WO2017097260A1 - 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路 - Google Patents

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Definitions

  • Figure 5 is a block diagram showing the circuit structure of an error amplifying device in a second embodiment of the present invention.
  • the error amplifier unit includes an error amplifier 401, a capacitor C31, a first switch 403, a first comparator 201, a second switch 404, and a second comparator 203.
  • the first pulse CK1 and the second pulse CK2 can be combined into the same signal (the same pulse signal outputted by the third pulse generating circuit 503 obtains the first pulse CK1 and The second pulse CK2), and the counting direction of the addition and subtraction counter is directly determined by the first switch selection signal S1, and the effect is the same.

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Abstract

一种误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路，该误差放大器装置中，脉冲发生电路根据误差放大器单元的输出电压产生第一脉冲和第二脉冲，计数单元连接所述脉冲发生电路，对第一脉冲和第二脉冲进行计数，并基于所述计数生成反映补偿电压大小的环路控制信号。该装置使用计数单元把补偿电压数字化，计数值大小可以反映补偿电压的高低，据此可以使得在交流50Hz/60Hz的周期内环路控制信号的变动很小，达到滤除50Hz/60Hz交流纹波的作用。上述装置减小了补偿电容的大小，由此可将环路补偿电容集成到IC内部，简化了外围设计，消除潮湿漏电对环路的影响。

Description

误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
本申请要求了2015年12月10日提交的、申请号为201510917062.3、发明名称为“误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路”的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。
技术领域
本发明涉及一种误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路。
背景技术
传统的交流供电的、带功率因数调整(PFC)功能的降压结构LED恒流驱动电路如图1所示，主要包括：AC输入整流电路101、交流输入源102、输入电容Cin、电感L1、功率开关M1、采样电阻Rs、续流二极管D1、输出电容Cbulk、输出电流采样电路111，误差放大器112、补偿电容Ccomp、PWM信号产生电路113。
其中，AC输入整流电路101接收交流输入源102的交流输入电压并对其整流；输入电容Cin的一端连接输入电压接入端Vin，其另一端接地；功率开关M1的源端连接输入电压接入端Vin，其漏端连接采样电阻Rs的一端，其栅端接收PWM信号产生电路113的驱动信号；电感L1的一端连接采样电阻Rs的另一端，电感L1的另一端连接输出电容Cbulk的一端；续流二极管D1的阴极连接采样电阻Rs的一端，其阳极连接输出电容Cbulk的另一端；输出电容Cbulk用于与负载并联，例如与LED负载并联；采样电阻Rs采样输出电流，以驱动功率开关M1。
所述输出电流采样电路111通过对采样电阻Rs上的电压Vcs进行采样计算得到输出电流采样电压；所述误差放大器112将输出电流采样电路111计算出的输出电流采样电压与基准电压Vref做误差放大，输出补偿电压Vcomp，误差放大器112的输出端连接补偿电容Ccomp，环路稳定后，补偿电压Vcomp基本固定，输出电流由基准电压Vref决定；所述PWM信号产生电路113连接误差放大器112的输出端和功率开关M1的栅端，实现对功率开关M1的导通和关断驱动。
当功率开关M1导通时，输入电流流经采样电阻Rs、电感L1、输出电容Cbulk、输出端Vout，流经电感L1的电流增加，电感L1存储能量。当功率开关M1关断后，流经电感L1的电流经续流二极管D1续流，流经电感L1的电流逐渐减小，电感L1释 放能量到输出电容Cbulk和输出端Vout。当采样电阻Rs上的电压Vcs小于基准电压Vref时，经误差放大器112和PWM信号产生电路113导通功率开关M1。功率开关M1重复上面的开关动作，电路持续工作，始终处于电感电流临界导通模式。
然而，由于交流输入源102输入的信号通常是频率为50Hz/60Hz的交流信号，输出电流采样电路111计算出的输出电流采样电压也是具有50Hz/60Hz压纹波的信号，为了滤除50Hz/60Hz的干扰信号，补偿电容Ccomp不能取得太小，实际电路中一般都大于1μF以上，这种大小的补偿电容无法集成到集成电路内部，只能做到芯片外部，这就容易受到潮湿漏电的影响进而影响输出电流，也不利于外围线路的简化。
发明内容
本发明的目的在于提供一种误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路，以解决现有的技术问题。
根据本发明的一方面，提供一种误差放大装置，包括：
误差放大器单元；
脉冲发生电路，连接所述误差放大器单元，并根据所述误差放大器单元的输出电压产生第一脉冲和第二脉冲；
计数单元，连接所述脉冲发生电路，对第一脉冲和第二脉冲进行计数，并基于所述计数生成反映补偿电压大小的环路控制信号。
可选的，所述计数单元包括：计数器，连接所述脉冲发生电路，并对第一脉冲和第二脉冲进行计数；计数信号采样保持电路，连接所述计数器和一与输入交流整流波形同步的间隔固定时间采样信号，所述间隔固定时间采样信号控制所述计数信号采样保持电路间隔固定时间对所述计数器的计数值采样。
可选的，所述计数单元包括：加减法计数器，所述加减法计数器计数位数为一预设值，连接所述脉冲发生电路，并对第一脉冲和第二脉冲进行加减计数，输出一反映补偿电压大小的环路控制信号，所述环路控制信号直接控制一PWM信号，或者，所述环路控制信号转换成模拟信号后再去控制一PWM信号，以滤除交流纹波。
可选的，在一个交流半周的第一部分，所述加减法计数器的计数值增加；在一个交流半周的第二部分，所述加减法计数器的计数值减小；在一个交流半周内，加法计数等于减法计数。
可选的，所述脉冲发生电路包括产生所述第一脉冲的第一脉冲发生电路和产生所 述第二脉冲的第二脉冲发生电路。
可选的，所述误差放大器单元包括：第一定时电流产生电路、第一电容、第一开关、第一比较器、第二定时电流产生电路、第二电容、第二开关和第二比较器；所述第一比较器的正输入端连接所述第一定时电流产生电路、第一电容的一端和第一开关的源端，所述第一比较器的负输入端连接一第一参考电压，所述第一比较器的输出端连接所述第一脉冲发生电路的输入端；所述第一脉冲发生电路的输出端和第一开关的栅端连接所述计数单元的一输入端，所述第一电容的另一端与所述第一开关的漏端接地；所述第二比较器的正输入端连接所述第二定时电流产生电路、第二电容的一端和第二开关的源端，所述第二比较器的负输入端连接一第二参考电压，所述第二比较器的输出端连接所述第二脉冲发生电路的输入端；所述第二脉冲发生电路的输出端和第二开关的栅端连接所述计数单元的另一输入端，所述第二电容的另一端与所述第二开关的漏端接地。
