CN103841734A - 实现改善总谐波失真的驱动电路结构 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其中包括控制电路，所述的控制电路包括：过零检测模块、RS锁存器、输出驱动模块、比较器、斜坡产生模块、乘法器；误差放大模块，输出端连接所述的乘法器的第二输入端；电流估算模块，电流估算模块的输出端连接所述的误差放大模块的输入端，所述的电流估算模块的输入端输入负载峰值电流采样信号。采用该种实现改善总谐波失真的驱动电路结构，利用比较器判定斜坡产生模块输出电压超过误差放大器输出信号与输入线电压采样信号的乘积后关断外部功率管，同时在电感电流过零时刻控制功率管开启，从而实现对整个驱动电路输入电流的正弦化调制，达到减小总谐波失真的目的，具有更广泛的应用范围。

Description

实现改善总谐波失真的驱动电路结构

技术领域

本发明涉及AC/DC电源管理领域，尤其涉及改善驱动结构总谐波失真技术领域，具体是指一种实现改善总谐波失真的驱动电路结构。

背景技术

发光二极管(LED)在照明应用中，因其具有发光效率高、寿命长、高亮度、节能、环保和坚固耐用等特点，正作为一种新型照明电源得到越来越广泛的应用。但是由于传统LED驱动电路中的非线性元件和储能元件的存在，会使交流输入市电的输入电流波形发生严重畸变，产生大量的谐波电流成分，降低功率因数，严重污染电网，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，目前25W以上的LED驱动结构都要求使用有源功率因数校正(APFC)技术。

Buck拓扑由于成本低，输出电压低，能够在整个输入电压范围内保持较高效率，因此在非隔离应用场合具有一定的优势。传统的带APFC的Buck型LED驱动结构，工作在临界导通模式，通过乘法器直接控制峰值电流包络，即恒定功率管开通时间的方式，实现功率因数校正功能。

图1是普遍采用的带APFC的Buck型LED驱动电路示意图。输入端由AC电压源、桥式整流电路100，输入电容C1等模块组成。负载输出端包括续流二极管104、输出滤波电容C3、LED负载107，输出电阻R3。变压器包含初级绕组105，次级绕组103。输入与输出电压差值采样电路由电阻R5和R6组成。控制电路121的供电电路包括启动电阻R4、二极管102和供电电容C2。环路电压采样电路由电阻R1、R2组成。电路还包括功率管106和峰值电流采样电阻R7。

控制电路121包括：电流估算模块108、误差放大模块109、乘法器110、电流峰值比较器111、过零检测模块112、RS锁存器113以及输出驱动模块114。

控制电路的过零检测模块112检测FB信号的过零点，将输出信号ZCD119置高，该信号会将RS锁存器113的输出信号120置高，再通过驱动模块114，打开功率管106，从而开始一个开关周期。

工作时，经整流后的母线电压101通过C3，R3，LED负载107以及采样电阻R5和R6，得到采样信号进入控制电路121的MULTI脚，该管脚采样到的信号Vmult作为乘法器模块110的一个乘法因子。电流估算模块108，根据管脚CS采样到的原边信号Vcs，其中Vcs=Ip*R3，估算输出电压115，用于表征LED电流与峰值电流采样电阻R7的乘积Io*R7。再由误差放大模块109将跟该估算输出电压115与内部基准Vref做误差放大，输出误差信号Vea116作为乘法器模块110的另一个乘法因子。

Vea＝G*(Io*R3-Vref)

式中，G为误差放大器109的增益。

乘法器模块110的输出信号VPRO117作为电流峰值比较器111的基准，当CS采样到的原边信号Vcs高于VPRO时，比较器输出信号OCP118置高，将RS锁存器113的输出信号129清零，最后通过驱动114关断功率管106。

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{PRO}}=m*\mathrm{Vmult}*\mathrm{Vea}\\ =m*G*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*\frac{R6}{R5+R6}(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})\end{array}$

式中，m为乘法器模块211的系数。

最终使得变压器原边电流Ip的峰值包络为:

