TWI608693B - 電壓檢測方法及電路以及具有該電壓檢測電路的開關電源 - Google Patents

電壓檢測方法及電路以及具有該電壓檢測電路的開關電源 Download PDF

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Description

電壓檢測方法及電路以及具有該電壓檢測電路的開關電源
本發明係關於電子領域，特別係關於一種電壓檢測方法及電路以及具有該電壓檢測電路的開關電源。
開關電源將直流電壓轉化為穩定或者可調節的直流電壓，被廣泛用於為電子產品的電路系統提供電壓。
當開關電源供電給電子產品時，如果開關電源的當前輸出電壓低於當前電子產品的所需工作電壓，則可能會影響電子產品的工作電路導致無法正常工作；如果開關電源當前輸出電壓過高，則亦可能燒毀電子產品。因此，人們總是期望開關電源的當前輸出電壓符合當前實際電子產品正常工作所需要的輸出電壓值，人們也將該當前實際電子產品正常工作所需要的輸出電壓值記為當前開關電源的設定輸出電壓。
為了滿足上述人們的應用需要，這就需要對開關電源的當前輸出電壓進行檢測，並將檢測信號反饋到開關電源的控制端，以便根據該反饋的信號控制開關電源的工作，使開關電源當前輸出電壓為使電子產品正常穩定工作的設定輸出電壓。
在現有技術中，檢測輸出電壓的方法主要有兩種： 第一種是，通過在開關電源輸出端設置電阻分壓電路101，得到開關電源輸出電壓Vout的取樣電壓Vo’後通過光電耦合器102得到反饋電壓Vc反饋給控制電路，如圖1所示。
第二種是，在開關電源輸出端連接輔助線圈201，通過輔助線圈201間接的檢測輸出電壓VFB，並將其電壓VFB反饋到原邊的控制電路實現原邊控制輸出，如圖2、圖3所示。
但是在進行本發明研究過程中，發明人發現現有技術至少存在如下問題：採用第一種技術方案，由於用到光電耦合器件，使得檢測電路的結構複雜、成本高；以及採用第二種技術方案，雖然減少了光電耦合器件，但採用該技術方案需要應用體積較大且成本較高的輔助線圈，存在電路成本的問題，且輔助線圈本身會帶來功率損耗，不利於提高開關電源的轉換效率。
本發明實施例目的之一在於提供一種可應用於開關電源輸出電壓檢測的電壓檢測方法。
本發明實施例目的之二在於提供一種可應用於開關電源輸出電壓檢測的電壓檢測電路。
本發明實施例目的之三在於提供一種開關電源，應用該技術方案可實現對開關電源輸出電壓的檢測。
本發明實施例提供的一種電壓檢測方法，包括：根據第一電壓以及變換電阻值生成第一電流； 在各開關周期的第一時間段內，該第一電流對檢測電容充電；在各開關周期的該第二時間段內，預定的第二電流對該檢測電容充電，該第二電流、第一電流分別流過該檢測電容的電流方向相反；及在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓，以根據該檢測電壓確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態。
其中，該第一電壓為在各該開關周期的第一時間段，該開關電源的電感的勵磁電壓。該第一時間段為在各該開關周期內，流過該電感的電感電流持續上升的時間段。該第二時間段為在各該開關周期內，該電感電流持續下降的時間段。該開關周期為該開關電源的開關周期。該變換電阻值被設為該開關電源的設定輸出電壓與該第二電流的比值。
可選地，在步驟：在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓之後，還包括：比較該檢測電壓與該檢測電容的初始電壓，確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態，如果該檢測電壓大於該檢測電容的初始電壓，則確定該開關電源當前輸出電壓大於該設定輸出電壓，如果該檢測電壓等於該檢測電容的初始電壓，則確定該開關電源當前輸出電壓等於該設定輸出電壓，如果該檢測電壓小於該檢測電容的初始電壓，則確定該開關電源當前輸出電壓小於該設定輸出電壓。
其中，該初始電壓為在各該開關周期的初始時刻，該檢測電容的電壓。
可選地，在步驟：在各該開關周期的該第二時間段結束時刻， 該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓之後，還包括：在第三時間段，將該檢測電容的電壓復位。
其中，該第三時間段為在各該開關周期內，在該第二時間段結束時刻到下一開關周期到來之前的時間段。
可選地，該第三時間段為：在各該開關周期內，該電感電流到達零後到穩定為零的諧振時間段。
可選地，在各述開關周期的該第二時間段內，預定的第二電流對該檢測電容充電，具體是：在各述開關周期的該第二時間段內，採用第二電流源對該檢測電容充電，該第二電流源輸出電流為該第二電流。
本發明實施例提供的一種電壓檢測電路，包括第一電流生成電路、檢測電容、第一開關、第二開關、第二電流源；其中，該第一電流生成電路，用於根據第一電壓以及變換電阻生成第一電流；該第二電流源，用於輸出預定的第二電流，該第二電流、第一電流分別流過該檢測電容的電流方向相反；該第一開關連接在該第一電流生成電路與該檢測電容之間，該第二開關連接在該第二電流源與該檢測電容之間。