可选的，所述第一定时电流产生电路在一基准电压控制下对所述第一电容充电，当充电电压达到所述第一参考电压时所述第一比较器翻转，所述第一脉冲发生电路产生一个第一脉冲，所述第一脉冲控制所述第一开关导通以清除所述第一电容上的电压，然后开始下一次充电和脉冲产生；所述第二定时电流产生电路在一输出电流采样信号控制下对所述第二电容充电，当充电电压达到所述第二参考电压时所述第二比较器翻转，所述第二脉冲发生电路产生一个第二脉冲，所述第二脉冲控制所述第二开关导通以清除所述第二电容上的电压，然后开始下一次充电和脉冲产生。
可选的，在一个交流半周，成立以下关系：I1×C22×VB＝I2avg×C21×VA，其中，I1为所述第一定时电流产生电路的电流值，C22为所述第二电容的电容值，VB为所述第二参考电压的电压值，I2avg为所述第二定时电流产生电路的电流平均值，C21为所述第一电容的电容值，VA为所述第一参考电压的电压值。
可选的，根据所述第一定时电流产生电路、第二电容、第二参考电压、第一电容、第一参考电压的数值确定所述第二定时电流产生电路的平均值。
可选的，所述误差放大器单元包括：误差放大器、电容、第一开关、第一比较器、第二开关和第二比较器；所述误差放大器的正输入端连接一基准电压，所述误差放大器的负输入端连接一输出电流采样信号，所述误差放大器的输出端连接所述第一比较器的正输入端和第二比较器的正输入端；所述第一比较器的负输入端连接一第三参考电压，所述第一比较器的输出端连接所述第一脉冲发生电路的输入端；所述第一脉冲 发生电路的输出端连接所述计数单元的一输入端，所述第一脉冲发生电路输出的第一脉冲控制所述第一开关的通断；所述第二比较器的负输入端连接一第四参考电压，所述第二比较器的输出端连接所述第二脉冲发生电路的输入端；所述第二脉冲发生电路的输出端连接所述计数单元的另一输入端，所述第二脉冲发生电路输出的第二脉冲控制所述第二开关的通断；所述电容一端连接所述误差放大器的输出端，另一端接地。
可选的，当所述误差放大器的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，所述电容充电，当充电电压超过第三参考电压时产生一个第一脉冲，第一脉冲使得第一开关导通，电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)；当所述误差放大器的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，所述电容放电，当放电电压低于第四参考电压时产生一个第二脉冲，第二脉冲使得第二开关导通，电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)。
可选的，所述第一脉冲对应的电容充电的电压差值为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，所述第二脉冲对应的电容放电的电压差值也为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，如果在一个交流半周，第一脉冲和第二脉冲计数值相同，表示电容充电和放电是相同的。
可选的，所述误差放大器为跨导型误差放大器。
可选的，所述脉冲发生电路包括第三脉冲发生电路，由所述第三脉冲发生电路输出的脉冲信号得到所述第一脉冲和第二脉冲。
可选的，所述误差放大器单元包括：误差放大器、电容、开关、第一比较器、第二比较器、四个选择开关和反相器；所述误差放大器的正输入端连接一基准电压，所述误差放大器的负输入端连接一输出电流采样信号；所述第一比较器的正输入端连接第五参考电压，所述第一比较器的负输入端连接所述误差放大器的输出端，所述第一比较器的输出端连接所述第三脉冲发生电路的输入端和反相器，所述第五参考电压为1/2*(第三参考电压+第四参考电压)；所述第二比较器的正输入端通过所述四个选择开关连接所述电容以和第三参考电压或第四参考电压，所述第二比较器的输出端连接所述第三脉冲发生电路的输入端；所述第三脉冲发生电路的输出端连接所述计数单元的输入端，所述第三脉冲发生电路输出的脉冲信号控制所述开关的通断。
可选的，当所述误差放大器的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，所述电容充电，当充电电压超过1/2*(第三参考电压+第四参考电压)时，所述第一比较器输出第一开关选择信号，所述比较器的正输入端连接所述电容、负输入端连接第三参考 电压，同时第一开关选择信号控制第三脉冲发生电路，当充电电压超过第三参考电压时产生一个第一脉冲，所述第一脉冲使得开关导通，所述电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)；当所述误差放大器的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，所述电容放电，当放电电压低于1/2*(第三参考电压+第四参考电压)时，所述第一比较器输出第二开关选择信号，所述第二比较器的正输入端连接第四参考电压、负输入端连接所述电容，当放电电压小于第四参考电压时产生一个第二脉冲，所述第二脉冲使得开关导通，所述电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)。
可选的，所述第一脉冲对应的电容充电的电压差值为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，所述第二脉冲对应的电容放电的电压差值也为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，如果在一个交流半周，第一脉冲和第二脉冲计数值相同，表示电容充电和放电是相同的。
可选的，所述计数器为一加减法计数器。
可选的，所述计数器对所述第一脉冲使用加法计数，对所述第二脉冲使用减法计数；或者，所述计数器对所述第二脉冲使用加法计数，对所述第一脉冲使用减法计数。
可选的，在一个交流半周，加法计数大于减法计数，所述计数器的计数值增加，所述计数信号采样保持电路的储存数字信号增大；在一个交流半周，加法计数小于减法计数，所述计数器的计数值减小，所述计数信号采样保持电路的储存数字信号减小；在一个交流半周，加法计数等于减法计数，所述计数器的计数值不变，所述计数信号采样保持电路的储存数字信号不变。
可选的，所述计数器使用触发器结构。
可选的，所述计数信号采样保持电路使用触发器结构。
可选的，所述间隔固定时间采样信号由与所述输入交流波形相关的电压和电流波形得到。
可选的，所述计数信号采样保持电路输出的数字信号直接控制一PWM信号，或者，所述计数信号采样保持电路输出的数字信号转换成模拟信号后再去控制一PWM信号。
可选的，所述加减法计数器使用触发器结构。
可选的，所述加减法计数器为十进制加减法计数器。
可选的，所述加减法计数器的计数位数为10位或15位。
可选的，所述误差放大装置运用在闭环恒流控制电路、闭环恒压控制电路或闭环恒功率控制电路中。
可选的，所述误差放大装置运用在降压结构、升压结构、反激结构或升降压结构中。
根据本发明的另一方面，还一种驱动电路，包括如上所述的误差放大装置。
可选的，在所述的驱动电路中，还包括：输出电流采样电路和PWM信号产生电路；所述误差放大器的输入端连接所述输出电流采样电路，所述误差放大器的输出端连接所述PWM信号产生电路。
在本发明提供的误差放大装置中，脉冲发生电路根据误差放大器单元的输出电压产生第一脉冲和第二脉冲，所述计数单元连接所述脉冲发生电路，对第一脉冲和第二脉冲进行计数，并基于所述计数生成反映补偿电压大小的环路控制信号。本发明使用计数单元把补偿电压数字化，计数值大小可以反映补偿电压的高低，据此可以使得在交流50Hz/60Hz的周期内环路控制信号的变动很小，达到滤除50Hz/60Hz交流纹波的作用。以上措施减小了补偿电容的大小，由此可将环路补偿电容集成到IC内部，简化了外围设计，消除潮湿漏电对环路的影响。另外，在一些实施例中可以利用加减法计数器进行加减计数，这样只需要设置加减法计数器的位数进而获得环路控制信号，而不需要与交流波形对齐的传递信号，线路实现更加简单，环路更容易稳定。
