TWI625921B - Power supply control system and method with low input current total harmonic distortion - Google Patents

Power supply control system and method with low input current total harmonic distortion Download PDF

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Abstract

本發明涉及具有低的輸入電流總諧波失真的電源控制系統和方法。提供了一種電源控制系統，包括：積分和取樣元件，被配置為接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於取樣電壓和參考電壓來生成第一信號，其中取樣電壓是對電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的，並且所述第一信號被輸入到第一端子以生成補償電壓來對所述電源控制系統的輸出電流進行補償；調變元件，被配置為接收基於第一信號的第一電壓以及斜坡電壓，並且基於第一電壓和斜坡電壓來生成調變信號；邏輯控制元件，被配置為接收調變信號，並且基於調變信號來生成驅動信號；以及驅動元件，被配置為基於驅動信號來導通閘極。

Description

一種具有低的輸入電流總諧波失真的電源控制系統和方法
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例一種具有低的輸入電流總諧波失真的電源控制系統和方法。
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了用於電源控制器以減小電源的總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)的系統和方法。僅通過示例，本發明的一些實施例已經被應用於准諧振開關電源。但是，應該認識到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
根據本發明的控制方法，可以消除環路控制中誤差放大器的補償電容上的電壓紋波對THD的負面影響，同時能實現內置環路補償電容控制結構的THD優化，達到與外置環路補償電容控制結構的THD相同甚至更優。
第1圖示出了傳統BUCK(降壓)准諧振開關電源的簡化示意圖。在根據第1圖的架構中，AC(交流電)輸入連接到整流橋以提供輸入電壓Vin用於功率轉換系統的操作，通過對功率開關S1的不斷導通及關斷來達到所需的輸出。例如，當開關S1閉合(例如，導通)時，輸入電壓Vin與輸出電壓Vo的電壓差給電感器充電，電感電流的峰值I in_peak 由S1的導通時間Ton決定：
當開關S1閉合斷開(例如，關斷)後，電感器退磁，退磁結束後MOS(Metal Oxide Semiconductor，金屬氧化物半導體)電晶體再次導通，因此電感充電電流與放電電流相等，得出等式2： T on ×(V in -V o )=T off ×V o (等式2)
等式2變形可得：V in -V o =V in ×(1-D) (等式3)其中D代表與內部開關相關聯的占空比。例如，D按下式被確定： 其中，Toff代表關斷時間段(在此期間開關是斷開的(例如，被關斷))。且占空比D小於1。
則輸入電流的平均值Iin_ave可以根據下式來確定：
等式5變形可得：
根據等式6可知，輸入電流的平均值Iin_ave與S1的導通時間Ton成正比。
第2圖示出了傳統的BUCK架構的PFC(Power Factor Correction，功率因數校正)系統控制器的簡化示意圖。外部電阻器上的電壓被通過端子(例如，端子CS)傳遞到系統控制器，以在與內部功率開關相關聯的不同開關週期內進行信號處理。在系統控制器內部，通過CS端的電壓信號取樣輸出電流的大小產生電壓信號VIo_s，與參考電壓Vref_ea一起送入誤差放大器。
在系統外部的補償電容Ccomp上產生電壓Vcomp；通過FB感測退磁結束時刻導通開關S1。在S1的導通時間Ton內，由固定的斜坡電流或者由開關S1的占空比D所控制的斜坡電流給電容充電產生斜坡電壓。例如，斜坡電流可以在幅度上與(1-D)×D近似成比例，從而使得與占空比(例如，D)和導通時間段(例如，Ton)的持續時間相關的乘積(1-D)×D×T on 保持近似恒定。例如，斜坡電流Iramp按下式被確定： 其中，k1代表係數參數(例如，常數)。
當斜坡電壓高於comp端電壓Vcomp時，開關S1關斷，因此Vcomp決定了從S1導通到關斷的時間，即Ton時間。如果電壓Vcomp在一個工頻週期內完全恒定，那麼輸入電流Iin_ave就能完全跟隨輸入電壓Vin，實現最優的THD。