在各開關周期的各第一時間段內，該第二開關處於關斷狀態，該第一開關處於導通狀態，該第一電流通過該第一開關形成的回路對該檢測電容充電。
在各該開關周期的該第二時間段內，該第一開關處於關斷狀態，該第二開關處於導通狀態，該第二電流通過該第二開關形成的回路對該檢測電容充電，在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容 兩端的電壓即為檢測電壓，以根據該檢測電壓確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態；其中，該第一電壓為在各該開關周期的第一時間段內，該開關電源的電感的勵磁電壓。
其中，該第一時間段為在各該開關周期內，流過該電感的電感電流持續上升的時間段；該第二時間段為在各該開關周期內，該電感電流持續下降的時間段；該開關周期為該開關電源的開關周期；該變換電阻值被設為該開關電源的設定輸出電壓與該第二電流的比值。
可選地，電壓檢測電路還包括一比較電路，用於比較該檢測電壓與該檢測電容的初始電壓，確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態：如果該檢測電壓大於該檢測電容的初始電壓，則判定該開關電源當前輸出電壓大於該設定輸出電壓；如果該檢測電壓等於該檢測電容的初始電壓，則判定該開關電源當前輸出電壓等於該設定輸出電壓；或如果該檢測電壓小於該檢測電容的初始電壓，則判定該開關電源當前輸出電壓小於該設定輸出電壓。
其中，該初始電壓為在各該開關周期的初始時刻，該檢測電容的電壓。
可選地，電壓檢測電路還包括一第三開關，係與該檢測電容並聯，在各該開關周期的第三時間段內，該第一開關以及第二開關處於關斷狀態，該第三開關處於導通狀態，該檢測電容通過該第三開關形成的回路放電，使該檢測電容的電壓復位。
其中，該第三時間段為在各該開關周期內，在該第二時間段 結束時刻到下一開關周期到來之前的時間段。
在一實施例中，該第三時間段為在各該開關周期內，該電感電流到達零後到穩定為零的諧振時間段。
本實施例提供的一種開關電源，包括上述任一該的電壓檢測電路。
由上可見，應用本實施例技術方案，只需要在各開關周期的第一時間段T1、第二時間段T2內按照本實施例的充電方案對檢測電容C進行充電，然後將檢測電容C在第二時間段T2結束時刻的電壓作為檢測電壓Vc(T1+T2)，即可根據該檢測電壓Vc(T1+T2)確定該開關電源當前輸出電壓狀態，以進一步根據該當前輸出電壓狀態實現對開關電源的輸出電壓進行適應性調節。
進一步的，相對於現有技術的採用光電耦合電路或者輔助線圈檢測的檢測技術方案，應用本實施例技術方案，其電路實現更加簡單，有利於降低電路成本。特別是相對於輔助線圈檢測的檢測技術方案，還有利於提高開關電源的轉換效率。
101‧‧‧電阻分壓電路
102‧‧‧光電耦合器
201‧‧‧輔助線圈
401‧‧‧步驟
402‧‧‧步驟
403‧‧‧步驟
404‧‧‧步驟
605‧‧‧步驟
706‧‧‧步驟
805‧‧‧步驟
1001‧‧‧第一電流生成電路
1002‧‧‧第二電流源
C‧‧‧檢測電容
G‧‧‧功率開關管
I1‧‧‧第一電流
I2‧‧‧第二電流
IL‧‧‧電感的電感電流
Q1‧‧‧第一開關
Q2‧‧‧第二開關
Q3‧‧‧第三開關
R‧‧‧電阻值
T1‧‧‧第一時間段
T2‧‧‧第二時間段
T3‧‧‧諧振時間段
Q1‧‧‧第一開關
Q2‧‧‧第二開關
Vc‧‧‧反饋電壓
Vc(0)‧‧‧初始電壓
VFB‧‧‧輸出電壓
VG‧‧‧栅極電壓
VL‧‧‧勵磁電壓
VL1‧‧‧第一電壓
Vin‧‧‧當前輸入電壓
Vo‧‧‧當前輸出電壓
Vo’‧‧‧取樣電壓
Vout‧‧‧開關電源輸出電壓
Voset‧‧‧設定電壓
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本申請的一些實施例，對於所屬技術領域熟悉該項技藝者來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1為現有技術提供的一種開關電源輸出電壓檢測電路的原理示意圖。
圖2為現有技術提供的另一種開關電源輸出電壓檢測電路的原理示意圖。
圖3為現有技術提供的再一種開關電源輸出電壓檢測電路的原理示意圖。
圖4為本發明實施例1提供的一種電壓檢測方法的流程示意圖。
圖5為本發明實施例1-6提供的在一開關周期內，開關電源的功率開關管的栅極電壓VG、電感的電感電流IL以及電感的勵磁電壓VL的波形示意、以及第一時間段T1、第二時間段T2分布示意圖。
圖6為本發明實施例2提供的一種電壓檢測方法的流程示意圖。
圖7為本發明實施例3提供的一種電壓檢測方法的流程示意圖。
圖8為本發明實施例3提供的一種電壓檢測電路的流程示意圖。