附图说明
图1是现有技术的降压结构LED恒流驱动电路结构示意图；
图2是本发明第一实施例提供的误差放大装置电路结构示意图；
图3是图2中窄脉冲与补偿电容上的电压关系示意图；
图4是间隔固定时间采样信号与输入交流整流波形同步示意图；
图5是本发明第二实施例提供的误差放大装置电路结构示意图；
图6是本发明第三实施例提供的误差放大装置电路结构示意图；
图7是本发明第四实施例提供的误差放大装置电路结构示意图；
图8是图7中窄脉冲与补偿电容上的电压关系示意图；
图9是环路控制信号与输入交流整流波形关系示意图；
图10是本发明第五实施例提供的误差放大装置电路结构示意图；
图11是本发明第六实施例提供的误差放大装置电路结构示意图；
图12本发明第七实施例提供的驱动电路结构示意图。
具体实施方式
本发明的核心思想在于，提供一种误差放大装置，包括：误差放大器单元、脉冲发生电路和计数单元；所述脉冲发生电路连接所述误差放大器单元，并根据所述误差放大器单元的输出电压产生第一脉冲和第二脉冲；所述计数单元连接所述脉冲发生电路，对第一脉冲和第二脉冲进行计数，并基于所述计数生成反映补偿电压大小的环路控制信号。本发明使用计数单元把补偿电压数字化，计数值大小可以反映补偿电压的高低，据此可以使得在交流50Hz/60Hz的周期内环路控制信号的变动很小，达到滤除50Hz/60Hz交流纹波的作用。环路控制电压控制PWM信号产生，可以做到环路控制电压与输入交流电压的纹波基本没有关系，以减小补偿电容的大小。
在一些实施例中，所述计数单元包括：计数器，连接所述脉冲发生电路，并对第一脉冲和第二脉冲进行计数；以及计数信号采样保持电路，连接所述计数器和一与输入交流整流波形同步的间隔固定时间采样信号，所述间隔固定时间采样信号控制所述计数信号采样保持电路间隔固定时间对所述计数器的计数值采样。通过使用计数器把补偿电压数字化，并且在给定间隔时间采样，间隔的时间与输入交流50Hz/60Hz电压同步，计数信号采样保持电路的输出信号中没有交流50Hz/60Hz信号，滤除了交流50Hz/60Hz的纹波电压，通过数字模拟转换产生环路控制电压，控制PWM信号产生，可以做到环路控制电压与输入交流电压的纹波没有关系，以减小补偿电容的大小。
在一些实施例中，所述计数单元包括：加减法计数器，脉冲发生电路根据误差放大器单元的输出电压产生第一脉冲、第二脉冲和计数方向信号，加减法计数器根据计数方向信号对第一脉冲和第二脉冲进行加减计数，计数值大小反映了补偿电压的高低，计数器的输出信号作为环路控制信号，通过设置加减法计数器的位数，使得在交流50Hz/60Hz的周期内，加减法计数器所对应的环路控制信号的变动很小，这样就达到滤除50Hz/60Hz交流纹波的作用，以上措施减小了补偿电容的大小，由此可将环路补偿电容集成到IC内部，简化了外围设计，消除潮湿漏电对环路的影响，并且，由于利用加减法计数器进行加减计数，只需要设置加减法计数器的位数进而获得环路控制信号，而不需要与交流波形对齐的传递信号，线路实现更加简单，环路更容易稳定。
以下结合附图和具体实施例对本发明提出的误差放大装置作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
第一实施例
图2是本发明第一实施例的误差放大装置电路结构示意图。所述误差放大装置包括：第一定时电流产生电路I1，第一电容C21，第一开关M2，第一比较器201，第一脉冲发生电路202；第二定时电流产生电路I2，第二电容C22、第二开关M3，第二比较器203，第二脉冲发生电路204；加减法计数器205，计数信号采样保持电路206，计数信号采样保持电路206输出的数字信号去控制环路。
具体如图2所示，基准电压Vref控制所述第一定时电流产生电路I1，所述第一定时电流产生电路I1、第一电容C21的一端和第一开关M2的源端连接第一比较器201的正输入端，所述第一比较器201的负输入端连接一第一参考电压VA，所述第一比较器201的输出端连接第一脉冲发生电路202的输入端，所述第一脉冲发生电路202的输出端和第一开关M2的栅端连接加减法计数器205的一输入端；所述第一电容C21的另一端与第一开关M2的漏端接地。所述输出电流采样电路208通过对采样电阻Rs上的电压Vcs进行采样计算得到输出电流采样信号以控制第二定时电流产生电路I2，所述第二定时电流产生电路I2、第二电容C22的一端和第二开关M3的源端连接第二比较器203的正输入端，所述第二比较器203的负输入端连接一第二参考电压VB，所述第二比较器203的输出端连接第二脉冲发生电路204的输入端，所述第二脉冲发生电路204的输出端和第二开关M3的栅端连接加减法计数器205的一输入端；所述第二电容C22的另一端与第二开关M3的漏端接地。所述加减法计数器205的输出端连接计数信号采样保持电路206的输入端，所述计数信号采样保持电路206的输出端输出的环路控制信号用以控制环路。
结合图2和图3所示，基准电压Vref控制第一定时电流产生电路I1，第一定时电流产生电路I1对第一电容C21充电，当充电电压达到第一参考电压VA时，第一比较器201翻转，经第一脉冲发生电路202产生一个第一脉冲CK1，第一脉冲CK1控制第一开关M2导通，清除第一电容C21上的电压，然后又开始下一次充电和脉冲产生，这样第一脉冲CK1脉冲的个数就表示了I1对第一电容C21充电充到第一参考电压VA的次数。同样，输出电流采样信号控制第二定时电流产生电路I2，第二定时电流产生电路I2对第二电容C22充电，当充电电压达到第二参考电压VB时，第二比较器203翻转，经第二脉冲发生电路204产生一个第二脉冲CK2，第二脉冲CK2控制第二开关M3导通，清除第二电容C22上的电压，然后又开始下一次充电和脉冲产生，这样第二脉冲CK2的个数就表示了第二定时电流产生电路I2对第二电容C22充电充到第二参 考电压VB的次数。
其中，加减法计数器205产生加减法计数；第一种情况，对第一脉冲CK1使用加法计数，对第二脉冲CK2使用减法计数；第二种情况，对第二脉冲CK2使用加法计数，对第一脉冲CK1使用减法计数。加减法计数器205的输出连接计数信号采样保持电路206，在间隔固定时间对计数器205的计数值采样保持。作为一个非限制性的例子，加减法计数器205使用触发器结构，计数信号采样保持电路206使用触发器结构。
参考图4，间隔固定时间采样信号与输入交流整流波形同步，在一个交流半周，加法计数大于减法计数，加减法计数器205的计数值增加，计数信号采样保持电路206的储存数字信号增大；在一个交流半周，加法计数小于减法计数，加减法计数器205的计数值减小，计数信号采样保持电路206的储存数字信号减小；在一个交流半周，加法计数等于减法计数，加减法计数器205的计数值不变，计数信号采样保持电路206的储存数字信号不变。
环路稳定以后，在一个交流半周，有以下关系成立：
I1×C22×VB＝I2avg×C21×VA
其中，I1为所述第一定时电流产生电路的电流值，C22为所述第二电容的电容值，VB为所述第二参考电压的电压值，I2avg为所述第二定时电流产生电路的电流平均值，C21为所述第一电容的电容值，VA为所述第一参考电压的电压值。I2avg代表了输出电流的大小，该等式表示只要设定好第一定时电流产生电路I1、第二电容C22、第二参考电压VB、第一电容C21、第一参考电压VA的数值就能确定第二定时电流产生电路I2的平均值，也即确定了输出电流的大小。计数信号采样保持电路206输出的信号的效果等同于图1所示结构中的环路补偿电压Vcomp。
作为一个非限制性的例子，间隔固定时间采样信号可从与输入交流波形相关的电压、电流波形得到。计数信号采样保持电路206输出的数字信号可以直接去控制PWM信号，调节PWM信号的占空比，经环路的负反馈达到稳定输出电流的目的。所述计数信号采样保持电路206输出的数字信号也可以先转换成模拟信号，再去控制PWM信号，调节PWM信号的占空比，经环路的负反馈达到稳定输出电流的目的。
第二实施例