但是實際環路補償電容Ccomp上的電壓Vcomp不是恒定的，隨著輸入電壓Vin的工頻波動，輸出電流和電壓VIo_s也會波動，導致補償電容上的電壓Vcomp存在工頻紋波。
第3圖示出了傳統的BUCK准諧振開關電源的工作波形的關鍵局部示意圖。取樣輸出電流後的電壓信號VIo_s、參考電壓Vrcf_ea、電壓Vcomp、輸入電壓Vin與輸入電流Iin_ave波形如下第3圖所示。
取樣輸出電流後的電壓信號VIo_s與參考電壓Vref_ea做差積分在外部補償電容Ccomp上產生電壓Vcomp，在一個工頻週期內左半週期的Vcomp值高於右半週期的Vcomp值，即工頻左半週期內開關S1的Ton時間大於右半週期，導致輸入電流Iin_ave左半週期和右半週期不對稱且無法完全跟隨輸入電壓Vin波形，引起輸入電流的畸變。
傳統的內置補償電容結構由於內部電容不夠大，誤差放大器輸出端的補償電容上電壓波動較大，THD較差。因此，非常期望改善電壓波動的技術。
本發明的內置補償電容結構可以完全消除誤差放大器輸出的補償電容上電壓波動對Ton時間的影響，使內置補償電容結構的THD比傳統的外置補償電容結構更優。
鑒本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了用於減少輸入電流總諧波失真的系統和方法。僅通過示例，本發明的一些實施例已經被應用到功率變換系統。但是，應該認識到，本發明具有更廣泛的應用範圍。例如，根據本發明的方法可以適用於Buck、Boost、Buck-Boost以及返馳(flyback)架構的PFC控制器。
根據一個實施例，提供了一種電源控制系統，包括：積分和取樣元件，被配置為接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於取樣電壓和參考電壓來生成第一信號和第二信號，其中取樣電壓是對電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的，並且第一信號被輸入到第一端子以生成補償電壓來對電源控制系統的輸出電流進行補償；調變元件，配置為接收基於第二信號的第二電壓以及斜坡電壓，並且基於第二電壓和斜坡電壓來生成調變信號；邏輯控制元件，被配置為接收調變信號，並且基於調變信號來生成驅動信號；以及驅動元件，被配置為基於驅動信號來導通閘極。
根據另一實施例，提供了一種電源控制系統，包括：積分和取樣元件，被配置為接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於取樣電壓和參考電壓來生成第一信號，其中取樣電壓是對電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的；調變元件，被配置為接收基於第一信號的第一電壓以及斜坡電壓，並且基於第一電壓和斜坡電壓來生成調變信號；邏輯控制元件，被配置為接收調變信號，並且基於調變信號來生成驅動信號；以及驅動元件，被配置為基於驅動信號來導通閘極。
根據又一實施例，提供了一種電源控制方法，包括：接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於取樣電壓和參考電壓來生成第一信號，其中取樣電壓是對電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的；接收基於第一信號的第一電壓以及斜坡電壓，並且基於第一電壓和斜坡電壓來生成調變信號；接收調變信號，並且基於調變信號來生成驅動信號；以及基於驅動信號來導通閘極。
根據實施例，可以實現一個或多個有益效果。參考下面的詳細描述和附圖，將完全明白本發明的這些有益效果、以及各種附加目的、特徵、和優點。
AC‧‧‧交流電
por‧‧‧信號
Vin‧‧‧輸入電壓
R1‧‧‧第一電阻器
S1‧‧‧功率開關
C1‧‧‧第一電容器
Vo‧‧‧輸出電壓
EA‧‧‧誤差放大器
Iin_ave‧‧‧輸入電流
VIo_s、VIo_sf‧‧‧電壓信號
Vref_ea‧‧‧參考電壓
sample1、sample2‧‧‧取樣信號
Ccomp‧‧‧補償電容
501、502、503‧‧‧波形
D‧‧‧占空比
900‧‧‧系統控制方法
Iramp‧‧‧斜坡電流
901、902、903‧‧‧步驟
PWM‧‧‧脈波寬度調變
UVLO‧‧‧欠壓鎖定元件
Vcomp、Vcomp1、Vcomp2、Vcomp3、Vcomp4‧‧‧電壓
CS、FB、COMP、VDD、VCC、GND、GATE‧‧‧端子
第1圖示出了傳統BUCK准諧振開關電源的簡化示意圖。
第2圖示出了傳統的系統控制器的簡化示意圖。
第3圖示出了傳統的BUCK准諧振開關電源的工作波形的關鍵局部示意圖。
第4A圖示出了根據本發明的實施例的系統控制器的示例性框圖。
第4B圖示出了根據本發明的實施例的、第4A圖中的系統控制器的積分及取樣元件的示例性框圖。
第5圖示出了根據本發明的實施例的、第4A圖中的系統控制器的工作波形的關鍵局部示意圖。
第6圖示出了根據本發明的實施例的、內置補償電容的BUCK准諧振開關電源的示例性框圖。
