CN106169863A - 升降压型功率因数校正电路的控制电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及功率因数校正电路，旨在提供一种升降压型功率因数校正电路的控制电路及其控制方法。该控制电路中，输出反馈电路接受功率因数校正电路的输出反馈信号，产生第一误差信号；模拟除法器电路接收第一误差信号后，产生第二误差信号；电流峰值控制电路接收第二误差信号后得到峰值电流给定信号，产生功率开关控制信号并传送给功率因数校正电路以实现功率因素校正。本发明使得峰值电流控制的CRM升降压PFC变换器的理论输入电流为正弦，大大改善了其输入功率因数和谐波；所增加的模拟除法器电路结构简单，只需要一个乘法器，成本低；控制电路设计简单，理论功率因数不随输入电压和负载的变化而变化。

Description

升降压型功率因数校正电路的控制电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及功率因数校正电路，特别涉及升降压型功率因数校正电路的控制电路及其控制方法。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入谐波，提高功率因数，目前已得到了广泛的应用。PFC变换器可分为有源和无源两种方式，有源功率因数校正(Active Power Factor Correction,APFC)变换器以其输入功率因数高、成本低、体积小等优点，受到越来越多的关注。

有源PFC变换器可以采用多种电路拓扑和控制方式，其中升降压式PFC由于其输出电压可高于输入电压，也可低于输入电压，在中小功率场合得到广泛应用。升降压PFC电路，通常以非隔离型的Buck-Boost电路或者隔离型的Flyback电路，Flyback电路与Buck-Boost电路工作原理完全一致，是Buck-Boost的隔离型。其中Flyback PFC以其拓扑简单、原副边隔离和效率高等优点，在需要输入输出隔离的场合，成为最广泛应用的PFC电路拓扑之一。根据反激PFC变换器激磁电感电流是否连续，可将其分成三种工作模式：即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，电感电流临界连续模式(Critical ConductionMode,CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。临界连续模式(CRM)以其控制方式简单，原边开关管可实现ZVS和副边二极管可实现ZCS，广泛应用于Buck-Boost或者Flyback PFC变流器。

CRM Flyback变换器一般应用于中小功率场合，峰值电流控制方式为最常见的控制方式之一。该控制方式通过给定原边峰值电感电流参考信号，使其跟随输入电压波形信号，达到功率因数校正的目的。对于传统峰值电流控制的CRM Flyback PFC变流器，不同于传统的Boost(升压)PFC，电感电流的平均值不是输入电流平均值，输入电流平均值不仅与电感峰值电流有关，还取决于电路瞬时的占空比，在理论上，输入电流平均值就不是正弦，因此谐波较大。

发明内容

本发明要解决的问题是，克服现有技术中的不足，提供一种升降压型功率因数校正电路的控制电路及其控制方法。本发明针对临界断续模式升降压PFC电路的不足，进一步降低其电流畸变，使得理论输入电流为完全正弦。

为解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种升降压型功率因数校正电路的控制电路，包括分别与功率因数校正电路相接的输出反馈电路和电流峰值控制电路；还包括模拟除法器电路；其中，

输出反馈电路接受功率因数校正电路的输出反馈信号，产生第一误差信号；

模拟除法器电路接收第一误差信号后，产生第二误差信号；

电流峰值控制电路接收第二误差信号，并与功率因数校正电路的输入电压采样信号相乘得到峰值电流给定信号；然后基于峰值电流给定信号产生功率开关控制信号，并传送给功率因数校正电路以实现功率因素校正。

本发明中，所述输出反馈信号是指功率因数校正电路的输出电压反馈信号、或输出电流反馈信号、或输出功率反馈信号。

本发明中，所述模拟除法器电路由第一模拟开关S₁、第二模拟开关S₂、低通滤波器和第二运算放大器A₂组成；其中，第二运算放大器A₂的正向输入端接受第一误差信号，其反向输入端与低通滤波器的一端相接；低通滤波器另一端之间接有第一模拟开关S₁和模拟开关S₂的连接端；第一模拟开关S₁的一端与第二运算放大器A₂的输出端相接，其另一端则通过第二模拟开关S₂接地。

本发明中，所述的低通滤波器由并联的电阻和电容组成；其中，电容的两端连接第二运算放大器A₂的输出端和反向输入端；电阻的一端连接第一模拟开关S₁和第二模拟开关S₂的中点，另一端连接运算放大器A₂的反向输入端。

本发明中，所述第一模拟开关S₁和第二模拟开关S₂在一个开关周期内互补导通；假设第一模拟开关S₁的导通占空比为d(t)，则第二模拟开关S₂的导通占空比为1-d(t)；所述第一模拟开关S₁的导通占空比与所述功率开关控制信号一致。