图2中由于使用两个第一电容C21、第二电容C22，涉和到电路匹配的问题，因此，本实施例中使用一个电容C31替代第一电容C21和第二电容C22。并且，使用一个误差放大器401替代第一定时电流产生电路I1和第二定时电流产生电路I2，所述 误差放大器401一般为跨导型误差放大器。
图5是本发明第二实施例中误差放大装置电路结构示意图。如图5所示，所述误差放大器单元包括：误差放大器401、电容C31、第一开关403、第一比较器201、第二开关404和第二比较器203。
其中，误差放大器401的两个输入端分别连接基准电压Vref和输出电流采样信号，误差放大器401的输出端连接第一比较器201的正输入端和第二比较器203的正输入端，第一比较器201的负输入端连接一第三参考电压VC，第一比较器201的输出端连接第一脉冲发生电路202的输入端，第一脉冲发生电路202的输出端连接加减法计数器205的一输入端，第一脉冲发生电路202输出的第一脉冲控制第一开关403的通断；第二比较器203的负输入端连接一第四参考电压VD，第二比较器203的输出端连接第二脉冲发生电路204的输入端，第二脉冲发生电路204的输出端连接加减法计数器205的另一输入端，第二脉冲发生电路204输出的第二脉冲控制第二开关404的通断；电容C31一端连接所述误差放大器401的输出端，另一端接地。
当误差放大器401的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，电容C31充电，当充电电压超过第三参考电压VC时，产生一个第一脉冲CK1，第一脉冲CK1使得第一开关403导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)；当误差放大器401的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，电容C31放电，当放电电压低于第四参考电压VD时，产生一个第二脉冲CK2，第二脉冲CK2使得第二开关404导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)；第一开关403和第二开关404可以共用。
由于第一脉冲CK1脉冲对应的电容C31充电的电压差值为1/2*(VC-VD)，第二脉冲CK2脉冲对应的电容C31放电的电压差值也为1/2*(VC-VD)，即变化的差值相同，则如果在一个交流半周，第一脉冲CK1和第二脉冲CK2计数值相同，就表示了电容C31充电和放电是相同的，由此可知误差放大器的正输入端和负输入端电压相同，也即实现了误差放大器的作用。
第三实施例
图6是本发明第三实施例误差放大装置电路结构示意图。如图6所示，本实施例是在图5的基础上合并第一脉冲发生电路和第二脉冲发生电路，即采用一个第三脉冲发生电路503。第二比较器502的输入端通过选择开关连接电容C31、VC、VD，第一比较器501得到第一开关选择信号S1和第二开关选择信号S2；第一开关选择信号S1也控制第三脉冲发生电路503，第三脉冲发生电路503产生脉冲信号，通过第一开关 选择信号S1控制计数方向进而从该第三脉冲发生电路503输出的脉冲信号中得到第一脉冲CK1和第二脉冲CK2，以得到第一脉冲CK1和第二脉冲CK2。
具体而言，所述误差放大器单元包括：误差放大器401、电容C31、开关403、第一比较器501、第二比较器502、选择开关601、602、603、604，反相器504。其中，误差放大器401的两个输入端分别连接基准电压Vref和输出电流采样信号；第一比较器501的正输入端连接第五参考电压1/2*(VC+VD)，负输入端连接误差放大器401的输出端，输出端连接第三脉冲发生电路503的输入端和反相器504；第二比较器502的正输入端通过选择开关601、602连接电容C31或VD，负输入端通过选择开关603、604连接电容C31或VC，输出端连接第三脉冲发生电路503的输入端；第三脉冲发生电路503的输出端连接加减法计数器205的输入端，第三脉冲发生电路503输出的脉冲信号控制开关403的通断。
当误差放大器401的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，电容C31充电，当充电电压超过1/2*(VC+VD)时，第一比较器501输出第一开关选择信号S1，第一开关选择信号S1控制选择开关601、604闭合，使得比较器502的正输入端连接电容C31、负输入端连接第三参考电压VC，同时，第一开关选择信号S1控制第三脉冲发生电路503，当充电电压超过第三参考电压VC时，产生一个第一脉冲CK1，第一脉冲CK1使得开关403导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)。
当误差放大器401的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，电容C31放电，当放电电压低于1/2*(VC+VD)时，第一比较器501输出第二开关选择信号S2，第二开关选择信号S2控制选择开关602、603闭合，使得第二比较器502的正输入端连接第四参考电压VD、负输入端连接电容C31，当放电电压小于VD时，产生一个第二脉冲CK2，第二脉冲CK2使得开关403导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)。
由于第一脉冲CK1脉冲对应的电容C31充电的电压差值为1/2*(VC-VD)，第二脉冲CK2脉冲对应的电容C31放电的电压差值也为1/2*(VC-VD)，即变化的差值相同，则如果在一个交流半周，第一脉冲CK1和第二脉冲CK2计数值相同，就表示了电容C31充电和放电是相同的，由此可知误差放大器的正输入端和负输入端电压相同，也即实现了误差放大器的作用。其中，所述第一脉冲CK1、第二脉冲CK2的作用与图2、图4相同，此处不再赘述。
由第一脉冲CK1和第二脉冲CK2的产生过程可知，第一脉冲CK1和第二脉冲CK2可以合并成同一个信号(由第三脉冲发生电路503输出的同一个脉冲信号得到第一脉 冲CK1和第二脉冲CK2)。
第四实施例
图7是本发明第四实施例的误差放大装置电路结构示意图。所述误差放大装置包括：第一定时电流产生电路I1、第一电容C21、第一开关M2、第一比较器201、第一脉冲发生电路202、第二定时电流产生电路I2、第二电容C22、第二开关M3、第二比较器203、第二脉冲发生电路204以及加减法计数器207，所述加减法计数器207的计数值大小反映补偿电压的高低，以计数值作为环路控制信号，所述环路控制信号直接控制一PWM信号，或者，所述环路控制信号转换成模拟信号后再去控制一PWM信号，即，直接利用加减法计数器207输出的数字信号去控制环路。
具体如图7所示，基准电压Vref控制所述第一定时电流产生电路I1，所述第一定时电流产生电路I1、第一电容C21的一端和第一开关M2的源端连接第一比较器201的正输入端，所述第一比较器201的负输入端连接一第一参考电压VA，所述第一比较器201的输出端连接第一脉冲发生电路202的输入端，所述第一脉冲发生电路202的输出端和第一开关M2的栅端连接加减法计数器207的一输入端；所述第一电容C21的另一端与第一开关M2的漏端接地。所述输出电流采样电路208通过对采样电阻Rs上的电压Vcs进行采样计算得到输出电流采样信号以控制第二定时电流产生电路I2，所述第二定时电流产生电路I2、第二电容C22的一端和第二开关M3的源端连接第二比较器203的正输入端，所述第二比较器203的负输入端连接一第二参考电压VB，所述第二比较器203的输出端连接第二脉冲发生电路204的输入端，所述第二脉冲发生电路204的输出端和第二开关M3的栅端连接加减法计数器207的一输入端；所述第二电容C22的另一端与第二开关M3的漏端接地。所述加减法计数器207的输出端输出的环路控制信号用以控制环路。