圖9為本發明實施例1-6提供的在一開關周期內，開關電源的功率開關管的栅極電壓VG、電感的電感電流IL以及電感的勵磁電壓VL的波形示意、以及第一時間段T1、第二時間段T2以及第三時間段T3分布示意圖。
圖10為本發明實施例4提供的一種電壓檢測電路的原理示意圖。
圖11為本發明實施例5提供的一種電壓檢測電路的原理示意圖。
圖12為本發明實施例1-5中提供一種帶上述任一電壓檢測電路的Buck結構開關電源的電路原理示意圖。
以下將結合附圖以及具體實施例來詳細說明本發明，在此本發明的示意性實施例以及說明用來解釋本發明，但並不作為對本發明的限定。
實施例1：參見圖4，本實施例提供了一種電壓檢測方法，其主要包括以下步驟：
步驟401：根據第一電壓以及變換電阻生成第一電流。
在開關電源工作的過程中，根據開關電源內的電感的電感電流確定在各開關周期內的第一時間段T1、第二時間段T2。
其中，本發明實施例中的開關周期指的是，該開關電源內的功率開關的開關周期。
在任一開關周期內，將電感電流持續上升的時間段記為第一時間段記為T1，將電感電流持續下降的時間段記為第二時間段記為T2。
譬如，參見圖5所示，在諸如臨界式工作模式的開關電源中，任一開關周期包括以下兩個時間段：電感電流持續上升的第一時間段T1、電感電流持續下降的第二時間段T2。本實施例該第一時間段T1、第二時間段T2的分布以及波形可以參見圖5所示。
再譬如，參見圖9所示，在諸如斷續式工作模式的開關電源中，任一開關周期包括以下三個時間段：電感電流持續上升的第一時間段T1、電感電流持續下降的第二時間段T2、以及電感電流的諧振時間段T3。本實施例該第一時間段T1、第二時間段T2的分布以及波形可以參見圖9中的相應所示。
需要說明的是，本實施例技術方案以臨界式、斷續式工作模式的開關電源為例對本實施例的應用進行示意說明，但本實施例技術方案的應用並不限於此，其還可以應用於其他工作模式的開關電源。
本實施例中，將在第一時間段T1內，開關電源中電感上的勵磁電壓記為第一電壓VL1。
譬如，參見圖12所示的Buck結構的開關電源中，在第一時間段T1內，電感上的勵磁電壓VL1=Vin-Vo，其中Vin是輸入到開關電源的實際輸入電壓，Vo是該開關電源的當前輸出電壓，在本實施例中，將在第一時間段T1內電感上的勵磁電壓記為第一電壓VL1。
在第一時間段T1內，根據第一電壓VL1以及變換電阻，生成輸出第一電流，其中該變換電阻值被設為該開關電源的設定輸出電壓(即該開關電源的期望輸出電壓)與預定的第二電流的比值，將第二電流記為I2。
作為本實施例的示意，該第二電流I2可以但不限於採用第二電流源提供，其一般設定為固定電流值,。
在本步驟中，根據開關周期的第一時間段T1內第一電壓值VL1以及變換電阻值得到第一電流，記為I1。
本實施例中，在一開關周期內，開關電源的功率開關管G的栅極電壓VG、電感的電感電流IL以及電感的勵磁電壓VL的波形示意、以及第一時間段T1、第二時間段T2分布示意圖參見圖5、9所示。
步驟402：在各開關周期的第一時間段內，第一電流對檢測電容充電。
在各開關周期的第一時間段T1的開始時刻開始，接通第一電流與檢測電容記為檢測電容C，使第一電流I1對檢測電容C進行充電，直到第一時間段T1的結束時刻結束。
步驟403：在各開關周期的第二時間段T2內，預定的第二電流 對檢測電容充電。
在步驟402之後，在各開關周期的第一時間段T2的開始時刻開始，預定的第二電流對檢測電容C充電，其中第二電流的方向與在步驟402中對檢測電容C充電的第一電流的方向相反，故在第二時間段T2內，如果第一時間段T1的充電是使檢測電容C正負極的電量越來越來多的話，則第二時間段T2的充電過程使檢測電容C正負極的電量被逐漸中和，直到第二時間段T2結束。
步驟404：各開關周期的第二時間段結束時刻，檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓。
在各第二時間段T2結束時刻，檢測電容C兩端的電壓即為本實施例的檢測電壓，可以進一步根據檢測電壓確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態。
將在各開關周期的第二時間段T2結束時刻檢測電容C兩端的電壓作為檢測電壓，以便根據該檢測電壓確定該開關電源當前輸出電壓的狀態，即確定該開關電源當前輸出電壓是大於預定輸出電壓，還是小於設定輸出電壓，還是等於設定輸出電壓，以便開關電源控制電路對當前的開關電源進行調整控制，使其當前輸出電壓等於設定輸出電壓。
為了進一步說明根據該檢測電壓可以確定開關電源當前的輸出電壓的狀態，以下以將本實施例技術方案應用於圖12所示的Buck結構開關電源為例，進一步對檢測電容C在步驟401-404的電壓進行分析：根據伏秒平衡原則可知，在穩態工作的開關電源中電感兩端的正伏秒值等於負伏秒值，故在第一時間段T1、以及在第二時間段T2內， 開關電源的電感符合以下伏秒平衡(Volt-Sec Balance)函數等式(1)：(Vin-Vo)˙T1=Vo˙T2......(1)