本发明中，所述第二误差信号的数值乘以第一模拟开关S₁的导通占空比d(t)，即等于第一误差信号的数值。

本发明中，还包括接于输出反馈电路和模拟除法器电路之间的光耦隔离电路。

本发明进一步提供了利用前述电路实现升降压型功率因数校正电路控制的方法，包括以下步骤：

(1)输出反馈电路接受功率因数校正电路的输出反馈信号，将输出反馈信号与基准信号进行比较后，得到第一误差信号并输出至模拟除法器电路；

(2)模拟除法器电路基于开关控制信号得到第二误差信号，并输出到电流峰值控制电路；

(3)电流峰值控制电路将第二误差信号与输入电压采样信号相乘，得到峰值电流给定信号；然后将峰值电流给定信号与电感电流采样信号比较，得到功率电路开关的开关控制信号；功率因数校正电路根据开关控制信号控制功率电路开关的通断，进而控制电感电流大小以实现功率因素校正：当电感电流采样信号达到给定信号时关断功率电路开关，使得电感电流下降；当电感电流下降到零时，开通功率电路开关。

本发明中，所述模拟除法器电路的运行方式为：所述模拟除法器电路由第一模拟开关S₁、第二模拟开关S₂、低通滤波器和第二运算放大器A₂组成；其中，第二运算放大器A₂的正向输入端接受第一误差信号，其反向输入端与低通滤波器的一端相接；低通滤波器另一端之间接有第一模拟开关S₁和模拟开关S₂的连接端；第一模拟开关S₁的一端与第二运算放大器A₂的输出端相接，其另一端则通过第二模拟开关S₂接地；第一模拟开关S₁在一个开关周期内占空比为d(t)，第二模拟开关S₂在同一开关周期内占空比为1-d(t)；第一模拟开关S₁的通断状态与功率电路开关的通断状态一致，第二模拟开关S₂的通断状态与所述第一模拟开关S₁的通断状态互补。

与现有技术相比，本发明的显著优点是：

(1)使得峰值电流控制的CRM升降压PFC变换器的理论输入电流为正弦，大大改善了其输入功率因数和谐波；

(2)所增加的模拟除法器电路结构简单，只需要一个乘法器，成本低；

(3)控制电路设计简单，理论功率因数不随输入电压和负载的变化而变化。

附图说明

图1是基于输出电压反馈的传统峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的示意图。

图2是传统的峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的原边电感电流波形图。

图3是基于输出电流反馈的传统峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的示意图。

图4是本发明的改进型峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的示意图。

图5是本发明的改进型峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的原边电感电流波形图。

图6是本发明的改进型峰值电流控制的CRM Buck-Boost PFC变换器的示意图。

图中的附图标记：1升降压PFC功率电路(Flyback或Buck-Boost)；2输出反馈电路；3光耦隔离电路；4模拟除法器电路；5电流峰值控制电路。

具体实施方式

由于升降压PFC电路中的Buck-Boost PFC与Flyback PFC电路原理完全一致，一个输入和输出不隔离，一个具有输入和输出的隔离(变压器隔离)，对本领域技术人员而言，两个电路可以完全等价。因此，为简单起见，在以下分析中，以Flyback PFC作为代表进行阐述。

1、传统峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的工作原理

图1是传统的基于输出电压反馈的峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的示意图。图1中的第1部分框图，是指升降压PFC变换器功率电路，即Flyback PFC功率电路。升降压PFC电路将一个交流输入转换为一个直流输出，控制输入电流跟踪交流输入电压，实现功率因素校正的功能。