结合图7和图8所示，基准电压Vref控制第一定时电流产生电路I1，第一定时电流产生电路I1对第一电容C21充电，当充电电压达到第一参考电压VA时，第一比较器201翻转，经第一脉冲发生电路202产生一个第一脉冲CK1，第一脉冲CK1控制第一开关M2导通，清除第一电容C21上的电压，然后又开始下一次充电和脉冲产生，这样第一脉冲CK1脉冲的个数就表示了I1对第一电容C21充电充到第一参考电压VA的次数。同样，输出电流采样信号控制第二定时电流产生电路I2，第二定时电流产生电路I2对第二电容C22充电，当充电电压达到第二参考电压VB时，第二比较器203翻转，经第二脉冲发生电路204产生一个第二脉冲CK2，第二脉冲CK2控制第二开关 M3导通，清除第二电容C22上的电压，然后又开始下一次充电和脉冲产生，这样第二脉冲CK2的个数就表示了第二定时电流产生电路I2对第二电容C22充电充到第二参考电压VB的次数。
其中，加减法计数器207产生加减法计数；第一种情况，对第一脉冲CK1使用加法计数，对第二脉冲CK2使用减法计数；第二种情况，对第二脉冲CK2使用加法计数，对第一脉冲CK1使用减法计数。作为一个非限制性的例子，加减法计数器207使用触发器结构。
参考图9，环路控制信号与输入交流整流波形的关系，在一个交流半周上半部分，综合效果是加法计数，加减法计数器207的计数值增加；一个交流半周下半部分，综合效果是减法计数，加减法计数器207的计数值减小；通过设置加减法计数器207的位数，使得在在一个交流半周内，加减法计数器207的输出环路控制信号变动很小，以达到滤除交流纹波；在一个交流半周内，加法计数等于减法计数，环路达到稳定。
具体来说，在一个交流半周时间内，计数值变动可能会很大，例如加法计数100次，减法计数也是100次，需要变动100次计数值所对应的控制信号基本不变，这样才能达到滤除交流纹波的作用。原先的加减法计数器207设置总的位数是10位的二进制数值，即1024个计数对应所需要的最大控制信号变化范围，则发生100次计数会导致控制信号变动太大，达不到滤除交流纹波的效果，通过增加计数器的位数，比如增加5位，则总的计数位数为15位，则32768个计数对应所需要的最大控制信号变化范围，假设仍采用最高的10位对应所需要的最大控制信号变化范围，则100次计数导致控制信号变化很小，滤除了交流纹波。如此，可通过设置加减法计数器的位数，使得在交流50Hz/60Hz的周期内，加减法计数器所对应的环路控制信号的变动很小，达到滤除50Hz/60Hz交流纹波的作用。当然，本发明并不限定加减法计数器的具体计数位数，也可以采用其它计数位数的加减法计数器，只要达到滤除交流纹波的目的即可。
环路稳定以后，在一个交流半周，有以下关系成立：
I1×C22×VB＝I2avg×C21×VA
其中，I1为所述第一定时电流产生电路的电流值，C22为所述第二电容的电容值，VB为所述第二参考电压的电压值，I2avg为所述第二定时电流产生电路的电流平均值，C21为所述第一电容的电容值，VA为所述第一参考电压的电压值。I2avg代表了输出电流的大小，该等式表示只要设定好第一定时电流产生电路I1、第二电容C22、第二 参考电压VB、第一电容C21、第一参考电压VA的数值就能确定第二定时电流产生电路I2的平均值，也即确定了输出电流的大小。加减法计数器207输出的信号的效果等同于图1所示结构中的环路补偿电压Vcomp。
加减法计数器207输出的数字信号可以直接去控制PWM信号，调节PWM信号的占空比，经环路的负反馈达到稳定输出电流的目的。所述加减法计数器207输出的数字信号也可以先转换成模拟信号，再去控制PWM信号，调节PWM信号的占空比，经环路的负反馈达到稳定输出电流的目的。
第五实施例
图7中由于使用两个第一电容C21、第二电容C22，涉及到电路匹配的问题，因此，本实施例中使用一个电容C31替代第一电容C21和第二电容C22。并且，使用一个误差放大器401替代第一定时电流产生电路I1和第二定时电流产生电路I2，所述误差放大器401一般为跨导型误差放大器。
图10是本发明第五实施例中误差放大装置电路结构示意图。如图10所示，所述误差放大器单元包括：误差放大器401、电容C31、第一开关403、第一比较器201、第二开关404和第二比较器203。
其中，误差放大器401的两个输入端分别连接基准电压Vref和输出电流采样信号，误差放大器401的输出端连接第一比较器201的正输入端和第二比较器203的正输入端，第一比较器201的负输入端连接一第三参考电压VC，第一比较器201的输出端连接第一脉冲发生电路202的输入端，第一脉冲发生电路202的输出端连接加减法计数器207的一输入端，第一脉冲发生电路202输出的第一脉冲控制第一开关403的通断；第二比较器203的负输入端连接一第四参考电压VD，第二比较器203的输出端连接第二脉冲发生电路204的输入端，第二脉冲发生电路204的输出端连接加减法计数器207的另一输入端，第二脉冲发生电路204输出的第二脉冲控制第二开关404的通断；电容C31一端连接所述误差放大器401的输出端，另一端接地。
当误差放大器401的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，电容C31充电，当充电电压超过第三参考电压VC时，产生一个第一脉冲CK1，第一脉冲CK1使得第一开关403导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)；当误差放大器401的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，电容C31放电，当放电电压低于第四参考电压VD时，产生一个第二脉冲CK2，第二脉冲CK2使得第二开关404导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)；第一开关403和第二开关404可以共用。
由于第一脉冲CK1脉冲对应的电容C31充电的电压差值为1/2*(VC-VD)，第二脉冲CK2脉冲对应的电容C31放电的电压差值也为1/2*(VC-VD)，即变化的差值相同，则如果在一个交流半周，第一脉冲CK1和第二脉冲CK2计数值相同，就表示了电容C31充电和放电是相同的，由此可知误差放大器的正输入端和负输入端电压相同，也即实现了误差放大器的作用。
第六实施例
图11是本发明第六实施例误差放大装置电路结构示意图。如图11所示，本实施例是在图10的基础上合并第一脉冲发生电路和第二脉冲发生电路，即采用一个第三脉冲发生电路503。第二比较器502的输入端通过选择开关连接电容C31、VC、VD，第一比较器501得到第一开关选择信号S1和第二开关选择信号S2；第一开关选择信号S1也控制第三脉冲发生电路503，第三脉冲发生电路503产生脉冲信号，通过第一开关选择信号S1控制计数方向进而从该第三脉冲发生电路503输出的脉冲信号中得到第一脉冲CK1和第二脉冲CK2，即第一开关选择信号S1决定了加减法计数器207的计数方向，以得到第一脉冲CK1和第二脉冲CK2。
具体而言，所述误差放大器单元包括：误差放大器401、电容C31、开关403、第一比较器501、第二比较器502、选择开关601、602、603、604，反相器504。其中，误差放大器401的两个输入端分别连接基准电压Vref和输出电流采样信号；第一比较器501的正输入端连接第五参考电压1/2*(VC+VD)，负输入端连接误差放大器401的输出端，输出端连接第三脉冲发生电路503的输入端和反相器504；第二比较器502的正输入端通过选择开关601、602连接电容C31或VD，负输入端通过选择开关603、604连接电容C31或VC，输出端连接第三脉冲发生电路503的输入端；第三脉冲发生电路503的输出端连接加减法计数器207的输入端，第三脉冲发生电路503输出的脉冲信号控制开关403的通断。
当误差放大器401的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，电容C31充电，当充电电压超过1/2*(VC+VD)时，第一比较器501输出第一开关选择信号S1，第一开关选择信号S1控制选择开关601、604闭合，使得比较器502的正输入端连接电容C31、负输入端连接第三参考电压VC，同时，第一开关选择信号S1控制第三脉冲发生电路503，当充电电压超过第三参考电压VC时，产生一个第一脉冲CK1，第一脉冲CK1使得开关403导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)。