$\begin{array}{c}\mathrm{Ip}=\frac{V_{\mathrm{PRO}}}{R3}\\ =\frac{m*G*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{R3(R5+R6)}\end{array}$

整个驱动电路的输入电流为:

$\begin{array}{c}\mathrm{Iin}=\frac{1}{2}*\mathrm{Ip}*D\left(\mathrm{\θ}\right)\\ =\frac{1}{2}*\mathrm{Ip}*\frac{\mathrm{Vo}}{V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}\\ =\frac{1}{2}*\frac{m*G*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{R3(R5+R6)}*\frac{\mathrm{Vo}}{V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}\end{array}$

由此可见变压器原边电流峰值包络为正弦波形，且与AC电压源同频同相位，但整个驱动电路的输入电流并不是标准的正弦函数，输入电流Iin和AC电压不成正比关系，其在半个工频周期波形如图2所示，随着输入AC电压幅度变大，输入电流所含谐波分量变大，顶部失真越厉害，功率因数越低。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点，提供了一种能够实现对整个驱动电路输入电流的正弦化调制、达到减小总谐波失真的目的、具有更广泛应用范围的实现改善总谐波失真的驱动电路结构。

为了实现上述目的，本发明的实现改善总谐波失真的驱动电路结构具有如下构成：

该实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其主要特点是，所述的电路结构包括控制电路，所述的控制电路包括：

过零检测模块，所述的过零检测模块的输入端输入环路电压采样信号；

RS锁存器，所述的RS锁存器的S端连接所述的过零检测模块的输出端；

输出驱动模块，用以输出负载的驱动信号，所述的输出驱动模块的输入端连接所述的RS锁存器的输出端；

比较器，所述的比较器的输出端连接所述的RS锁存器的R端；

斜坡产生模块，所述的斜坡产生电路的输出端连接所述的比较器的正向输入端；

乘法器，所述的乘法器的输出端连接所述的比较器的反向输入端，所述的乘法器的第一输入端输入驱动电路总输入电压与总输出电压差值采样信号；

误差放大模块，所述的误差放大模块的输出端连接所述的乘法器的第二输入端；

电流估算模块，所述的电流估算模块的输出端连接所述的误差放大模块的输入端，所述的电流估算模块的输入端输入负载峰值电流采样信号。

较佳地，所述的斜坡产生模块的输入端连接所述的RS锁存器的输出端。

更佳地，所述的斜坡产生模块包括恒流源、第四电容、反相器、第二功率管，所述的第四电容的一端连接所述的恒流源，所述的第四电容的另一端接地，所述的反相器的输入端连接所述的RS锁存器的输出端，所述的反相器的输出端连接所述的第二功率管的栅极，所述的第二功率管连接于所述的恒流源和接地端之间。

较佳地，所述的电路结构还包括相连接的输入模块和负载输出模块，所述的输入模块包括AC电压源、桥式整流电路和输入电容，所述的桥式整流电路连接于所述的AC电压源和输入电容的第一端之间，所述的输入电容的第二端接地，所述的负载输出模块包括续流二极管、输出滤波电容、负载和输出电阻，所述的输出滤波电容第一端与所述的输入电容的第一端相连接，所述的输出滤波电容分别与所述的输出电阻、所述的负载和所述的续流二极管并联连接。

更佳地，所述的电路结构还包括变压器和环形电压采样电路，所述的环形电压采样电路包括第一电阻和第二电阻，所述的变压器的初级绕组连接于所述的输出滤波电容的第二端和所述的续流二极管之间，所述的变压器的次级绕组的第一端与所述的第一电阻的第一端相连接，所述的变压器的次级绕组的第二端接地，所述的第一电阻的第二端分别连接所述的过零检测模块的输入端和所述的第二电阻的第一端，所述的第二电阻的第二端接地。

更进一步地，所述的电路结构还包括控制供电电路，所述的控制供电电路包括启动电阻、第二二极管和供电电容，所述的第二二极管连接于所述的供电电容的第一端和所述的次级绕组的第一端之间，所述的启动电阻的第一端连接所述的输入电容的第一端，所述的启动电阻的第二端分别连接所述的供电电容的第一端和所述的控制电路的电源输入端。