將伏秒平衡函數等式(1)兩邊分別除以變換電阻值R，則可將伏秒平衡函數等式(1)轉變為安秒平衡函數等式(2)： 由函數式(2)可知，在第一時間段T1內，在以電流為的第一電流對檢測電容C充電之後，如果在第二時間段T2內，以與第一電流方向相反的電流對檢測電容C進行充電，，則根據伏秒平衡原則可得出經過第二時間段T2結束時刻檢測電容C的電壓(記為Vc(T1+T2))，該Vc(T1+T2)應滿足以下函數等式(3)：Vc(T1+T2)=Vc(0)......(3)；其中，Vc(0)為：在任一開關周期的初始時刻時，檢測電容C兩端的電壓，即檢測電容C的初始電壓。
基於上述結論，在本實施例中，在第一時間段T1仍然以第一電流給檢測電容C充電，在第二時間段T2內採用與第一電流方向相反的第二電流I2替代電流給檢測電容C充電，此時可以得到以下的關係式(4)、(5)、(6)：當時，Vc(T1+T2)>Vco，(4)；當時，Vc(T1+T2)=Vco，(5)； 當時，Vc(T1+T2)>Vco，(6)；而在本實施例中，變換電阻值R被設為：開關電源設定電壓(記為Vosef)與預定的第二電流I2的比值，即，並且第一電流I1為第一電壓VL1與變換電阻的比值，則，故：當Vc(T1+T2)>Vco時，由於，此時，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo大於設定輸出電壓；當Vc(T1+T2)=Vco時，，且，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo等於設定輸出電壓；當Vc(T1+T2)<Vco時，，且，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo小於設定輸出電壓。
由上分析可見，應用本實施例技術方案，只需要在各開關周期的第一時間段T1、第二時間段T2內按照本實施例的充電方案對檢測電容C進行充電，然後將檢測電容C在第二時間段T2結束時刻的電壓作為檢測電壓Vc(T1+T2)，即可根據該檢測電壓Vc(T1+T2)確定該開關電源當前輸出電壓狀態，以進一步根據該當前輸出電壓狀態實現對開關電源的輸出電壓進行適應性調節。
在本實施例中，可以將該檢測電壓Vc(T1+T2)與該檢測電容C的初始電壓Vc(0)進行比較，即可確定該開關電源當前輸出電壓狀態。
作為本實施例的示意，在本實施例中，對檢測電容C充電的綫 路控制可以通過可控開關電源實現。
另外，作為本實施例的示意，在本實施例中，將檢測電壓Vc(T1+T2)與檢測電容C的當初始電壓Vc(0)進行比較的電路實現可以但不限於通過比較電路或者其他現有技術實現。
進一步的，相對於現有技術的採用光電耦合電路或者輔助線圈檢測的檢測技術方案，應用本實施例技術方案，其電路實現更加簡單，有利於降低電路成本。特別是相對於輔助線圈檢測的檢測技術方案，還有利於提高開關電源的轉換效率。
實施例2：作為本實施例的示意，本實施例提供了一種開關電源輸出電壓檢測方法，參見圖6所示，其與實施例1的區別在於：在步驟404之後，還進一步包括步驟605：步驟605：比較檢測電容的初始電壓與檢測電壓，根據比較結果確定開關電源當前輸出電壓狀態。
當Vc(T1+T2)>Vco時，由於，此時，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo大於設定輸出電壓；當Vc(T1+T2)=Vco時，，且，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo等於設定輸出電壓。
當Vc(T1+T2)<Vco時，，且，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo小於設定輸出電壓。
本步驟的電壓比較可以但不限於採用比較電路實現，比較電路可以但不限於通過比較器實現。
進一步的分析原理詳細見實施例1所示。
實施例3：作為本實施例的示意，本實施例提供了一種電壓檢測方法，參見圖7所示，其與實施例1的區別主要在於：在步驟404之後，還進一步包括步驟706：步驟706：在各開關周期的第三時間段，將檢測電容的電壓復位。
其中，該第三時間段T3為：在各開關周期內，在第二時間段T2結束時刻到下一開關周期到來之前的時間段，即到第二時間段T2結束時刻到下一開關周期的第一時間段T1開始時刻之間的時間段。
作為本實施例的示意，參見圖9所示，該第三時間段T3可以但不限於具體為：在各開關周期內，該電感電流到達零後在零值附近發生諧振逐漸穩定在零值的諧振時間段。
在步驟706後返回，以便執行下一開關周期的相應控制以及處理。
在本實施例中，在第二時間段T2結束時刻得到檢測電壓Vc(T1+T2)之後，短接檢測電容C的兩端，使該檢測電容的電壓復位，從而確保在任一開關周期的初始時刻該檢測電容的初始電壓Vc(0)均為復位電壓。
其中，在第三時間段T3內，可以通過導通並聯在檢測電容C的 兩端的第三開關G3而實現檢測電容C兩端的短接。