第7A圖示出了根據本發明的另一實施例的系統控制器的示例性框圖。
第7B圖示出了根據本發明的實施例的、第7A圖中的系統控制器的積分及取樣元件的示例性框圖。
第8圖示出了根據本發明的實施例的、第7A圖中的系統控制器的工作波形的關鍵局部示意圖。
第9圖示出了根據本發明的實施例的系統控制方法的示例性流程圖。
下下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下 面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
第4A圖示出了根據本發明的實施例的系統控制器的示例性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
在一個示例中，系統控制器包括斜坡信號生成元件、欠壓鎖定(UVLO)元件(例如，UVLO)、調變元件(例如，比較器)、邏輯控制器、積分及取樣元件、驅動元件(例如，閘極驅動器)、退磁感測元件、以及輸出電流取樣元件。
根據一個實施例，UVLO元件感測來自Vcc端子的信號並且輸出信號(例如，por)。例如，如果來自Vcc端子的信號在幅度上大於第一預定閾值，則系統控制器開始正常地操作。如果來自Vcc端子的信號在幅度上小於第二預定閾值，則系統控制器被關閉。
外部電阻器上的電壓被通過端子(例如，端子CS)傳遞到系統控制器，以在與內部功率開關相關聯的不同開關週期內進行信號處理。在系統控制器內部，耦接至CS端的輸出電流取樣元件取樣輸出電流以產生電壓信號VIo_s，與參考電壓Vref_ea一起送入積分及取樣元件。積分及取樣元件基於電壓信號VIo_s和參考電壓Vref_ea生成第一信號和第二信號。其中取樣電壓是對所述電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的，並且第一信號被輸入到第一端子(例如，comp端子)以生成補償電壓來對電源控制系統的輸出電流進行補償。例如，comp端子可以將誤差放大器的輸出與外部元件連接以進行補償。根據一個實施例，第一信號在系統外部的補償電容Ccomp上產生電壓Vcomp1，第二信號在積分及取樣元件內生成用於調節Ton時間的電壓Vcomp2。
根據一個實施例，例如來自斜坡信號生成元件的Iramp流到斜坡信號生成器。在另一示例中，調變元件接收斜坡信號並且輸出調變信號。在另一示例中，邏輯控制器處理調變信號並且將控制信號輸出到驅 動元件。在另一示例中，調變信號與脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)信號相對應。在又一示例中，脈波寬度調變(PWM)控制器進一步包括過電壓保護(Over Voltage Protection,OVP)感測器，在另一示例中，驅動元件發送驅動信號到GATE端，以影響GATE的導通和關斷。
例如，電流Iramp經過斜坡信號生成元件產生斜坡電壓之後，調變元件將斜坡電壓與電壓Vcomp2做比較，並且基於比較結果輸出調變信號到邏輯控制元件。邏輯控制元件至少部分地基於調變信號來決定GATE的關斷時刻；邏輯控制元件還通過FB電壓感測退磁結束來決定GATE的導通時刻。例如，退磁感測元件感測來自FB端子的回饋信號並且將觸發信號輸出到邏輯控制器以開始下一週期(例如，與下一開關週期相對應)。
第4B圖示出了根據本發明的實施例的、第4A圖中的系統控制器的積分及取樣元件的示例性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
根據一個實施例，積分及取樣元件包括低通濾波元件、誤差放大元件、比較器、以及單觸發電路。根據一個實施例，低通濾波元件包括第一電阻器R1和第一電容器C1。
經過取樣輸出電流後產生的電壓信號VIo_s經過R1、C1濾波濾除其高頻波動後，與參考電壓Vref_ea一起送入比較器比較。經濾波後的電壓信號與參考電壓Vref_ea一起送進EA(Error Amplifier)做差積分，以在耦合到誤差放大器的輸出外部補償電容Ccomp上產生電壓Vcomp1。
在濾波後的電壓信號VIo_sf高於或者低於參考電壓Vref_ea的瞬間，單次觸發電路產生取樣信號sample1或sample2。在sample1或者sample2信號為高時EA的輸出電流接近為零，此時Vcomp1電壓最平緩，用sample1或者sample2信號取樣電壓Vcomp1在電容上以產生電壓Vcomp2，並 在非取樣的時間內保持此電壓，將電壓Vcomp2送入PWM比較器與斜坡信號一起產生開關S1的Ton時間。
第5圖示出了根據本發明的實施例的、第4A圖中的系統控制器的工作波形的關鍵局部示意圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