更佳地，所述的电路结构还包括输入与输出电压差值采样电路，所述的输入与输出电压差值采样电路包括第五电阻和第六电阻，所述的第五电阻的第一端与所述的输出滤波电容的第二端相连接，所述的第五电阻的第二端分别与所述的第六电阻的第一端和所述的乘法器的第一输入端相连接，所述的第六电阻的第二端接地。

更佳地，所述的电路结构还包括第一功率管和峰值采样电阻，所述的第一功率管的栅极与所述的输出驱动模块的输出端相连接，所述的第一功率管连接于所述的续流二极管和所述的峰值采样电阻的第一端之间，所述的峰值采样电阻的第一端与所述的电流估算模块的输入端相连接，所述的峰值采样电阻的第二端接地。

采用了该发明中的实现改善总谐波失真的驱动电路，具有如下有益效果：

本发明提出了一种功率管导通时间可变的用于减小总谐波失真的Buck型LED驱动结构，利用比较器判定斜坡产生模块输出电压超过误差放大器输出信号与输入线电压采样信号的乘积后关断外部功率管，使外部功率管的开通时间在输入AC电压大于输出电压Vo时与|Sinθ|成正比，同时在电感电流过零时刻控制功率管开启，从而实现对整个驱动电路输入电流的正弦化调制，达到减小总谐波失真的目的，具有更广泛的应用范围。

附图说明

图1为现有技术的工作于临界模式的带APFC Buck型LED驱动电路示意图。

图2为现有技术的工作于临界模式的带APFC Buck型LED驱动电路半个工频周期内输入电流随输入电压变化的波形示意图。

图3为本发明的实现改善总谐波失真的驱动电路结构示意图。

图4为本发明的斜坡产生模块的内部结构示意图。

图5为本发明的实现改善总谐波失真的驱动电路的主要节点波形图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

本发明的目的是解决现有技术的上述问题，提出了一种改善总谐波失真的方法及实现电路，适用于Buck型LED驱动结构。

本发明专利控制电路对传统结构进行了改良，增加一斜坡产生模块，将比较器正输入端改接斜坡产生模块，将该模块输出信号与乘法器输出信号进行比较，产生触发功率管关断的信号，乘法器输入端MULT通过R5和R6直接采样输入电压，与传统结构相比，这种控制方式功率管导通时间随正弦包络变化，可以有效的改善总谐波失真，并进一步提高功率因数。

图3为本发明专利提出的LED驱动电路的原理图。输入端由AC电压源、桥式整流电路300，输入电容C1等模块组成。负载输出端包括续流二极管306、输出滤波电容C3、LED负载307、输出电阻R3。变压器包含初级绕组305，次级绕组303。输入电压采样电路由电阻R5和R6组成。环路电压采样电路由电阻R1、R2组成。控制电路323的供电电路包括启动电阻R4、二极管302和供电电容C2。电路还包括功率管306和电流峰值采样电阻R7。

控制电路323包括：电流估算模块308、误差放大模块309、乘法器310、斜坡比较器311、过零检测模块312、RS锁存器313、输出驱动模块314、斜坡产生模块315。

控制电路的过零检测模块312检测FB信号的过零点，将输出信号ZCD321置高，该信号会将RS锁存器313的输出信号322置高，再通过驱动模块314，打开功率管306，从而开始一个开关周期。

工作时，经整流后的母线电压301通过采样电阻R5和R6，得到采样信号进入控制电路121的MULTI脚，该管脚采样到的信号Vmult作为乘法器模块110的一个乘法因子。

电流估算模块308，根据管脚CS采样到的原边信号Vcs，其中Vcs=Ip×R3，估算输出电压316，用于表征LED电流与峰值电流采样电阻R7的乘积Io×R7。再由误差放大模块309将跟该估算输出电压316与内部基准Vref做误差放大，输出误差信号Vea317作为乘法器模块310的另一个乘法因子。

Vea＝G*(Io*R3-Vref)