在本實施例中，當檢測電容C的一端未接地或者僅邏輯接地時，經過本步驟706則可以將檢測電容C的電壓復位為一預定的復位電壓；當檢測電容C的一端接地時，經過本步驟706則可以將檢測電容C的電壓復位為零。
當在任一開關周期的初始時刻前，檢測電容C的初始電壓均被復位為零時，參見圖8所示，在根據檢測電壓Vc(T1+T2)確定開關電源當前輸出電壓狀態時，其相對於實施例2所示的圖6，實施例2的步驟605替換為步驟805：步驟805：比較檢測電壓與零的大小，確定開關電源當前輸出電壓狀態。
當在第二時間段T2結束後，下一開關周期到來之前還對一端部接地的檢測電容C進行復位的情形，實際在各開關周期檢測電容C的初始電壓均為零，即Vc(0)=0，則在本步驟中實際是比較該檢測電壓與零的大小。具體如下：當Vc(T1+T2)>0時，由於，此時，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo大於設定輸出電壓；當Vc(T1+T2)=0時，，且，即此時開關電源的當前輸出電壓Vo等於設定輸出電壓。
當Vc(T1+T2)<0時，，且，即此時開關電源 的當前輸出電壓Vo小於設定輸出電壓。
本實施例中，在一開關周期內，開關電源的功率開關管的栅極電壓VG、電感的電感電流IL以及電感的勵磁電壓VL的波形示意、以及第一時間段T1、第二時間段T2、第三時間段T3的分布波形圖參見圖9所示。
由上可見，由於在第三時間段T3還進行對檢測電容的電壓進行復位，保證其在任一開關周期的初始電壓均復位電壓，其相對於實施例1、2進一步有利於提高對開關電源檢測的準確性以及穩定性。
需要說明的是，圖9所示波形的電路也可以但不限於採用實時例1、2所示的技術方案，只不過採用本實施例圖7、8所示技術方案，能進一步有利於提高對開關電源檢測的準確性以及穩定性。
實施例4：參見圖10所示，本實施例提供了一種可應用於開關電源輸出電壓檢測的電壓檢測電路。本實施例電壓檢測電路主要包括：第一電流生成電路1001、檢測電容C、第一開關Q1、第二開關Q2、第二電流源1002。
其中，第一開關Q1連接在第一電流生成電路1001與檢測電容C之間，第二開關Q2連接在第二電流源1002與檢測電容C之間。檢測電容C上未與第一開關Q1、第二開關Q2連接的一端可以但不限於接地。
其中，第一電流生成電路1001用於根據第一電壓以及變換電阻生成第一電流I1。第二電流源1002用於輸出預定的第二電流I2。
在各開關周期的各第一時間段T1內，第二開關Q2處於關斷狀態，第一開關Q1處於導通狀態，第一電流I1通過第一開關Q1形成的回路對檢測電容C充電； 在各開關周期的該第二時間段T2內：第一開關Q1處於關斷狀態，第二開關Q2處於導通狀態，第二電流I2通過第二開關Q2形成的回路對檢測電容C充電，充電電流與第一電流方向相反，在各開關周期的第二時間段T2結束時刻，檢測電容C兩端的電壓Vc(T1+T2)即為本實施例的檢測電壓，以便開關電源的控制電路進一步根據該檢測電壓Vc(T1+T2)確定該開關電源當前輸出電壓狀態，以進一步根據該當前輸出電壓狀態實現對開關電源的輸出電壓進行適應性調節。
其中，第一電壓為：開關電源的電感，在各開關周期的第一時間段T1的勵磁電壓，記為VL1。
其中，變換電阻值R被設為開關電源的設定輸出電壓Voset與第二電流I2的比值。
其中，第一時間段T1具體為：在各開關周期內，流過開關電源的電感上的電感電流持續上升的時間段；其中，第二時間段T2具體為：在各開關周期內，流過開關電源的電感上的電感電流持續下降的時間段；其中，該開關周期為：開關電源的功率開關的開關周期。
本實施例檢測電路的進一步的工作原理以及分析詳細見實施例1中的相應描述。
由上可見，應用本實施例技術方案，只需要分別在各開關周期的第一時間段T1、第二時間段T2內按照上述的充電方案對檢測電容C進行充電，將檢測電容C在第二時間段T2的結束時刻的電壓Vc(T1+T2)作為檢測電壓Vc(T1+T2)，即可根據該檢測電壓Vc(T1+T2)確定該開關電源當前輸出電壓狀態當前輸出電壓狀態，以進一步根據該當前輸出電壓狀態實現 對開關電源的輸出電壓進行適應性調節。
參見實施例1的分析，在本實施例中，可以將檢測電壓Vc(T1+T2)與檢測電容C的初始電壓Vc(0)進行比較，根據比較結果確定該開關電源當前輸出電壓狀態。
相對於現有技術的採用光電耦合電路或者輔助線圈檢測的檢測技術方案，本實施例技術方案電路實現更加簡單，有利於降低電路成本。特別是相對於輔助線圈檢測的檢測技術方案，還進一步有利於提高開關電源的轉換效率。
作為本實施例的示意，本實施例的電壓檢測電路還可以進一步包括：比較電路。
該比較電路的第一輸入端部接收上述的檢測電壓Vc(T1+T2)，第二輸入端接收檢測電容C的初始電壓，比較電路比較檢測電壓Vc(T1+T2)與檢測電容C的初始電壓Vc(0)，向開關電源的控制電路輸出比較結果，以便開關電源控制電路根據該比較結果確定開關電源當前輸出電壓的狀態，具體是：如果檢測電壓大於檢測電容C的初始電壓，則判定開關電源當前輸出電壓大於該設定輸出電壓；如果檢測電壓等於檢測電容C的初始電壓，則判定開關電源當前輸出電壓等於設定輸出電壓；如果檢測電壓小於檢測電容C的初始電壓，則判定開關電源當前輸出電壓小於設定輸出電壓。