取樣輸出電流後的電壓信號VIo_s經過濾波後產生的電壓信號VIo_sf基本跟隨輸入電壓變化呈正弦波形(例如，如波形501所示)。在每個工頻週期內，電壓信號VIo_sf會出現一次從低於Vref_ea到高於Vref_ea的時刻產生取樣信號sample1，或者出現一次從高於Vref_ea到低於Vref_ea的時刻產生取樣信號sample2(例如，如波形502所示)用sample1信號取樣電壓Vcomp1產生的電壓Vcomp2如波形503所示。
系統工作穩定後，在每個工頻週期sample1或者sample2信號為高位準時，取樣電壓Vcomp1產生的Vcomp2電壓都完全恒定，由電壓Vcomp2產生PWM信號就能夠消除電壓Vcomp1波動所引起的Ton變化。在另一示例中，退磁感測元件在觸發信號中生成脈波以開始下一週期(未示出)。
第6圖示出了根據本發明的實施例的、內置補償電容的BUCK准諧振開關電源的示例性框圖。其結構與參考第1圖描述的准諧振開關電源類似，但是控制器不存在comp端子和連接到該端子的外部comp電容器。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
在對輸入電流的THD有較高要求的應用場合，為了輸入電流Iin_ave能完全跟隨輸入電壓Vin變化，環路補償電容Ccomp需要取值較大，所以目前PFC系統的電容Ccomp一般都是外置。
根據優選的實施例，本發明在每個工頻週期的固定時刻取樣誤差放大器補償電容Ccomp電壓的方式可以消除誤差放大器補償電容 上電壓紋波對THD的不利影響，那麼內置補償電容結構的系統THD也就可以做到和上述外置補償電容結構同樣低。內置補償電容的BUCK准諧振開關電源如上第6圖所示，與外置補償電容結構相比可以省去一個comp端子和外部comp電容器，使得系統結構更簡單、成本更低。
第7A圖示出了根據本發明的另一實施例的系統控制器的示例性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
首先通過CS端的電壓信號取樣輸出電流的大小產生電壓VIo_s，與參考電壓Vref_ea一起送入積分及取樣元件，完全由積分及取樣元件產生調節Ton時間的Vcomp4；電流Iramp經過斜坡信號生成元件產生斜坡電壓之後與電壓Vcomp4做比較，從而決定GATE的關斷時刻，再通過FB電壓感測退磁結束來決定GATE的導通時刻。
第7B圖示出了根據本發明的實施例的、第7A圖中的系統控制器的積分及取樣元件的示例性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
取樣輸出電流後產生的電壓信號VIo_s經過R1、C1濾波濾除其高頻波動後，與參考電壓Vref_ea一起送入比較器比較，之後在濾波後的電壓信號VIo_sf高於或者低於參考電壓Vref_ea的瞬間產生取樣信號samlple1或sample2；濾波後的電壓信號VIo_sf與參考電壓Vref_ea一起送進EA，用定頻、固定占空比控制信號DS(例如，10kHz頻率、3%占空比)取樣積分在內部補償電容C3上產生電壓Vcomp3，在sample1或者sample2信號為高時誤差放大器的輸出電流接近為零，此時電壓Vcomp3最平緩，用sample1或者sample2信號取樣電壓Vcomp3在電容器C2上產生電壓Vcomp4並在非取樣的時間內將此電壓保持住，將電壓Vcomp4送入PWM比較器與斜坡信號一起產生開關S1的Ton時間。
第8圖示出了根據本發明的實施例的、第7A圖中的系統控制器的工作波形的關鍵局部示意圖。圖中電壓Vcomp4由sample1信號取樣電壓Vcomp3產生。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
傳統的內置補償電容結構由於內部電容不夠大，誤差放大器輸出端的補償電容上電壓波動較大，THD較差；而本發明的內置補償電容結構可以完全消除誤差放大器輸出的補償電容上電壓波動對Ton時間的影響，使內置補償電容結構的THD比傳統的外置補償電容結構更優。
Boost、Buck-Boost以及返馳架構的PFC電源控制結構中也有誤差放大器及環路補償電容，如果在Boost、Buck-Boost以及返馳架構的PFC電源控制的環路補償部分使用本發明所描述的控制方法，也可以同樣實現更低的THD。
第9圖示出了根據本發明的實施例的系統控制方法900的示例性流程圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制申請專利範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
方法900開始於步驟901，接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於取樣電壓和參考電壓來生成第一信號，其中取樣電壓是對電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的。
方法隨後繼續到步驟902，接收基於第一信號的第一電壓以及斜坡電壓，並且基於第一電壓和斜坡電壓來生成調變信號。