在图1所示控制电路中，首先是输出反馈电路(第2部分)，在图1中以输出电压的反馈为例进行说明，即输出电压的反馈控制环节(电压环)，本领域技术人员也可以采样输出电流反馈，或者其他输出信号反馈(如输出功率)。升降压PFC电路的输出电压，通过R₃/R₄分压电阻采样，得到一个输出反馈信号V_FB，送到误差放大器A₁的一端，并与基准信号V_ref比较，通过误差放大器A₁(包括补偿环节，图1中所示为一个比例积分PI环节)，在A₁输出端得到误差信号(A点输出)。在一些输入和输出需要隔离的场合，该误差信号通过光电耦合器(光耦)O_P1隔离(第3部分)，得到变压器原边侧的输出反馈的误差信号V_comp。如果输入和输出无需电气隔离，光耦隔离环节就不需要(图1中的第3部分就不需要)，输出反馈电路中误差放大器A1的输出信号就是Vcomp信号，即图1中，A点和B点等同。该误差信号V_comp由负载和输入电压决定，在给定输入和给定输出情况下，可以视为一个定值。误差信号送入到峰值电流控制电路(第5部分)，用来控制电感峰值电流。输入交流电压经过整流桥变成交流半波馒头波，该电压通过R₁和R₂分压，分压比为k，得到输入电压的采样V_ac，作为电感电流的波形信号(即电感电流峰值的包络线与这个波形信号形状相同)。PFC控制电路接收这个输入电压的采样信号V_ac，将V_comp与V_ac通过乘法器M₁相乘，其输出为电流峰值的给定信号，也就是电感电流的峰值给定信号，将之与电感电流的采样信号V_cs比较，得到功率电路开关管Q₁的功率开关控制信号。图1中，将开关管的电流采样信号表示电感电流采样信号，电感电流的采样信号V_cs在开关Q₁导通期间也等于开关管电流，当V_cs等于电流给定信号时(即电感电流峰值等于电流给定信号)，开关Q₁关断，使得电感电流下降；当电感电流下降到0时，开关Q₁重新导通，以控制电感电流平均值大小。这就是本领域所熟知的峰值电流控制的CRM工作模式。

为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想器件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率；4.乘法器增益为1。

定义输入交流电压Vin(t)的表达式为

V_in(t)＝V_m sinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入电压的幅值和角频率。

该电压经过整流桥整流，形成输入馒头波。整流后的Vin(t)通过电阻R₁和R₂分压，分压比为k，得到输入电流的波形信号V_ac。由于电路正负半波内工作完全相同(通过整流桥整流)，下面以正半周为例进行分析，这些分析对负半周也完全适用。

图2为正半个输入电压周期内变换器的原边电流波形(等于开关管导通期间励磁电感电流，在开关Q₁关断期间，原边电流为0，励磁电感电流向副边负载释放)。当开关管Q₁导通时，二极管D₁截止，原边励磁电感L_m的电流i_p由零开始线性上升；当电感电流i_p等于峰值电流i_{p_peak}时，开关管Q₁关断，二极管D₁导通，直到电感电流i_p降到零。由此可知，原边励磁电感L_m的峰值电流i_{p_peak}(t)为

$i_{p\_peak}\left(t\right)=\frac{V_{ac}\·V_{comp}}{R_{cs}}=\frac{k\·V_m\·\sin \mathrm{\ω}t\·V_{comp}}{R_{cs}}---\left(2\right)$

其中k为电阻R₁和R₂的分压系数，V_comp为光电耦合器隔离输出端B的误差信号，在给定输出和输入情况下为一直流量，R_cs为采样电阻。

在一个开关周期内，原边输入电流的平均值i_{p_avg}(t)为

$i_{p\_avg}\left(t\right)=\frac{1}{2}{i}_{p\_peak}\left(t\right)\·d\left(t\right)=\frac{n\·V_o\·k\·V_{comp}\·V_m\sin \mathrm{\ω}t}{2R_{cs}\·(V_m\sin \mathrm{\ω}t+n\·V_o)}---\left(3\right)$

其中d(t)为开关管Q₁的瞬时占空比，n为变压器T的原副边匝数之比N_p/N_s(Np为变压器原边绕组匝数，Ns为变压器副边绕组匝数)，V_o为输出电压。

由式(3)可知，原边输入电流的平均值不是正弦，图2给出了在半个工频周期内输入电流的波形。

在一些场合，需要实现恒流输出，需要采样升降压PFC变换器的输出电流进行反馈，如图3所示。在图3中，利用采样电阻Ros采样输出电流信息，得到反馈信号V_FB，与一个基准信号V_ref比较，得到误差信号，通过光电耦合器(光耦)O_P1隔离，得到变压器原边侧的输出反馈误差信号V_comp。无论输出反馈信号V_FB的来源是输出电压或者输出电流，这一过程与前面所述的是完全一样的。