本實施例中，控制電路具體根據該比較結果確定開關電源當前 輸出電壓的狀態的電路實現，具體可以但不限於採用現有技術實現。
本實施例的比較電路可以採用比較器或者其他電路實現。
進一步詳細的工作原理詳細參見實施例1-3中的相應記載。
實施例5：參見圖11所示，本實施例與實施例4所不同之處在於：作為本實施例的示意，本實施例的電壓檢測電路還進一步包括第三開關Q3。該第三開關Q3與檢測電容C並聯。
在各開關周期的第三時間段T3內，第一開關Q1以及第二開關Q2處於斷開狀態，第三開關Q3處於導通狀態，此時檢測電容C的兩端部短接，檢測電容C通過第三開關Q3形成的放電回路進行放電，確保在下一開關周期到來前將檢測電容C的電壓復位。
本實施例中的第三時間段T3為：在各開關周期內，在第二時間段T2結束時刻到下一開關周期到來之前的時間段，即到第二時間段T2結束時刻到下一開關周期的第一時間段T1開始時刻之間的時間段。
作為本實施例的示意，參見圖9所示，該第三時間段T3可以但不限於具體為：在各開關周期內，該電感電流到達零後在零值附近發生諧振逐漸穩定在零值的諧振時間段。
在本實施例中，當檢測電容C上未與第一開關Q1、第二開關Q2連接的的一端未接地或者僅邏輯接地時，經過第三時間段T3檢測電容C通過第三開關Q3形成的放電回路進行放電，則可以將檢測電容C的電壓復位為初始的一固定值，即：使檢測電容C的初始電壓為復位電壓；當檢測電容C上未與第一開關Q1、第二開關Q2連接的的一端 接地時，經過第三時間段T3檢測電容C通過第三開關Q3形成的放電回路進行放電，則可以將檢測電容C的電壓復位為零，即：使檢測電容C的初始電壓為零。與實施例3同理第，在本實施例中，當檢測電容C的初始電壓Vc(0)為零時：當Vc(T1+T2)>0時，開關電源的當前輸出電壓Vo大於設定輸出電壓；當Vc(T1+T2)=0時，開關電源的當前輸出電壓Vo等於設定輸出電壓。
當Vc(T1+T2)<0時，開關電源的當前輸出電壓Vo小於設定輸出電壓。
由上可見，由於在第三時間段T3還進行對檢測電容C的電壓進行復位，保證其在任一開關周期的初始電壓均為復位電壓，其相對於實施例4進一步有利於提高對開關電源檢測的準確性以及穩定性。
本實施例中，在一開關周期內，開關電源的功率開關管的栅極電壓VG、電感的電感電流IL以及電感的勵磁電壓VL的波形示意、以及第一時間段T1、第二時間段T2、第三時間段T3的分布波形圖參見圖9所示。
進一步詳細的工作原理詳細參見實施例1-3中的相應記載。
參見圖12所示，本實施例以Buck開關電源電路為例提供了一種在開關電源的控制電路1201中帶本實施例4-5所示電壓檢測電路的開關電源電路原理示意圖。但本實施例4-5所示電壓檢測電路在開關電源中的應用並不限於此，其還適用於例如Boost、Buck-Boost等任一開關電源中，本實施例電壓檢測技術方案在這些開關電路中的應用工作原理以及分析詳細見 實施1-5中的詳細描述，在此不做贅述。
實施例提供了一種包含實施例4、5所示任一檢測電路的開關電源。
以上該的實施方式，並不構成對該技術方案保護範圍的限定。任何在上述實施方式的精神和原則之內所作的修改、等同替換和改進等，均應包含在該技術方案的保護範圍之內。
401‧‧‧根據第一電壓以及變換電阻值生成第一電流
402‧‧‧在各開關周期的第一時間段內，第一電流對檢測電容充電
403‧‧‧在各開關周期的第二時間段內，預定的第二電流對檢測電容充電
404‧‧‧在各開關周期的第二時間段結束時刻，檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓

Claims (10)

  1. 一種電壓檢測方法，包括：根據一第一電壓以及一變換電阻值生成一第一電流；在至少一開關周期的一第一時間段內，該第一電流對一檢測電容充電；在各該開關周期的一第二時間段內，一預定的第二電流對該檢測電容充電，且該第二電流、該第一電流分別流過該檢測電容的電流方向相反；及在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓，以根據該檢測電壓確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態；其中，該第一電壓為在各該開關周期的該第一時間段，該開關電源的一電感的勵磁電壓；該第一時間段為在各該開關周期內，流過該電感的電感電流持續上升的時間段；該第二時間段為在各該開關周期內，該電感電流持續下降的時間段；該開關周期為該開關電源的開關周期；及該變換電阻值被設為該開關電源的設定輸出電壓與該第二電流的比值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的電壓檢測方法，其中，在步驟：在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓之後，還包括：比較該檢測電壓與該檢測電容的一初始電壓，確定該開關電源當前的一輸出電壓的狀態：如果該檢測電壓大於該檢測電容的初始電壓，則確定該開關電源當前輸出電壓大於該設定輸出電壓； 如果該檢測電壓等於該檢測電容的初始電壓，則確定該開關電源當前輸出電壓等於該設定輸出電壓；或如果該檢測電壓小於該檢測電容的初始電壓，則確定該開關電源當前輸出電壓小於該設定輸出電壓；其中該初始電壓為在各該開關周期的初始時刻，該檢測電容的電壓。