当误差放大器401的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，电容C31放电， 当放电电压低于1/2*(VC+VD)时，第一比较器501输出第二开关选择信号S2，第二开关选择信号S2控制选择开关602、603闭合，使得第二比较器502的正输入端连接第四参考电压VD、负输入端连接电容C31，当放电电压小于VD时，产生一个第二脉冲CK2，第二脉冲CK2使得开关403导通，电容C31的电位被强拉到1/2*(VC+VD)。
由于第一脉冲CK1对应的电容C31充电的电压差值为1/2*(VC-VD)，第二脉冲CK2对应的电容C31放电的电压差值也为1/2*(VC-VD)，即变化的差值相同，则如果在一个交流半周，第一脉冲CK1和第二脉冲CK2计数值相同，就表示了电容C31充电和放电是相同的，由此可知误差放大器的正输入端和负输入端电压相同，也即实现了误差放大器的作用。其中，所述第一脉冲CK1、第二脉冲CK2的作用与图7、图9相同，此处不再赘述。
由第一脉冲CK1和第二脉冲CK2的产生过程可知，第一脉冲CK1和第二脉冲CK2可以合并成同一个信号(由第三脉冲发生电路503输出的同一个脉冲信号得到第一脉冲CK1和第二脉冲CK2)，而加减法计数器的计数方向直接由第一开关选择信号S1决定，效果上相同。
第七实施例
本实施例提供一种驱动电路，包括误差放大装置701，所述误差放大装置701可以采用上述任一实施例所描述的结构实现。
具体如图12所示，所述驱动电路主要包括：AC输入整流电路101、交流输入源102、输入电容Cin、电感L1、功率开关M1、采样电阻Rs、续流二极管D1、输出电容Cbulk、输出电流采样电路208，误差放大装置701、PWM信号产生电路113。
其中，AC输入整流电路101接收交流输入源102的交流输入电压并对其整流；输入电容Cin的一端连接输入电压接入端Vin，其另一端接地；功率开关M1的源端连接输入电压接入端Vin，其漏端连接采样电阻Rs的一端，其栅端接收PWM信号产生电路113的驱动信号；电感L1的一端连接采样电阻Rs的另一端，电感L1的另一端连接输出电容Cbulk的一端；续流二极管D1的阴极连接采样电阻Rs的一端，其阳极连接输出电容Cbulk的另一端；输出电容Cbulk用于与负载并联，例如与LED负载并联；采样电阻Rs采样输出电流，以驱动功率开关M1；所述误差放大装置701的输入端连接所述输出电流采样电路208，其输出端连接所述PWM信号产生电路113。计数器单元输出的环路控制信号控制PWM信号，进而控制环路，所述环路即所述驱动电路的环路。
需要说明的是，本发明不仅可以运用在闭环恒流控制电路中减小补偿电容，还能 运用在闭环恒压控制电路中减小补偿电容，和运用在闭环恒功率控制电路中减小补偿电容，均可实现将补偿电容内置到芯片内部的目的，以简化外围线路、提高电路的可靠性。
本发明误差放大装置电路结构可以运用在各种电源拓扑结构中，包括而不限于降压结构、升压结构、反激结构、升降压结构等，在运用时，直接将本发明的误差放大器结构替换原先电路的误差放大器结构即可，故此处不再一一说明。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。

Claims (31)

  1. 一种误差放大装置，其特征在于，包括：
    误差放大器单元；
    脉冲发生电路，连接所述误差放大器单元，并根据所述误差放大器单元的输出电压产生第一脉冲和第二脉冲；
    计数单元，连接所述脉冲发生电路，对第一脉冲和第二脉冲进行计数，并基于所述计数生成反映补偿电压大小的环路控制信号。
  2. 根据权利要求1所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数单元包括：
    计数器，连接所述脉冲发生电路，并对第一脉冲和第二脉冲进行计数；
    计数信号采样保持电路，连接所述计数器和一与输入交流整流波形同步的间隔固定时间采样信号，所述间隔固定时间采样信号控制所述计数信号采样保持电路间隔固定时间对所述计数器的计数值采样。
  3. 根据权利要求1所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数单元包括：加减法计数器，所述加减法计数器计数位数为一预设值，连接所述脉冲发生电路，并对所述第一脉冲和第二脉冲进行加减计数，输出所述环路控制信号，所述环路控制信号直接控制一PWM信号，或者，所述环路控制信号转换成模拟信号后再去控制一PWM信号，以滤除交流纹波。
  4. 如权利要求3所述的误差放大装置，其特征在于，在一个交流半周的第一部分，所述加减法计数器的计数值增加；在一个交流半周的第二部分，所述加减法计数器的计数值减小；在一个交流半周内，加法计数等于减法计数。
  5. 如权利要求1所述的误差放大装置，其特征在于，所述脉冲发生电路包括产生所述第一脉冲的第一脉冲发生电路和产生所述第二脉冲的第二脉冲发生电路。
  6. 如权利要求5所述的误差放大装置，其特征在于，所述误差放大器单元包括：第一定时电流产生电路、第一电容、第一开关、第一比较器、第二定时电流产生电路、第二电容、第二开关和第二比较器；
    所述第一比较器的正输入端连接所述第一定时电流产生电路、第一电容的一端和第一开关的源端，所述第一比较器的负输入端连接一第一参考电压，所述第一比较器的输出端连接所述第一脉冲发生电路的输入端；
    所述第一脉冲发生电路的输出端和第一开关的栅端连接所述计数单元的一输入端，所述第一电容的另一端与所述第一开关的漏端接地；
    所述第二比较器的正输入端连接所述第二定时电流产生电路、第二电容的一端和第二开关的源端，所述第二比较器的负输入端连接一第二参考电压，所述第二比较器的输出端连接所述第二脉冲发生电路的输入端；
    所述第二脉冲发生电路的输出端和第二开关的栅端连接所述计数单元的另一输入端，所述第二电容的另一端与所述第二开关的漏端接地。
  7. 如权利要求6所述的误差放大装置，其特征在于，所述第一定时电流产生电路在一基准电压控制下对所述第一电容充电，当充电电压达到所述第一参考电压时所述第一比较器翻转，所述第一脉冲发生电路产生一个第一脉冲，所述第一脉冲控制所述第一开关导通以清除所述第一电容上的电压，然后开始下一次充电和脉冲产生；所述第二定时电流产生电路在一输出电流采样信号控制下对所述第二电容充电，当充电电压达到所述第二参考电压时所述第二比较器翻转，所述第二脉冲发生电路产生一个第二脉冲，所述第二脉冲控制所述第二开关导通以清除所述第二电容上的电压，然后开始下一次充电和脉冲产生。
  8. 如权利要求7所述的误差放大装置，其特征在于，在一个交流半周，成立以下关系：
    I1×C22×VB＝I2avg×C21×VA
    其中，I1为所述第一定时电流产生电路的电流值，C22为所述第二电容的电容值，VB为所述第二参考电压的电压值，I2avg为所述第二定时电流产生电路的电流平均值，C21为所述第一电容的电容值，VA为所述第一参考电压的电压值。
  9. 如权利要求7所述的误差放大装置，其特征在于，根据所述第一定时电流产生电路、第二电容、第二参考电压、第一电容、第一参考电压的数值确定所述第二定时电流产生电路的平均值。
  10. 如权利要求5所述的误差放大装置，其特征在于，所述误差放大器单元包括：
    误差放大器、电容、第一开关、第一比较器、第二开关和第二比较器；
    所述误差放大器的正输入端连接一基准电压，所述误差放大器的负输入端连接一输出电流采样信号，所述误差放大器的输出端连接所述第一比较器的正输入端和第二比较器的正输入端；
    所述第一比较器的负输入端连接一第三参考电压，所述第一比较器的输出端连接所述第一脉冲发生电路的输入端；
    所述第一脉冲发生电路的输出端连接所述计数单元的一输入端，所述第一脉冲发 生电路输出的第一脉冲控制所述第一开关的通断；
    所述第二比较器的负输入端连接一第四参考电压，所述第二比较器的输出端连接所述第二脉冲发生电路的输入端；
    所述第二脉冲发生电路的输出端连接所述计数单元的另一输入端，所述第二脉冲发生电路输出的第二脉冲控制所述第二开关的通断；