式中，G为误差放大器210的增益。

乘法器模块310的输出信号VPRO318作为斜坡比较器311的基准，当斜坡产生模块输出的锯齿波信号高于VPRO时，比较器输出信号OCP320置高，将RS锁存器313的输出信号322清零，最后通过驱动314关断功率管306。

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{PRO}}=m*\mathrm{Vmult}*\mathrm{Vea}\\ =m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*\frac{R6}{R5+R6}{*V}_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|\end{array}$

m为乘法器系数。

功率管在一个开关周期内的开通时间为Ton，则有：

V_PRO＝KTon

其中K为斜坡斜率。

$\mathrm{Ton}=\frac{m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}{K(R5+R6)}$

最终使得变压器原边电流Ip的峰值包络为：

$\begin{array}{c}\mathrm{Ip}=\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\mathrm{Yon}\\ =\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\frac{m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}{K(R5+R6)}\end{array}$

整个驱动电路的输入电流为：

$\begin{array}{c}\mathrm{Iin}=\frac{1}{2}*\mathrm{Ip}*D\left(\mathrm{\θ}\right)\\ =\frac{1}{2}*\mathrm{Ip}*\frac{\mathrm{Vo}}{V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}\\ =\frac{1}{2}*\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\frac{m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}{K(R5+R6)}*\frac{\mathrm{Vo}}{V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}\\ =\frac{1}{2}*\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\frac{m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*\mathrm{Vo}}{K(R5+R6)}\end{array}$

由此可见整个驱动电路的输入电流波形呈正弦变化，与传统结构相比谐波失真明显减小。

以下结合具体实例以及附图4对本发明内容进行详细说明。

本发明的基本思路是利用斜坡产生电路、乘法器、误差放大器以及相关电路，实现对输入电流的正弦化调制。其原理是利用一恒流源I1对电容C1进行线性充电，用电容C1充电时间决定外部功率管的开通时间。斜坡产生电路的输出信号Vramp400送入斜坡比较器405的正输入端，将误差放大器输出信号Vea与输入线电压采样信号Vmult相乘得到的VPRO401，送入斜坡比较器405的负输入端，当电容C1被充电直到其两端电压Vramp400大于VPRO401时，斜坡比较器405的输出OCP402置高，从而RS触发器406输出信号404清零，通过反相器408控制开关管407开启，将电容C1上的电荷迅速释放完，此时斜坡比较器405输出清零，RS触发器输出404保持清零状态，直到ZCD403信号由零变高，通过反相器408控制开关管407关断，恒流源I1再次对电容C1进行线性充电，开始新的开关周期。

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{PRO}}=m*\mathrm{Vmult}*\mathrm{Vea}\\ =m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*\frac{R6}{R5+R6}{*V}_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|\end{array}$

m为乘法器系数。

根据电容充电公式：

$\begin{array}{c}\mathrm{Ton}=\frac{C1*V_{\mathrm{PRO}}}{I1}\\ =\frac{C1*m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*V_M*R6*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}{(R5+R6)I1}\end{array}$

最终使得变压器原边电流Ip的峰值包络为:

$\begin{array}{c}\mathrm{Ip}=\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\mathrm{Ton}\\ =\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\frac{C1*m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}{I1(R5+R6)}\end{array}$

整个驱动电路的输入电流为:

$\begin{array}{c}\mathrm{Iin}=\frac{1}{2}*\mathrm{Ip}*D\left(\mathrm{\θ}\right)\\ =\frac{1}{2}*\mathrm{Ip}*\frac{\mathrm{Vo}}{V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}\\ =\frac{1}{2}*\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\frac{C1*m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}{I1(R5+R6)}*\frac{\mathrm{Vo}}{V_M*\left|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}\\ =\frac{1}{2}*\frac{(V_M*|\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)|-\mathrm{Vo})}{L}*\frac{C1*m*(\mathrm{Io}*R3-\mathrm{Vref})*R6*\mathrm{Vo}}{I1(R5+R6)}\end{array}$