在步驟903，接收調變信號，並且基於調變信號來生成驅動信號；以及基於驅動信號來導通閘極。
例如，本發明的各種實施例的一些或所有元件均被使用一個或多個軟體元件、一個或多個硬體元件、和/或軟體和硬體元件的一個或多個組合，單獨和/或至少與另一元件結合實現。在另一示例中，本發明的各種實施例的一些或所有元件均被單獨和/或至少與另一元件結合實現在 一個或多個電路中，這些電路諸如是一個或多個類比電路和/或一個或多個數位電路。在又一示例中，本發明的各種實施例和/或示例可以被結合。
儘管描述了本發明的具體實施例，但是本領域技術人員將理解的是其他實施例相當於所描述的實施例。因此，將理解的是，本發明不限於具體示出的實施例，而僅受所附申請專利範圍的限制。

Claims (6)

  1. 一種電源控制系統，包括：積分和取樣元件，所述積分和取樣元件被配置為接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於所述取樣電壓和所述參考電壓來生成第一信號和第二信號，其中所述取樣電壓是對所述電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的，並且所述第一信號被輸入到第一端子以生成補償電壓來對所述電源控制系統的輸出電流進行補償；調變元件，所述調變元件被配置為接收基於所述第二信號的第二電壓以及斜坡電壓，並且基於所述第二電壓和所述斜坡電壓來生成調變信號；邏輯控制元件，所述邏輯控制元件被配置為接收所述調變信號，並且基於所述調變信號來生成驅動信號；以及驅動元件，所述驅動元件被配置為基於所述驅動信號來導通閘極；其中所述積分和取樣元件包括：低通濾波器，所述低通濾波器被配置為對所述取樣電壓進行濾波；誤差放大器，所述誤差放大器被配置為對經濾波的取樣電壓以及所述參考電壓做差積分，以在耦合到所述第一端子和所述誤差放大器的輸出兩端的第一電容器上生成補償電壓；比較器，所述比較器被配置為在所述經濾波的取樣電壓變得大於或小於所述參考電壓的時刻輸出比較信號；以及單觸發電路；所述單觸發電路被配置為基於所述比較信號來生成取樣信號，以在耦合到所述單觸發電路和所述調變元件之間的第二電容上產生所述第二電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的電源控制系統，進一步包括：退磁感測元件，所述退磁感測元件被配置為感測所述電源控制系統的回饋信號，並且基於所述回饋信號生成觸發信號；其中所述驅動元件還被配置為：基於所述觸發信號來關斷閘極。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的電源控制系統，進一步包括：欠壓鎖定UVLO元件，所述UVLO元件被配置為感測來自Vcc端子的信號並且輸出UVLO信號，如果所述來自Vcc端子的信號在幅度上大於第一預定閾值，則所述電源控制系統開始正常地操作；並且如果所述來自Vcc端子的信號在幅度上小於第二預定閾值，則所述電源控制系統被關閉。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的電源控制系統，進一步包括：斜坡信號生成器，所述斜坡信號生成器被配置為接收斜坡電流，並且至少部分地基於所述斜坡電流來生成所述斜坡電壓。
  5. 一種電源控制系統，包括：積分和取樣元件，所述積分和取樣元件被配置為接收取樣電壓和參考電壓，並且至少部分地基於所述取樣電壓和所述參考電壓來生成第一信號，其中所述取樣電壓是對所述電源控制系統的輸出電流進行取樣獲得的；調變元件，所述調變元件被配置為接收基於所述第一信號的第一電壓以及斜坡電壓，並且基於所述第一電壓和所述斜坡電壓來生成調變信號；邏輯控制元件，所述邏輯控制元件被配置為接收所述調變信號，並且基於所述調變信號來生成驅動信號；以及驅動元件，所述驅動元件被配置為基於所述驅動信號來導通閘極；其中所述積分和取樣元件包括：低通濾波器，所述低通濾波器被配置為對所述取樣電壓進行濾波；誤差放大器，所述誤差放大器被配置為對經濾波的取樣電壓以及所述參考電壓做差積分，以基於預定的固定占空比信號來在連接到所述誤差放大器的輸出的補償電容器上生成補償電壓；比較器，所述比較器被配置為在所述經濾波的取樣電壓變得大於或小於所述參考電壓的時刻輸出比較信號；以及單觸發電路；所述單觸發電路被配置為基於所述比較信號來生成取樣 信號，以在耦合到所述單觸發電路和所述調變元件之間的第一電容器上產生所述第一電壓。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的電源控制系統，進一步包括：退磁感測元件，所述退磁感測元件被配置為感測所述電源控制系統的回饋信號，並且基於所述回饋信號生成觸發信號；其中所述驅動元件還被配置為：基於所述觸發信號來關斷閘極。
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