2、模拟除法器电路的工作原理

为克服传统CRM控制下，输入电流非正弦的不足，本发明提出了一种新的控制方法和控制电路。仍然以Flyback(反激)PFC为例，控制电路如图4所示，通过在控制电路中增加一个简单的模拟除法器，所述的模拟除法器结构如图4中第4部分所示，包括两个模拟开关S₁和S₂，低通滤波器(电阻R₆和C₃)，第二运算放大器A₂。模拟开关S₁的控制端输入与电流峰值控制电路中RS触发器的输出端Q连接，模拟开关S₂的控制端输入与RS触发器的输出端/Q连接，因此模拟开关S₁的控制信号与开关管Q₁完全相同，即开关管Q₁导通时，模拟开关S₁导通，开关管Q₁关断时，模拟开关S₁关断，S₁在一个开关周期内导通的占空比为d(t)。模拟开关S₂的控制信号与S₁互补，即在一个开关周期内，S₁导通时，S₂关断，S₁关断时，S₂导通，因此，在开关周期内导通的占空比为1-d(t)。在本实施例中，当控制信号为高电平(逻辑1)时，S₁/S₂导通，在控制信号为低电平(逻辑0)时，S₁/S₂关断。本领域技术人员也可以有其他实施方式，最终只要保证Q₁导通时，模拟开关S₁导通，模拟开关S₂关断；当开关管Q₁关断时，模拟开关S₁关断，模拟开关S₂导通。

在图4所示的例子中，仍以输出电压的反馈为例，本领域技术人员也可以采样输出电流反馈，或者其他输出信号反馈。输出反馈电路接收到一个反馈信号V_FB，将之与基准信号比较后得到一个误差信号V_comp(第一误差信号)。模拟除法器的输入端信号为电压反馈输出的误差信号V_comp(B点)，设模拟除法器的输出端(C点)的电压为V^* _comp(t)，定义为第二误差信号。由于模拟开关S₁和S₂中点的平均电压为V^* _comp(t)×d(t)，经过第六电阻R₆和第三电容C₃组成的RC低通滤波器，滤除其开关次谐波含量，连接在第二运算放大器A₂的反相输入端。则第二运算放大器A₂的反相输入端的电压为V^* _comp(t)×d(t)。

除了RC低通滤波器，本领域技术人员也可以采用其他形式的低通滤波器，而不影响其本质。由于第二运算放大器的反相输入端电压跟随正向输入端B的电压V_comp(第一误差信号)，则可以得到

$V_{comp}^{*}\left(t\right)\·d\left(t\right)=V_{comp}---\left(4\right)$

由式(4)可得模拟除法器的输出电压V^* _comp(t)为

$V_{comp}^{*}\left(t\right)=\frac{V_{comp}}{d\left(t\right)}---\left(5\right)$

根据图4给出的改进型峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器的控制框图，峰值电流控制电路里面的乘法器，一个输入为第二误差信号V^* _comp(t)，另一个输入为输入电压的波形信号Vac，相乘得到原边电感的峰值电流给定信号，原边电感L_m的峰值电流i_{p_peak}(t)为

$i_{p\_peak}\left(t\right)=\frac{k\·V_{comp}\·V_{m}sin\mathrm{\ω}t}{R_{cs}\·d\left(t\right)}---\left(6\right)$

在一个开关周期内，原边输入电流的平均值i_{p_avg}(t)为

$i_{p\_avg}\left(t\right)=\frac{1}{2}{i}_{p\_peak}\left(t\right)\·d\left(t\right)=\frac{k\·V_{comp}\·V_{m}sin\mathrm{\ω}t}{2R_{cs}}---\left(7\right)$

由式(7)可知，由于V_comp在给定输入和输出条件下，基本为一定值，原边电感电流的平均值为正弦，实现了输入电流平均值跟随输入电压，并且为正弦的功能，图5给出了在半个工频周期内原边电感电流的波形。

综上所述，本发明的改进型峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器，通过在传统的峰值电流控制的CRM Flyback PFC变换器中加入简单的模拟除法器，改变原边峰值电流的参考信号，实现了理论输入电流波形为正弦，理论功率因数为1，较大地改善了变换器的输入功率因数和THD。此外，该变换器的控制电路设计简单，在增加较少的成本下较大地提高了变换器的性能。

如前面所述，在一些场合，需要实现恒流输出，也可以通过输出电流的反馈，或者其他形式的输出反馈，如在恒功率输出场合的可采用输出功率反馈等，得到误差信号Vcomp，不论采样何种输出信息，得到输出反馈信号V_FB，均不影响本发明的实质。

将本方法应用于Buck-Boost PFC也是完全一样。由于Buck-Boost为非隔离输出，电压误差信号的传递无需光电耦合器(光耦)，如图6所示。图6中，以一个low side(开关管Q₁放在负母线端)的Buck-Boost PFC为例进行说明。仍然以输出电压反馈为例进行说明，输出电压经过R₃/R₄分压采样，由于采样信号与控制电路不共地，可以通过一个差分隔离得到与控制电路共地的输出反馈信号V_FB。需要指出的是，进行隔离的输出采样有很多方法，包括差分采样、采用隔离传感器等，这里不一一枚举，这些对本领域技术人员而言均属于常识，而且，输出信号的采样方式均不影响本发明的实质。将输出反馈信号V_FB送入误差放大器A₁，误差放大器A₁的输出误差信号V_comp，直接送给模拟除法器的输入端(由于非隔离，无需光耦隔离)，得到C点的输出信号V^* _comp(t)，其控制与隔离型完全一致。光耦隔离仅仅是为了实现电气隔离，对误差信号没有影响，与图3相比，由于Buck-Boost电路为非隔离电路，所以无需光耦隔离。