  3. 如申請專利範圍第1或2項所述的電壓檢測方法，其中，在步驟在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓之後，還包括：在一第三時間段，將該檢測電容的電壓復位，其中，該第三時間段為在各該開關周期內，在該第二時間段結束時刻到下一開關周期到來之前的時間段。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的電壓檢測方法，其中，該第三時間段為在各該開關周期內，該電感電流到達零後到穩定為零的一諧振時間段。
  5. 如申請專利範圍第1或2項所述的電壓檢測方法，其中，在各該開關周期的該第二時間段內，預定的第二電流對該檢測電容充電，具體是：在各該開關周期的該第二時間段內，採用第二電流源對該檢測電容充電，該第二電流源輸出電流為該第二電流。
  6. 一種電壓檢測電路，包括：一第一電流生成電路，係根據一第一電壓以及一變換電阻值生成一第一電流，一第二電流源，用於輸出一預定的第二電流，該第二電流、該第一電流分別流過該檢測電容的電流方向相反； 一第一開關連接在該第一電流生成電路與一檢測電容之間；該第二開關連接在該第二電流源與該檢測電容之間；其中，在各開關周期的一第一時間段內，該第二開關處於關斷狀態，該第一開關處於導通狀態，該第一電流通過該第一開關形成的回路對該檢測電容充電；在各該開關周期的一第二時間段內，該第一開關處於關斷狀態，該第二開關處於導通狀態，該第二電流通過該第二開關形成的回路對該檢測電容充電；在各該開關周期的該第二時間段結束時刻，該檢測電容兩端的電壓即為檢測電壓，以根據該檢測電壓確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態；其中，該第一電壓為在各該開關周期的第一時間段內，該開關電源的電感的勵磁電壓；該第一時間段為在各該開關周期內，流過該電感的電感電流持續上升的時間段；該第二時間段為在各該開關周期內，該電感電流持續下降的時間段；該開關周期為該開關電源的開關周期；該變換電阻值被設為該開關電源的設定輸出電壓與該第二電流的比值。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的電壓檢測電路，還包括：一比較電路，用於比較該檢測電壓與該檢測電容的初始電壓，確定該開關電源當前的輸出電壓的狀態：如果該檢測電壓大於該檢測電容的初始電壓，則判定該開關電源當前輸出電壓大於該設定輸出電壓；如果該檢測電壓等於該檢測電容的初始電壓，則判定該開關電源當前輸出電壓等於該設定輸出電壓；或 如果該檢測電壓小於該檢測電容的初始電壓，則判定該開關電源當前輸出電壓小於該設定輸出電壓；其中，該初始電壓為在各該開關周期的初始時刻，該檢測電容的電壓。
  8. 如申請專利範圍第6或7項所述的電壓檢測電路，還包括：一第三開關，與該檢測電容並聯，在各該開關周期的一第三時間段內，該第一開關以及該第二開關處於關斷狀態，該第三開關處於導通狀態，該檢測電容通過該第三開關形成的回路放電，使該檢測電容的電壓復位；其中，該第三時間段為在各該開關周期內，在該第二時間段結束時刻到下一開關周期到來之前的時間段。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的電壓檢測電路，其中，該第三時間段為在各該開關周期內，該電感電流到達零後到穩定為零的諧振時間段。
  10. 一種開關電源，其特徵是，包括申請專利範圍第6至9之任一電壓檢測電路。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104297553B (zh) * 2014-10-28 2017-09-15 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 输出电压检测电路、控制电路和开关型变换器
KR102352890B1 (ko) * 2015-05-06 2022-01-19 삼성전자주식회사 플라잉 커패시터 전압 제어를 위한 회로들을 가지는 dc-dc 컨버터 및 그에 따른 전압 제어 방법
TWI608348B (zh) * 2015-11-20 2017-12-11 Detection circuit