    所述电容一端连接所述误差放大器的输出端，另一端接地。
  11. 如权利要求10所述的误差放大装置，其特征在于，当所述误差放大器的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，所述电容充电，当充电电压超过第三参考电压时产生一个第一脉冲，第一脉冲使得第一开关导通，电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)；当所述误差放大器的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，所述电容放电，当放电电压低于第四参考电压时产生一个第二脉冲，第二脉冲使得第二开关导通，电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)。
  12. 如权利要求11所述的误差放大装置，其特征在于，所述第一脉冲对应的电容充电的电压差值为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，所述第二脉冲对应的电容放电的电压差值也为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，如果在一个交流半周，第一脉冲和第二脉冲计数值相同，表示电容充电和放电是相同的。
  13. 如权利要求10所述的误差放大装置，其特征在于，所述误差放大器为跨导型误差放大器。
  14. 如权利要求1所述的误差放大装置，其特征在于，所述脉冲发生电路包括第三脉冲发生电路，由所述第三脉冲发生电路输出的脉冲信号得到所述第一脉冲和第二脉冲。
  15. 如权利要求14所述的误差放大装置，其特征在于，所述误差放大器单元包括：误差放大器、电容、开关、第一比较器、第二比较器、四个选择开关和反相器；
    所述误差放大器的正输入端连接一基准电压，所述误差放大器的负输入端连接一输出电流采样信号；
    所述第一比较器的正输入端连接第五参考电压，所述第一比较器的负输入端连接所述误差放大器的输出端，所述第一比较器的输出端连接所述第三脉冲发生电路的输入端和反相器，所述第五参考电压为1/2*(第三参考电压+第四参考电压)；
    所述第二比较器的正输入端通过所述四个选择开关连接所述电容以和第三参考电压或第四参考电压，所述第二比较器的输出端连接所述第三脉冲发生电路的输入端；
    所述第三脉冲发生电路的输出端连接所述计数单元的输入端，所述第三脉冲发生电路输出的脉冲信号控制所述开关的通断。
  16. 如权利要求15所述的误差放大装置，其特征在于，当所述误差放大器的正输入端输入电压大于负输入端输入电压，所述电容充电，当充电电压超过1/2*(第三参考电压+第四参考电压)时，所述第一比较器输出第一开关选择信号，所述比较器的正输入端连接所述电容、负输入端连接第三参考电压，同时第一开关选择信号控制第三脉冲发生电路，当充电电压超过第三参考电压时产生一个第一脉冲，所述第一脉冲使得开关导通，所述电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)；当所述误差放大器的正输入端输入电压小于负输入端输入电压，所述电容放电，当放电电压低于1/2*(第三参考电压+第四参考电压)时，所述第一比较器输出第二开关选择信号，所述第二比较器的正输入端连接第四参考电压、负输入端连接所述电容，当放电电压小于第四参考电压时产生一个第二脉冲，所述第二脉冲使得开关导通，所述电容的电位被强拉到1/2*(第三参考电压+第四参考电压)。
  17. 如权利要求16所述的误差放大装置，其特征在于，所述第一脉冲对应的电容充电的电压差值为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，所述第二脉冲对应的电容放电的电压差值也为1/2*(第三参考电压-第四参考电压)，如果在一个交流半周，第一脉冲和第二脉冲计数值相同，表示电容充电和放电是相同的。
  18. 如权利要求2所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数器为一加减法计数器。
  19. 如权利要求18所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数器对所述第一脉冲使用加法计数，对所述第二脉冲使用减法计数；或者，所述计数器对所述第二脉冲使用加法计数，对所述第一脉冲使用减法计数。
  20. 如权利要求19所述的误差放大装置，其特征在于，在一个交流半周，加法计数大于减法计数，所述计数器的计数值增加，所述计数信号采样保持电路的储存数字信号增大；在一个交流半周，加法计数小于减法计数，所述计数器的计数值减小，所述计数信号采样保持电路的储存数字信号减小；在一个交流半周，加法计数等于减法计数，所述计数器的计数值不变，所述计数信号采样保持电路的储存数字信号不变。
  21. 如权利要求2所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数器使用触发器结构。
  22. 如权利要求2所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数信号采样保持电 路使用触发器结构。
  23. 如权利要求2所述的误差放大装置，其特征在于，所述间隔固定时间采样信号由与所述输入交流波形相关的电压和电流波形得到。
  24. 如权利要求2所述的误差放大装置，其特征在于，所述计数信号采样保持电路输出的数字信号直接控制一PWM信号，或者，所述计数信号采样保持电路输出的数字信号转换成模拟信号后再去控制一PWM信号。
  25. 如权利要求3所述的误差放大装置，其特征在于，所述加减法计数器使用触发器结构。
  26. 如权利要求3所述的误差放大装置，其特征在于，所述加减法计数器为十进制加减法计数器。
  27. 如权利要求3所述的误差放大装置，其特征在于，所述加减法计数器的计数位数为10位或15位。
  28. 如权利要求1至27中任一项所述的误差放大装置，其特征在于，所述误差放大装置运用在闭环恒流控制电路、闭环恒压控制电路或闭环恒功率控制电路中。
  29. 如权利要求1至27中任一项所述的误差放大装置，其特征在于，所述误差放大装置运用在降压结构、升压结构、反激结构或升降压结构中。
  30. 一种驱动电路，其特征在于，包括如权利要求1至27中任意一项所述的误差放大装置。
  31. 如权利要求30所述的驱动电路，其特征在于，还包括：输出电流采样电路和PWM信号产生电路；所述误差放大器的输入端连接所述输出电流采样电路，所述误差放大器的输出端连接所述PWM信号产生电路。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111245383A (zh) * 2020-01-16 2020-06-05 昂宝电子（上海）有限公司 用于误差信号放大及处理的电路和方法
US11936351B2 (en) 2020-01-16 2024-03-19 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for error amplification and processing

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105356730B (zh) * 2015-12-10 2018-03-06 杭州士兰微电子股份有限公司 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
CN107436379B (zh) * 2016-05-26 2020-08-18 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 用于测试模拟信号的系统
US9843330B1 (en) * 2016-09-22 2017-12-12 Apple Inc. Digital secondary control loop for voltage converter
