家飞利浦电子股份有限公司 利用恒定电流来驱动负载的驱动电路
US8045344B2 (en) * 2007-04-23 2011-10-25 Active-Semi, Inc. Regulating output current from a primary side power converter by clamping an error signal
US7869229B2 (en) * 2007-04-23 2011-01-11 Active-Semi, Inc. Compensating for cord resistance to maintain constant voltage at the end of a power converter cord
TW200845529A (en) 2007-05-11 2008-11-16 Richtek Technology Corp An apparatus and method for utilizing an auxiliary coil in an isolation voltage-converter to accomplish multiple functions and protections
US7710095B2 (en) * 2007-05-22 2010-05-04 System General Corporation Power converter having PWM controller for maximum output power compensation
US20080297963A1 (en) * 2007-05-31 2008-12-04 Hung-Ta Lee Adjustable over current protection circuit with low power loss
US8031492B2 (en) * 2007-06-14 2011-10-04 System General Corp. PWM controller for compensating a maximum output power of a power converter
TW200915709A (en) * 2007-09-17 2009-04-01 Richtek Technology Corp Apparatus and method for regulating constant output voltage and current in a voltage flyback converter
WO2010011219A2 (en) 2008-07-23 2010-01-28 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Method of forming a switching regulator and structure therefor
US8284572B2 (en) * 2008-11-20 2012-10-09 Leadtrend Technology Corp. Current control method and apparatus
TWI431918B (zh) * 2009-06-19 2014-03-21 Leadtrend Tech Corp 控制方法、定電流控制方法、產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法、定電流定電壓電源轉換器、開關控制器、以及平均電壓偵測器
US8462819B2 (en) * 2010-01-06 2013-06-11 Lsi Corporation Adaptive clock recovery with step-delay pre-compensation
JP5526857B2 (ja) 2010-02-24 2014-06-18 ミツミ電機株式会社 電源制御用半導体集積回路および絶縁型直流電源装置
US8300431B2 (en) 2010-03-05 2012-10-30 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Constant-current control module using inverter filter multiplier for off-line current-mode primary-side sense isolated flyback converter
IT1400266B1 (it) * 2010-05-31 2013-05-24 St Microelectronics Srl Circuito integrato di controllo per un transistor di potenza di un regolatore di corrente a commutazione.
US10439508B2 (en) * 2010-07-27 2019-10-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control device of a switching power supply
CN102545567B (zh) * 2010-12-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过电流保护的系统和方法
CN103066566B (zh) 2013-01-15 2016-04-13 昂宝电子（上海）有限公司 基于占空比信息为电源转换器提供过流保护的系统和方法
US9553501B2 (en) * 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
CN202043321U (zh) * 2010-12-30 2011-11-16 奇瑞汽车股份有限公司 一种led驱动电源
US9252661B2 (en) * 2011-04-01 2016-02-02 Qualcomm Inc. Methods and devices for power supply control
ITMI20110546A1 (it) * 2011-04-04 2012-10-05 St Microelectronics Srl Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.
CN102769383B (zh) * 2011-05-05 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的系统和方法
EP2538533B1 (en) * 2011-06-22 2016-08-10 Nxp B.V. Switched mode power supply
US9190900B2 (en) 2012-10-15 2015-11-17 Infineon Technologies Ag Active power factor corrector circuit
US9564810B2 (en) * 2013-03-28 2017-02-07 Infineon Technologies Austria Ag Switched mode power supply
CN103166450B (zh) * 2013-04-15 2015-08-26 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电压传输损耗补偿电路、补偿方法、控制芯片及开关电源
CN103490605B (zh) * 2013-10-12 2015-12-23 成都芯源系统有限公司 隔离式开关变换器及其控制器和控制方法
US9742288B2 (en) * 2014-10-21 2017-08-22 Power Integrations, Inc. Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum
US9664713B2 (en) * 2014-10-30 2017-05-30 Infineon Technologies Austria Ag High speed tracking dual direction current sense system
TWI555321B (zh) * 2015-01-19 2016-10-21 聯詠科技股份有限公司 膝點電壓偵測器
ITUB20150319A1 (it) * 2015-05-13 2016-11-13 St Microelectronics Srl Convertitore di corrente con controllo della corrente sul lato dell'avvolgimento primario e compensazione del ritardo di propagazione
US10038385B2 (en) * 2016-04-19 2018-07-31 Fairchild Semiconductor Corporation Flyback converter and controller using counter and current emulator
US10236779B2 (en) * 2016-04-19 2019-03-19 Fairchild Semiconductor Corporation Semiconductor device and method therefor

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