CN107132404B (zh) * 2017-05-15 2019-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 检测方法、检测电路、控制器及开关电源
CN107561343B (zh) * 2017-09-30 2023-07-18 杰华特微电子股份有限公司 一种开关电路的电流检测电路、电流检测方法及开关电路
CN110780141B (zh) * 2019-11-14 2021-09-07 东北电力大学 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101867299A (zh) * 2010-07-20 2010-10-20 周光友 一种用于开关电源反馈电压检测和采样保持的电路及方法
CN102735906A (zh) * 2012-07-05 2012-10-17 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电感电流检测电路以及应用其的led驱动电路
TW201304598A (zh) * 2011-07-07 2013-01-16 Silergy Corp 複合型多輸出電源及其調節方法
CN102944723A (zh) * 2012-12-04 2013-02-27 成都芯源系统有限公司 一种电压检测电路以及电压检测方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5457620A (en) * 1993-07-30 1995-10-10 At&T Ipm Corp. Current estimating circuit for switch mode power supply
WO2004066497A1 (ja) * 2003-01-24 2004-08-05 Sony Corporation 比較回路、電源回路、集積回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ及びフラットディスプレイ装置
JP3961505B2 (ja) 2004-04-13 2007-08-22 松下電器産業株式会社 電圧検出回路、電源装置及び半導体装置
JP2007336742A (ja) 2006-06-16 2007-12-27 Fuji Electric Device Technology Co Ltd スイッチング電源装置
CN102315773B (zh) * 2010-07-02 2014-02-12 成都芯源系统有限公司 一种开关变换器的装置和方法
US8476882B2 (en) * 2010-09-30 2013-07-02 Exar Corporation Reference voltage based equivalent series resistance (ESR) emulation for constant on-time (COT) control of buck regulators
CN102156504B (zh) * 2011-04-14 2013-10-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种太阳能电池板最大功率跟踪装置、跟踪方法以及应用其的太阳能供电装置
CN103151912B (zh) * 2013-03-21 2015-05-06 成都芯源系统有限公司 一种功率因数校正电路及其控制电路和控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101867299A (zh) * 2010-07-20 2010-10-20 周光友 一种用于开关电源反馈电压检测和采样保持的电路及方法
TW201304598A (zh) * 2011-07-07 2013-01-16 Silergy Corp 複合型多輸出電源及其調節方法
CN102735906A (zh) * 2012-07-05 2012-10-17 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电感电流检测电路以及应用其的led驱动电路
CN102944723A (zh) * 2012-12-04 2013-02-27 成都芯源系统有限公司 一种电压检测电路以及电压检测方法

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US9739806B2 (en) 2017-08-22
US9407140B2 (en) 2016-08-02
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US20160282387A1 (en) 2016-09-29

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