CN110504826B (zh) * 2018-05-18 2020-10-27 华润矽威科技（上海）有限公司 Led驱动系统、去纹波电路及方法
CN108900182A (zh) * 2018-06-27 2018-11-27 重庆湃芯入微科技有限公司 一种具有高频限制功能的脉冲调制电路
CN109947163B (zh) * 2018-09-04 2020-08-07 合肥鑫晟光电科技有限公司 数字稳压器及其稳压方法
CN109217826A (zh) * 2018-10-12 2019-01-15 深圳市稳先微电子有限公司 一种内置电容的运放补偿电路
CN109287042B (zh) * 2018-12-12 2021-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 用于led照明的分段恒流控制系统和方法
CN110798948B (zh) * 2020-01-03 2020-04-14 普诚创智（成都）科技有限公司 一种取代外置积分电容的集成电路及led恒流驱动电路
CN112383234A (zh) * 2020-10-31 2021-02-19 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种用于电力行业产品降低开关电源纹波的电路及方法
CN114356006B (zh) * 2022-03-17 2022-05-27 钰泰半导体股份有限公司 一种恒功率输出控制方法、控制芯片及装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130057173A1 (en) * 2011-02-01 2013-03-07 Hangzhou Silan Microelectronics Co., Ltd. Primary-side controlled switch-mode power supply controller for driving led with constant current and method thereof
CN104503526A (zh) * 2014-11-19 2015-04-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于混合信号的反馈补偿电路及方法
CN104868701A (zh) * 2014-02-21 2015-08-26 立锜科技股份有限公司 电源转换器的混合式补偿电路
CN105356730A (zh) * 2015-12-10 2016-02-24 杭州士兰微电子股份有限公司 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
CN205232016U (zh) * 2015-12-10 2016-05-11 杭州士兰微电子股份有限公司 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4315200A (en) * 1978-08-29 1982-02-09 Canon Kabushiki Kaisha Servo control apparatus
JP2008177019A (ja) * 2007-01-18 2008-07-31 Seiko Instruments Inc Ｌｅｄ駆動回路
JP4908386B2 (ja) * 2007-11-30 2012-04-04 コーセル株式会社 スイッチング電源装置及びその駆動方法
US8188721B2 (en) * 2008-08-05 2012-05-29 Intersil Americas Inc. Active pulse positioning modulator
CN101635504B (zh) * 2009-08-20 2012-10-10 杭州士兰微电子股份有限公司 频率抖动电路和方法及其在开关电源中的应用
TW201138553A (en) * 2010-04-29 2011-11-01 Green Solution Tech Co Ltd Illumination controller and illumination driving system
KR20120078947A (ko) * 2011-01-03 2012-07-11 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치제어 회로, 이를 이용하는 컨버터, 및 스위치 제어 방법
CN202334470U (zh) * 2011-11-01 2012-07-11 深圳市力生美半导体器件有限公司 延时电路及具有该延时电路的开关电源控制器
KR102452492B1 (ko) * 2015-05-06 2022-10-07 삼성전자주식회사 전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치
US9870014B1 (en) * 2017-02-03 2018-01-16 SK Hynix Inc. Digital low drop-out regulator
US10108211B2 (en) * 2017-02-03 2018-10-23 SK Hynix Inc. Digital low drop-out regulator

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130057173A1 (en) * 2011-02-01 2013-03-07 Hangzhou Silan Microelectronics Co., Ltd. Primary-side controlled switch-mode power supply controller for driving led with constant current and method thereof
CN104868701A (zh) * 2014-02-21 2015-08-26 立锜科技股份有限公司 电源转换器的混合式补偿电路
CN104503526A (zh) * 2014-11-19 2015-04-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于混合信号的反馈补偿电路及方法
CN105356730A (zh) * 2015-12-10 2016-02-24 杭州士兰微电子股份有限公司 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
CN205232016U (zh) * 2015-12-10 2016-05-11 杭州士兰微电子股份有限公司 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111245383A (zh) * 2020-01-16 2020-06-05 昂宝电子（上海）有限公司 用于误差信号放大及处理的电路和方法
CN111245383B (zh) * 2020-01-16 2023-08-08 昂宝电子（上海）有限公司 用于误差信号放大及处理的电路和方法
US11936351B2 (en) 2020-01-16 2024-03-19 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for error amplification and processing

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CN105356730B (zh) 2018-03-06
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US10425002B2 (en) 2019-09-24

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