本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (9)

1.一种升降压型功率因数校正电路的控制电路，包括分别与功率因数校正电路相接的输出反馈电路和电流峰值控制电路；其特征在于，还包括模拟除法器电路；其中，

输出反馈电路接受功率因数校正电路的输出反馈信号，产生第一误差信号；

模拟除法器电路接收第一误差信号后，产生第二误差信号；

电流峰值控制电路接收第二误差信号，并与功率因数校正电路的输入电压采样信号相乘得到峰值电流给定信号；然后基于峰值电流给定信号产生功率开关控制信号，并传送给功率因数校正电路以实现功率因素校正。

2.根据权利要求1所述升降压型功率因数校正电路控制电路，其特征在于，所述输出反馈信号是指功率因数校正电路的输出电压反馈信号、或输出电流反馈信号、或输出功率反馈信号。

3.根据权利要求1所述升降压型功率因数校正电路控制电路，其特征在于，所述模拟除法器电路由第一模拟开关S₁、第二模拟开关S₂、低通滤波器和第二运算放大器A₂组成；其中，第二运算放大器A₂的正向输入端接受第一误差信号，其反向输入端与低通滤波器的一端相接；低通滤波器另一端之间接有第一模拟开关S₁和模拟开关S₂的连接端；第一模拟开关S₁的一端与第二运算放大器A₂的输出端相接，其另一端则通过第二模拟开关S₂接地。

4.根据权利要求3所述升降压型功率因数校正电路控制电路，其特征在于，所述的低通滤波器由并联的电阻和电容组成；其中，电容的两端连接第二运算放大器A₂的输出端和反向输入端；电阻的一端连接第一模拟开关S₁和第二模拟开关S₂的中点，另一端连接运算放大器A₂的反向输入端。

5.根据权利要求3所述升降压型功率因数校正电路控制电路，其特征在于，所述第一模拟开关S₁和第二模拟开关S₂在一个开关周期内互补导通；假设第一模拟开关S₁的导通占空比为d(t)，则第二模拟开关S₂的导通占空比为1-d(t)；所述第一模拟开关S₁的导通占空比与所述功率开关控制信号一致。

6.根据权利要求3所述升降压型功率因数校正电路控制电路，其特征在于，所述第二误差信号的数值乘以第一模拟开关S₁的导通占空比d(t)，即等于第一误差信号的数值。

7.根据权利要求1至6任意一项中所述升降压型功率因数校正电路控制电路，其特征在于，还包括接于输出反馈电路和模拟除法器电路之间的光耦隔离电路。

8.利用权利要求1至7任意一项中所述电路实现升降压型功率因数校正电路控制的方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)输出反馈电路接受功率因数校正电路的输出反馈信号，将输出反馈信号与基准信号进行比较后，得到第一误差信号并输出至模拟除法器电路；

(2)模拟除法器电路基于开关控制信号得到第二误差信号，并输出到电流峰值控制电路；

(3)电流峰值控制电路将第二误差信号与输入电压采样信号相乘，得到峰值电流给定信号；然后将峰值电流给定信号与电感电流采样信号比较，得到功率电路开关的开关控制信号；功率因数校正电路根据开关控制信号控制功率电路开关的通断，进而控制电感电流大小以实现功率因素校正：当电感电流采样信号达到给定信号时关断功率电路开关，使得电感电流下降；当电感电流下降到零时，开通功率电路开关。

9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述模拟除法器电路的运行方式为：所述模拟除法器电路由第一模拟开关S₁、第二模拟开关S₂、低通滤波器和第二运算放大器A₂组成；其中，第二运算放大器A₂的正向输入端接受第一误差信号，其反向输入端与低通滤波器的一端相接；低通滤波器另一端之间接有第一模拟开关S₁和模拟开关S₂的连接端；第一模拟开关S₁的一端与第二运算放大器A₂的输出端相接，其另一端则通过第二模拟开关S₂接地；第一模拟开关S₁在一个开关周期内占空比为d(t)，第二模拟开关S₂在同一开关周期内占空比为1-d(t)；第一模拟开关S₁的通断状态与功率电路开关的通断状态一致，第二模拟开关S₂的通断状态与所述第一模拟开关S₁的通断状态互补。