采用了该发明中的实现改善总谐波失真的驱动电路，具有如下有益效果：

本发明提出了一种功率管导通时间可变的用于减小总谐波失真的Buck型LED驱动结构，利用比较器判定斜坡产生模块输出电压超过误差放大器输出信号与输入线电压采样信号的乘积后关断外部功率管，使外部功率管的开通时间在输入AC电压大于输出电压Vo时与|Sinθ|成正比，同时在电感电流过零时刻控制功率管开启，从而实现对整个驱动电路输入电流的正弦化调制，达到减小总谐波失真的目的，具有更广泛的应用范围。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (8)

1.一种实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的电路结构包括控制电路，所述的控制电路包括：

过零检测模块，所述的过零检测模块的输入端输入环路电压采样信号；

RS锁存器，所述的RS锁存器的S端连接所述的过零检测模块的输出端；

输出驱动模块，用以输出负载的驱动信号，所述的输出驱动模块的输入端连接所述的RS锁存器的输出端；

比较器，所述的比较器的输出端连接所述的RS锁存器的R端；

斜坡产生模块，所述的斜坡产生电路的输出端连接所述的比较器的正向输入端；

乘法器，所述的乘法器的输出端连接所述的比较器的反向输入端，所述的乘法器的第一输入端输入驱动电路总输入电压与总输出电压差值采样信号；

误差放大模块，所述的误差放大模块的输出端连接所述的乘法器的第二输入端；

电流估算模块，所述的电流估算模块的输出端连接所述的误差放大模块的输入端，所述的电流估算模块的输入端输入负载峰值电流采样信号。

2.根据权利要求1所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的斜坡产生模块的输入端连接所述的RS锁存器的输出端。

3.根据权利要求2所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的斜坡产生模块包括恒流源、第四电容、反相器和第二功率管，所述的第四电容的一端连接所述的恒流源，所述的第四电容的另一端接地，所述的反相器的输入端连接所述的RS锁存器的输出端，所述的反相器的输出端连接所述的第二功率管的栅极，所述的第二功率管连接于所述的恒流源和接地端之间。

4.根据权利要求1所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括相连接的输入模块和负载输出模块，所述的输入模块包括AC电压源、桥式整流电路和输入电容，所述的桥式整流电路连接于所述的AC电压源和输入电容的第一端之间，所述的输入电容的第二端接地，所述的负载输出模块包括续流二极管、输出滤波电容、负载和输出电阻，所述的输出滤波电容第一端与所述的输入电容的第一端相连接，所述的输出滤波电容分别与所述的输出电阻、所述的负载和所述的续流二极管并联连接。

5.根据权利要求4所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括变压器和环形电压采样电路，所述的环形电压采样电路包括第一电阻和第二电阻，所述的变压器的初级绕组连接于所述的输出滤波电容的第二端和所述的续流二极管之间，所述的变压器的次级绕组的第一端与所述的第一电阻的第一端相连接，所述的变压器的次级绕组的第二端接地，所述的第一电阻的第二端分别连接所述的过零检测模块的输入端和所述的第二电阻的第一端，所述的第二电阻的第二端接地。

6.根据权利要求5所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括控制供电电路，所述的控制供电电路包括启动电阻、第二二极管和供电电容，所述的第二二极管连接于所述的供电电容的第一端和所述的次级绕组的第一端之间，所述的启动电阻的第一端连接所述的输入电容的第一端，所述的启动电阻的第二端分别连接所述的供电电容的第一端和所述的控制电路的电源输入端。

7.根据权利要求4所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括输入与输出电压差值采样电路，所述的输入与输出电压差值采样电路包括第五电阻和第六电阻，所述的第五电阻的第一端与所述的输出滤波电容的第二端相连接，所述的第五电阻的第二端分别与所述的第六电阻的第一端和所述的乘法器的第一输入端相连接，所述的第六电阻的第二端接地。

8.根据权利要求4所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括第一功率管和峰值采样电阻，所述的第一功率管的栅极与所述的输出驱动模块的输出端相连接，所述的第一功率管连接于所述的续流二极管和所述的峰值采样电阻的第一端之间，所述的峰值采样电阻的第一端与所述的电流估算模块的输入端相连接，所述的峰值采样电阻的第二端接地。

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